用于雙模系統響應的超聲波換能器系統和方法與流程

本申請要求保護2015年10月21日提交的、標題為“TWOTONEEXCITATIONOFULTRASONICTRANSDUCERSACROSSWIDETEMPERATURERANGEUNDERHEAVILYATTENUATEDPROPAGATIONMEDIUMINULTRASONICBASEDFLOWMETROLOGY”的美國臨時專利申請62/244,422的優先權、其提交日期的權益，并且由此通過引用并入本文。關于由聯邦政府贊助的研究或開發的聲明不適用
背景技術：
：優選實施例涉及超聲波換能器并且更具體地涉及針對這樣的換能器使用兩個音調激勵脈沖頻率的一種系統和方法。超聲波換能器在本領域中已知用于傳輸超聲波和檢測所傳輸的波的反射或回波。這樣的設備有時又被稱為超聲或超聲波換能器或收發器。超聲波換能器具有許多用途，包括水和氣體流量計、消費設備、車輛安全、和醫療診斷。在這些和其他領域，換能器檢測到的信號可以經過處理來確定距離，這可以進一步與定向處理或區域處理組合以結合二維和三維處理(包括圖像處理)來確定流量、體積、形狀以及多個方面。在現有技術中，以不同的方案實施流量計(例如，水或氣體)，包括機械、電磁、和超聲波。這樣的計量器的現有技術包括具有被定向為在彼此之間傳遞信號(信號在管道內的通道中移動)的兩個超聲波換能器的系統。通常，所施加的脈沖(或一系列脈沖)激勵兩個換能器中的第一換能器，該第一換能器生成由這些換能器中的第二換能器在被測量為第一飛行時間(TOF)的一定時間量之后接收的波形。然后反向該過程，由此，對第二換能器施加一個或更多個脈沖，從而在這個顛倒過程中測量的第二TOF后，引起第一換能器接收波形。第一和第二TOF、以及微分TOF確定換能器之間(并且因此，沿著換能器所位于的介質)的傳播介質的流速。為了精確目的，然而，確定TOF的準確度可能至關重要，而同時在實現期望的準確度時平衡效率考慮因素通常也是非常重要的考慮因素。準確測量TOF取決于許多因素，包括TOF測量過程中充分激勵和檢測到兩個方向中的每個方向中的波形。為此，本領域中已知的是，換能器系統具有諧振頻率，并且通過在這個諧振頻率附近或這個諧振頻率處激勵換能器來提高準確度，該諧振頻率通常在相當窄的帶寬內。然而，關鍵困難在于諧振頻率可能是未知的或不斷變化的。例如，系統諧振頻率可以基于傳播介質溫度、雜質或組合物、沉淀、沉積或換能器老化、以及不同制造商之間或甚至同一制造商的換能器的可變性而變化成為可變的。而且，在本領域中一旦采用了流量計，不斷監測這些變化并調整激勵脈沖頻率就變得越來越困難。進一步地，在初始制造過程中設置每個單獨系統的靜態激勵頻率可能成本高昂并且一旦在本領域采用該系統不一定可靠，之后，系統諧振頻率可能臨時或永久變化，其中在這種情況下，靜態工廠設置可能不再以最佳方式生成諧振回波和準確的TOF測定。鑒于以上討論內容，本發明人尋求改進現有技術，如以下進一步詳述的。技術實現要素：在一個優選實施例中，存在一種換能器系統。該系統包括換能器和用于在激勵期內施加激勵波形來激勵該換能器的電路。用于施加的所述電路包括：(i)用于施加處于第一頻率的第一波形的電路；以及(ii)用于施加處于不同于該第一頻率的第二頻率的第二波形的電路。還公開和要求保護許多其他創造性方面。附圖說明圖1展示了一種流量計換能器系統的圖解。圖2展示了圖1中的流量計換能器系統的激勵和響應波形的序列圖。圖3展示了圖1中的處理器的第一操作方法的流程圖。圖4描繪了根據一個優選實施例的檢測回波波形中幾個周期的多個樣本。圖5展示了換能器流量計系統(諸如圖1中的系統10)的頻率響應圖。圖6展示了第一流量計系統(諸如圖1中的系統10)的四個頻率響應圖，其中每個圖對應于不同的溫度。圖7展示了圖1中的處理器的第二操作方法的流程圖。圖8描繪了根據一個優選實施例的具有兩個音調頻率的脈沖的序列。圖9A至圖9G展示了所傳輸的脈沖串PT的數字樣本集和所接收到的回波波形EVM的數字樣本集，其中，針對這些集合的不同時間偏移位置進行了不同的時間偏移相關性測量。圖10展示了總體上正弦曲線，作為對UPS波形與DNS波形之間的模擬相關性的描繪。圖11展示了來自UPS波形與DNS波形的相關性的三個周期的局部圖。具體實施方式圖1展示了一種流量計換能器系統10的圖解。在該初始段描述的系統10在本領域中是已知的，但該系統還包括在以下詳述的優選實施例中并且結合其進行了改進。系統10包括管道12，諸如水或氣體等材料可以流過該管道，并且在圖1中為了參考目的，顯示流向從右到左。第一換能器TR1和第二換能器TR2位于管道12內。鄰近換能器TR1的是反射器R1，而鄰近換能器TR2的是反射器R2。每個反射器Rx被定向成與其相應的鄰近換能器TRx傳遞信號并且還將信號傳遞至另一個反射器。因此，如圖1中的管道12內的虛線所示，換能器TR1將信號傳遞至反射器R1，該反射器R1將該信號反射到反射器R2，該反射器R2將該信號反射到換能器TR2。同樣，換能器TR2將信號傳遞至反射器R2，該反射器R2將該信號反射到反射器R1，該反射器R1將該信號反射到換能器TR1。最后，諸如數字信號處理器、微處理器、微控制器或某種其他電子電路等的處理器14接收來自時鐘16的時鐘信號，并且處理器14聯接至換能器TR1和換能器TR2二者以便激勵任一換能器TRx傳輸信號和處理相應接收的另一個換能器的信號，如以下進一步探討的。時鐘16通常是具有1-24MHz的范圍內的速度的低功率(例如，功耗～140μA/MHz)晶體振蕩器。圖2展示了圖1中的流量計換能器系統10的序列圖，其中，所展示和首先描述的序列在本領域中也是已知的，但其還包括在以下詳述的優選實施例中并且結合其進行改進。總體上，圖2表示在從第一換能器TR1到第二換能器TR2的第一方向上的第一傳輸，然后在從第二換能器TR2到第一換能器TR1、與第一方向相反的第二方向上的第二傳輸。為了參考目的，示出了第一方向并且在圖1中的管道12的背景下被稱為下游(DNS)，并且示出了第二方向，并且在圖1中的管道12的背景下被稱為上游(UPS)。請看DNS時間線，在時間t0處，處理器14或者直接或者經由額外電路(未示出)來對換能器TR1施加激勵脈沖串，作為響應，該換能器TR1傳輸相應的超聲波脈沖串信號，其中，所施加的和所傳輸的脈沖串均由諸如10到40個這樣的脈沖的多個脈沖組成，因此顯示在時間t0開始而在時間t1結束。所傳輸的脈沖定向于反射器R1，該反射器R1將這些脈沖反射到反射器R2，朝向換能器TR2反射。時間隨著這些信號沿著通道傳遞而流逝，該通道包括管道12內部的部分和那個管道內的任何材料，即，總體上沿著圖1中所示的虛線。這個時間在本領域中被稱為飛行時間(TOF)。因此，DNSTOF發生在時間t0與t2之間，或者其可以相對于來自那些時間中任一時間的一定的已知偏差來測量。在時間t2處，第二換能器TR2開始對第一換能器TR1傳輸的脈沖作出響應，如在時間t2開始的所接收信號所示。聯接到第二換能器TR2的處理器14可運行用于對這個接收到的信號采樣。為此，處理器14通常被編程為在時間t2處的預期響應稍稍靠前的時間處開始捕獲來自第二換能器TR2的信號。雖然接收的信號是模擬信號，但所捕獲的樣本通常為數字形式，模數(ADC)轉換也包括在采樣中，作為處理器14或額外中間設備(未示出)的一部分。而且，采樣率通常(但不一定)是脈沖頻率fPLS或整個脈沖串頻率或標稱或預期諧振頻率的倍數(例如，四倍或五倍)。對于每個樣本，存儲樣本振幅Sx，并且還優選地存儲采樣何時進行的相應采樣時間stx。注意，采樣時間stx可以是實際時間或基于時間或樣本數量中任一個的計數(其由此可以基于樣本周期來表示時間)。為了參考目的，因此，每個樣本可以由數據對(Sx，stx)來表示。在任何情況下，理想上，在時間t2處所接收到的信號通常將會朝著在時間t3處的峰值振幅增大并且之后衰減，這是因為所傳輸的脈沖響應于和由于接收換能器TR2的電阻/電感/電容(RLC)性質而產生振蕩響應。然后，在時間t4處前，所接收到的信號將會衰減至零或非零狀態。在時間t5處，其優選地是在換能器TR2處所接收到的信號的振幅已經充分下降之后的某個時間，處理器14將系統10的傳遞方向反向，諸如經由多路復用器(MUX)操作。因此，在稍后時間t5處，以上過程進行重復，但是方向反向(即，UPS)，也就是從第二換能器TR2到第一換能器TR1。因此，從前述討論中，本
技術領域：
的技術人員將認識到在時間t5處，處理器14對第二換能器TR2施加頻率fPLS下的激勵脈沖串，從而引起該第二換能器開始發出相應的脈沖串，其中，激勵和結果傳輸脈沖串均由定向于反射器R2的與DNS脈沖相同數量的脈沖(例如，10到40個)組成(并且因此經歷時間t6)，該反射器R2將這些脈沖反射到反射器R1，朝著換能器TR1反射。這些脈沖的TOF之后，在時間t7處，第一換能器TR1開始響應于第二換能器TR2傳輸的脈沖，其中，換能器TR1所接收到的信號再次被檢測到、轉換成數字，并且被處理器14采樣，從而朝著時間t8處的峰值振幅增大，并且之后在時間t9前衰減到零或非零水平。鑒于圖2的時序，使用稍后詳述的優選實施例方法，處理器14可運行(例如，經由適當的編程)用于確定UPSTOF、DNSTOF以及UPSTOF與DNSTOF的相對差異。從這些測量中，基于以下方程1可以計算經過管道12的流速.其中，L是第一換能器TR1與第二換能器TR2之間的通道路徑的長度；TR12是DNSTOF；TR21是UPSTOF；并且v是流速。因此，從方程1中應注意，流速與DNSTOF和UPSTOF、以及它們之間的差異直接相關。因此，處理器14可以測量一組UPSTOF和DNSTOF、或多組，并且相應地基于這些測量確定流速。而且，TOF測量的準確度直接影響速度測定的準確度。如預期的，如果流動朝一個方向，則該方向上的TOF應小于相反方向上的TOF。而且，如果管道12中沒有流動(或者是空的)，則UPSTOF與DNSTOF應相等。然而，這種預期表示理想設備和條件。然而，發明人已經意識到不同的因素會影響這些考慮因素并且可能在流動測量計算時引起錯誤。例如，換能器TR1和TR2中的每一者具有標稱諧振頻率，使得名義上，每一者還應在該頻率或最接近該頻率的頻率處被激勵。然而，基于制造可變性以及隨時間的可能變化，換能器的實際諧振頻率可能偏離其標稱值，由此造成阻抗失配和改變通道諧振頻率。結果，基于標稱預期系統諧振頻率使用信號激勵換能器可以在另一個換能器的接收到的信號中引起欠最佳響應。老化也可能影響每個換能器并且也影響管道12中的通道，這必定是總體雙向分析系統的一部分。例如，沉淀可以形成或改變，由此改變總體系統諧振頻率。再一次，因此，如果通過該系統傳輸非諧振頻率激勵信號或脈沖，則在接收換能器處的響應(包括其對傳輸和接收換能器之間的阻抗失配的靈敏度)將欠最佳并且因此更易于發生測量/檢測錯誤。影響諧振的其他因素可以包括同一制造商的設備的可變性或不同制造商的設備的可變性。另外的其他因素是波傳遞通過的介質和系統(并且具體是換能器)暴露在的溫度。鑒于本領域的技術人員確定的這些和其他考慮因素，優選實施例對系統10實施額外的改進，如以下進一步探討的。圖3展示了系統10的處理器14的操作方法30的流程圖，其可以根據處理器和/或計算設備可讀介質(包括硬件、固件、軟件、或其任意組合)中存儲的適當指令來實施。通過介紹，方法30包括迭代方法：首先相對于可估計的中心諧振頻率響應來估計在3dB點的兩個不同的頻率，之后另一個方法一次激勵一個換能器，其中，激勵信號是在如此確定的兩個不同頻率處的一系列脈沖。方法30從步驟32開始，其中，處理器14初始化掃頻循環計數器SLC＝1，其中如稍后演示的，在方法30中，在所有NDL循環中，隨著每個循環SLC計數(并且遞增)，以便每個NDL循環對換能器施加單音脈沖串，并且之后評估對單音脈沖串的回波波形響應。接下來，方法30繼續進行到步驟34。回顧以上內容，一個優選實施例在每個NDL循環施加一個不同的脈沖串頻率。因此，步驟34確定那些NDL循環的數量。在所示方法中，處理器14確定NDL的期望數量，也就是，相應的單音脈沖串施加于換能器的次數。在一個優選實施例中，所有NDL循環的組合將總體上對所有頻率帶寬掃頻，換言之，第一循環脈沖在一個頻率，接下來，下一個循環在下一個頻率等等，以便完成所有NDL循環，由此覆蓋值BWSWEEP指示的整個帶寬。而且，每個循環頻率與前一個循環頻率分開頻率分割值FPV。因此，在步驟32，總帶寬BWSWEEP被分割成NDL循環，其中NDL被設定為BWSWEEP除以頻率分割值FPV，由此將帶寬分成不同的頻率，使得每個不同的循環提供相應不同頻率處的脈沖串。例如，假設BWSWEEP＝200kHz，并且還假設對那些200kHz的掃頻的每次迭代的期望分割是FPV＝5kHz。在該情況下，NDL＝BWSWEEP/FPV＝200/5＝40，其如以下所示將由此以5kHz間隔對200kHz帶寬進行掃頻，在100kHz開始并且針對所有NDL+1個脈沖串。接下來，方法30繼續進行到步驟36。在步驟36，處理器14初始化脈沖頻率值fPLS，該脈沖頻率值如稍后所示指示傳輸單音脈沖的脈沖串集中的每個脈沖的頻率。由于步驟36初始化fPLS，并且在一個優選實施例中，在整個帶寬的一端設置第一(即，初始化)值，所有NDL+1個脈沖串將掃頻該帶寬。為了實現這種設置，步驟36將fPLS設置為等于系統10的標稱、或估計、或近似的頻率諧振減1/2BWSWEEP。應注意，標稱、或估計、或近似頻率諧振在此方面最終可能遠離實際系統諧振，但步驟36表示起點，諸如可以非正式地或從制造商規格中推導出來，其中，后面的步驟將集中于在實際諧振頻率處或附近激勵系統。在任何情況下，作為數字實例，假設(例如，通過制造商或經驗測試)指定系統10具有200kHz的標稱、估計、或近似諧振頻率，并且回顧以上實例，其中，BWSWEEP＝200kHz。因此，在步驟36中，fPLS＝200kHz-1/2(200kHz)＝100kHz。接下來，方法30繼續進行到步驟38。在步驟38中，選擇兩個換能器之一以開始傳輸脈沖，因此，為了實例目的，在方法30中，選擇了換能器TR1。應注意，為了標識最大振幅響應，由于存在單通道響應，兩個流方向中只有一個方向需要分析，因此，對于步驟38，選擇這兩個換能器中的哪個換能器用于傳輸沒有關系。因此，對于步驟38的第一實例，也就是，其中SLC＝1，則舉例來講，換能器TR1(其相反也可能是換能器TR2)傳輸具有本領域的技術人員可以選擇的多個脈沖(例如，40個)、在步驟36中確立的脈沖頻率fPLS下的第一脈沖串。因此，針對早先給出的數字實例，對于這個第一情形，傳輸每個脈沖在fPLS＝100kHz下的第一脈沖串。接下來，方法30繼續進行到步驟40。在步驟40中，評估條件來確定掃頻循環計數器SLC是否超過期望的NDL循環數量，所有這些循環將對整個期望的帶寬BWSWEEP掃頻。如果步驟42沒有發現SLC＞NDL，則方法30繼續進行到步驟42，而如果SLC＞NDL，則方法30繼續進行到步驟44。在步驟42中，與進行傳輸的換能器相對的換能器(因此，當前實例中，是TR2，在系統10中與傳輸換能器TR1相對)響應于換能器TR1傳輸的脈沖來接收回波波形。因此，當換能器TR1傳輸脈沖時，則在步驟42，處理器14對換能器TR2接收的回波波形振幅Sx進行采樣(或者以相反方式，如果換能器TR2已經傳輸了脈沖，則步驟46對換能器TR1接收的回波波形進行采樣)。如先前介紹的，優選實施例優選地以數字方式(即，經由ADC)以一定速率采樣，使得每個接收到的波形的周期取多個樣本，其中，舉例來講，速率是平均傳輸頻率的倍數。可以存儲每個樣本Sx，盡管在一個替代性優選實施例中，并且出于后來明顯的原因，僅最大樣本值存儲用于SLC的給定循環索引。接下來，方法30繼續進行到步驟46。在步驟46，進行兩項操作來為下一次迭代準備方法30的循環部，也就是，相對于方法循環的直接在前(immediatelypreceding)的迭代的脈沖頻率以增大的頻率fPLS方便下一次連續脈沖串傳輸。更具體地，步驟46使掃頻循環計數器SLC遞增。此外，步驟46將當前頻率fPLS增加先前結合步驟34所討論的頻率分割值FPV。使用以上數字實例，因此，回顧FPV＝5kHz，并且針對方法30的循環的第一次迭代，注意fPLS＝100kHz。因此，針對達到步驟46的第一次迭代，接著，掃頻循環計數器SLC從一遞增到二，并且脈沖頻率fPLS從100kHz遞增到105kHz(即，fPLS＝fPLS+FPV＝100kHz+5kHz)。在繼續進行之前，還應注意本討論內容考慮到NDL循環上使頻率從BWSWEEP的相對低值增加到相對高值，然而，在一個替代性優選實施例中，反向發生，由此NDL循環以相對高的頻率開始并且接著降低，在這種情況下，步驟46將降低當前頻率，而不是增加當前頻率。在任何情況下，步驟46之后，方法30返回至步驟38的下一次迭代，使用步驟46的直接在前的調整。因此，在步驟38的這下一次迭代中，換能器TR1傳輸具有多個期望脈沖(例如，又是40個)的下一個連續脈沖串，其中，以現在增加的頻率fPLS傳輸每個脈沖。因此，對于步驟38的第二情形，換能器TR1以125kHz頻率傳輸第二脈沖串中的每個脈沖。本領域的技術人員從以上內容中認識到，方法30初始化步驟和循環執行迭代方法，使得換能器(例如，TR1)傳輸所有NDL+1個脈沖串，其中，每個脈沖串具有相應單音或頻率處的脈沖。具體地，在當前實例中，循環繼續使掃頻循環計數器SLC遞增，直到其達到41個脈沖串，其中，每次遞增還對應于以5kHz的增量的傳輸的脈沖串。當SLC＞NDL時，認為步驟40的條件為真，在當前的數字中，當41＞40時，也就是，在第41個脈沖串已經被傳輸之后，認為步驟40的條件為真。因此，在所提供的實例中，相應的不同頻率fPLS在所有NDL+1個脈沖串當中線性地增加。下表1再次針對標稱諧振頻率＝200kHz、BWSWEEP＝100kHz并且FPV＝5kHz的實例展示了全部脈沖串的代表性數量。SLCfPLS1100kHz2105kHz3110kHz4115kHz5120kHz6125kHz●●●●●●39290kHz40295kHz41300kHz表1因此，表1總結了每個脈沖串相對于其前一個或下一個脈沖串的線性增加的一般模式，使得NDL+1個脈沖串整體對整個期望的帶寬掃頻，該帶寬可以確立有值BWSWEEP，大致以系統10的估計標稱諧振頻率為中心。再進一步地，應注意替代性優選實施例使用除了脈沖串以外的換能器激勵波形(也就是，其他類型的、周期性并且具有已知振幅和頻率的信號)激勵換能器，其中，這樣的信號每個優選實施例被進一步修改成具有多個分區，其中，每個分區在激勵周期(例如，圖2中t0與t1之間)中具有不同的相應頻率。例如，一個替代性激勵波形可以是諧振電路產生的具有已知振幅和頻率的連續正弦信號；因此，如果表1應用于這樣的波形，則第一正弦曲線被應用作為處于100kHz的激勵信號，然后是第二正弦曲線被應用作為處于105kHz的激勵信號等等，直到最后的正弦曲線被應用作為處于300kHz的激勵信號。在任何情況下，因此，換能器激勵背景下的術語“波形”優選地包括這樣的其他變化。在任何情況下，一旦在不同頻率處的波形掃頻完成，如在圖40中的肯定結果所指示的，方法30以步驟44繼續。在步驟44，處理器14確定在步驟42中收集的最大振幅樣本中的最大值。換言之，在前述內容已經存儲了與NDL+1個不同脈沖串頻率相對應的NDL+1個最大振幅情況下，步驟44標識那些NDL+1個振幅中的最大振幅。應注意，在一個優選實施例中，僅絕對最大振幅被檢測到并且是足夠的；然而，如果計算復雜性不是問題，則可以實施包絡檢波器來標識那些存儲的振幅當中(和之間)的最大振幅點。在圖3中，因此，步驟44被顯示為所有最大樣本Sx的最大函數。舉例來講，因此，圖4展示了根據所傳輸的不同頻率脈沖串之一的總體上正弦曲線SC1(虛線所示)作為對換能器TR2接收的模擬波形之一中若干周期的描繪，其中，所示的具體波形包括回波波形實現的最大振幅Smax。進一步地，因為在優選實施例中，對所接收的波形進行數字采樣，則沿著曲線SC1的圓表示這樣的樣本的時間，其中，出于實例目的，假設采樣率是所展示的波形周期的頻率的大致八倍，所以每個展示的波形周期包括大致八個樣本(即，八個圓)。因此，沿著曲線SC1的一個具體的圓表示峰值樣本振幅Smax，返回到圖3，容易在步驟中確定該峰值樣本振幅，諸如通過檢查整個樣本振幅集中的絕對值。接下來，方法30繼續進行到步驟48。額外參照圖4來進一步認識步驟48。回顧圖4展示了步驟44檢測通過NDL+1個波形中的任何波形實現的最大振幅Smax，其中，那些波形中的每個波形與不同的單音激勵脈沖串相對應。圖4中還示出了相對于該最大值減小的水平，其中在一個優選實施例中，發現減小量是最大值Smax的0.707倍。因此，在一個優選實施例中，相對于Smax標識等于70.7％的預定百分比(其在本領域中已知與3dB點相對應)，并且然后步驟48標識處于步驟44檢測到的脈沖串之前的頻率處的哪個脈沖串在3dB點具有相應的最大值，和處于步驟44檢測到的脈沖串之后的頻率的哪個脈沖串在3dB點具有相應的最大值。例如，假設步驟44檢測到在所有NDL+1個回波波形當中實現的最大最大值是1.0伏，在這種情況下，步驟48標識具有最接近于是1.0伏的0.707倍(也就是，具有最近于0.707伏的峰值)的最大峰值的之前或之后的波形中的每個波形。而且，因為換能器的振蕩性質、和對具有所有NDL+1個脈沖串的整個帶寬的掃頻，低于步驟44檢測到的波形的頻率的頻率引起的一個波形將具有最接近0.707伏的Smax，并且同樣高于步驟44檢測到的波形的頻率的頻率引起的一個波形將具有最接近0.707伏的Smax。步驟48標識這兩個波形，并且其還標識每個這樣的波形的相應脈沖串頻率，其中，為了參考，這樣的頻率在下文中針對在步驟44檢測到的波形之前的那個波形被稱為fxb，并且針對在步驟44檢測到的波形之后的那個波形被稱為fxa。因此，在比引起步驟44中檢測到的波形的激勵頻率低的激勵頻率之前并響應于其，在頻率fxb下傳輸的脈沖串引起回波波形，并且由頻率fxb和由較低的激勵頻率產生的回波波形具有低于步驟44檢測到的波形的最接近于3dB的最大振幅。類似地，在比引起步驟44中檢測到的波形的激勵頻率高的激勵頻率之前并響應于其，在頻率fxa下傳輸的脈沖串引起回波波形，并且由頻率fxa和由較高的激勵頻率產生的回波波形具有低于步驟44檢測到的波形的最接近于3dB的最大振幅。優選地存儲兩個頻率fxb和fxa以供在下述優選實施例方法中額外使用。因此，如圖3中所示，方法30在下面的步驟50結束，如步驟50所示。鑒于前述內容，到目前為止應注意本說明已經介紹了一種優選實施例裝置和方法，該方法在第一組步驟中發出多個脈沖串給系統中的兩個換能器中的第一換能器，其中，每個相應串中的脈沖頻率掃頻預定帶寬。響應于脈沖串，在系統的兩個換能器中的第二換能器中誘發回波波形，并且處理器對那個波形進行采樣來確定波形中的近似最大值。從那些波形中的、具有處于整個帶寬的最大峰值的一定百分比(例如，70.7％)處的相應峰值的兩個波形中，在所標識的最大值前后標識第一和第二頻率。根據這樣的方面和如下所述，優選實施例進一步操作從而之后首先使用第一頻率和第二頻率中的一個頻率激勵每個系統換能器，緊跟其后使用第一頻率和第二頻率中的另一個頻率激勵來激勵該同一個換能器，以便產生檢測TOF測量值和由此改進例如(并且還稍后所示)的與系統相關聯的速度測量值的改進方式。關于這樣的進一步優選實施例的額外細節稍后進行探討，以下討論了用于標識為了后續激勵每個系統換能器而標識的第一和第二頻率的一個替代性優選實施例。通過進一步詳細闡述的方式，圖5展示了換能器流量計系統(諸如圖1中的系統10)的頻率響應圖。示出了沿著水平軸的頻率和沿著縱軸的檢測到的振幅響應。對于給定的系統，因此，可以看出單峰響應發生在大致162kHz。而且，還可以觀察到，系統甚至在其3dB點具有相對寬的帶寬，3dB點發生在大致1.4伏，并且因此，在156kHz與172kHz頻率之間。在此方面，因此，由于上述優選實施例將在那些3dB點激勵系統，可充分檢測到響應以便提供用于檢測TOF測量值的合理措施。然而，通過進一步對比的方式，圖6再次展示了換能器流量計系統(諸如圖1中的系統10)的頻率響應，但在圖6中，示出了不同的繪圖，其中，每個繪圖與在不同相應溫度下的頻率響應相對應。將溫度變化考慮在內，因此，應注意，當頻率在160kHz到170kHz范圍內掃頻時，第一諧振頻率發生，而對于同一系統，在不同溫度變化下，第二諧振頻率發生在210kHZ到220kHZ范圍內。這些發現表明在此被稱為雙模頻率諧振的事物，也就是，具有兩個不同峰值頻率的事物。相應地，在一個替代性優選實施例中，對方法30的步驟44和48(參見圖3)進行了修改以便確定是否存在被充分的頻率帶寬分開的兩個不同最大值，以便表明雙模系統。如果這樣的確定發現兩個這樣的值，則步驟48被修改為與先前的優選實施例中的3dB點不一樣的fxb和fxa，而是處于兩個不同(但分開一定帶寬)的峰值頻率響應中的中心頻率(或其近似值)。因此，當系統10稍后被步驟48的兩個頻率激勵時，那些頻率將處于預計是圖6中的峰值范圍的頻率范圍內。因此，應注意，例如在具有已知單諧振頻率峰值或雙模頻率響應中任一個的換能器系統中，該優選實施例是有效地，其中，顯示在溫度不斷變化的環境下預計到具有雙模頻率響應的換能器系統。圖7展示了系統10的處理器14的額外操作方法60的流程圖，并且為了實現以上介紹的不同方面。通過介紹方式，方法60包括用于一次激勵一個換能器的迭代方法，其中，激勵信號同樣是一系列脈沖，其中，脈沖頻率被改變成使得第一脈沖集使用頻率fxa而第二脈沖集使用頻率fxb，其中在圖3的步驟48中確定兩個這樣的頻率。對于每個被激勵的換能器，在接收換能器處對相應的回波波形采樣，其中，相關性方法用于確定DNSTOF、UPSTOF、以及那些TOF之間的差異，之后，根據方程1確定流速和流量。在圖7和之后提供的圖中示出了額外細節。方法60以步驟62開始，該步驟確立方向索引d。如從其余的討論內容中更好理解的，方向索引d方便了針對第一方向(即，d＝1)的頻率脈沖傳輸，稍后然后是針對第二方向(即，d＝2)的頻率脈沖傳輸。因此，在步驟62中，方向索引d初始化為值1。接下來，方法60繼續進行到步驟64。在步驟64，換能器TRd，指系統10的、索引d作為其腳本的換能器，在頻率fxb下傳輸多個NPLS/2脈沖。在優選實施例中，NPLS是脈沖串中的脈沖數量，其中，在一個先前的實例中，提到脈沖串是40個脈沖，所以在此同樣認為NPLS＝40。在步驟64，該數量除以二，所以在NPLS＝40的實例中，針對步驟64的第一情形，其中步驟62初始化為d＝1，接著換能器TR1在方法30確立的頻率fxb下傳輸NPLS/2＝40/2＝20個脈沖。通過圖示方式，因此，圖8描繪了這樣的脈沖的第一序列，每個脈沖具有相同的頻率fxb，由此表示總計NPLS/2＝20個脈沖。接下來，方法30繼續進行到步驟66。在步驟66，換能器TRd在頻率fxa下傳輸NPLS/2個脈沖。因此，在也傳輸NPLS/2個脈沖的步驟64之后，步驟66同樣這樣做，但在不同(并且更高)的頻率fxb下。因此，應注意，先前的步驟64在第一頻率處激勵換能器，該第一頻率被估計或確定為最大響應頻率的一側上或與雙模系統中的第一峰值響應相對應的近似第一3dB點頻率，而步驟66在一定頻率處激勵換能器，該頻率被估計或確定為最大響應頻率的另一側上或與雙模系統中的第二峰值響應相對應的近似第二3dB點頻率。以此方式，因此，兩個不同的頻率(有時被稱為音調)用于激勵給定脈沖串的換能器并且在相對換能器中引起相應的回波波形。接下來，方法60繼續進行到步驟68。在步驟68，換能器TRopp(指系統10中與換能器TRd相對的換能器)響應于換能器TRd傳輸的脈沖接收回波波形。因此，當換能器TR1傳輸脈沖時，則步驟68對換能器TR2接收的回波波形進行采樣，并且以相反的方式，當換能器TR2傳輸脈沖時，則步驟68對換能器TR1接收的回波波形進行采樣。根據步驟68進行采樣可以遵循以上關于圖3的步驟44中所討論的相同的各個原理，由此以數字方式在某一頻率處對所接收到的回波波形進行采樣，使得每個回波波形周期捕獲多個樣本。接下來，方法60繼續進行到步驟70。在步驟70，處理器14確定傳輸換能器TRd與接收換能器TRopp之間的絕對TOFd-opp。稍后提供了這樣的確定的一個優選實施例的討論，并且通過介紹方式優選地通過使傳輸的波形與所接收到的回波波形的數字采樣相關來實現這樣的確定。接下來，方法60繼續進行到步驟72。在步驟72，評估條件來確定雙音脈沖串序列(也就是，每個具有處于一個頻率的第一脈沖集、然后是處于另一個頻率的第二脈沖集)是否已經在UPS和DNS兩個方向上傳輸。具體地，評估方向索引d以確定其是否達到值2。如果d小于2，則方法30繼續進行到步驟74，其中d遞增并且方法60返回到步驟64，由此在方法60中產生循環。具體地，返回至步驟64，兩個換能器中的另一個換能器在與步驟64(和66)的之前情形相比的相反方向上傳輸兩個集合上的NPLS脈沖，第一NPLS/2脈沖集在步驟64中在頻率fxb下傳輸，而第二NPLS/2脈沖集在步驟66中在頻率fxa下傳輸。因此，當第一NPLS脈沖集在第一方向上從換能器TR1傳輸至換能器TR2時，然后第二次迭代(即，針對d＝2)引起第二NPLS脈沖集在第二方向上從換能器TR2傳輸至換能器TR1，其中，NPLS脈沖再次包括第一和第二音調傳輸。一旦NPLS脈沖由此在第二方向上傳輸，則步驟68和70再次發生，這時對換能器TR1接收的回波波形進行采樣并且確定換能器TR2與換能器TR1之間的絕對TOF。接下來，方法60繼續進行到步驟76。在步驟76，處理器14確定ΔTOF，也就是，步驟70的前兩次迭代確定的TOF的差異，也就是，UPSTOF與DNSTOF確定之間的差異。如以下詳述的，步驟76測定的一個優選實施例將所接收到的DNS和UPS回波波形彼此相關，其中，兩者之間的時間偏移表示ΔTOF值。還如稍后解釋的，因為雙音信號用于產生每個回波波形，所以實現更穩健且準確的相關性測量值，由此改進ΔTOF的準確度和可靠性。進一步地，在此方面，步驟76之后，在步驟78，處理器14確定通過將步驟70的UPSTOF和DNSTOF值、以及步驟76的ΔTOF替換進方程1中優選地實現的流速v。而且，由于在此描述的過程改進了那些替換值中的每個值，所以最終改進了步驟78速度v的測定。圖9A至圖9G展示了一個優選實施例中用于完成上述步驟70的相關過程的圖形表示。回顧步驟70確定絕對TOF，也就是，一個換能器TRd傳輸的脈沖串PT與其相對應的、在相對換能器TRopp接收的回波波形之間的TOF。通過對這些圖介紹的方式，因此，相關性是兩個信號彼此的時間偏移逐步比較，其中針對每個步驟，比較是在與前一/后一步驟不同的時間偏移位置。相關性(如果達到合適且期望的結果)確定了兩個比較信號時間上最接近/最佳對準。如以下討論內容演示的，這樣的時間可以用作完成、或參考，以便確定絕對TOF段。同樣作為TOF的分量與本討論內容相關的是，已知脈沖串PT開始時間(例如，圖2中的t0)與回波波形開始出現的時間(例如，圖2中的t2)之間已知將過去一定時間量；為了討論目的，這個時間被稱為初步偏移時間ptofs。如同樣稍后詳述的，應注意可以用數學方式以各種形式表示相關性，諸如一個樣本集相對于另一個樣本集的隨時間的積分(或點積)，其中，數學結果中的最大值提供最佳對準的指示。首先看圖9A，該圖旨在展示具有所傳輸的脈沖串PT的400個樣本的數字樣本集和具有所接收到的回波波形EVM的(或在估計回波波形到達的預計時間時所接收到的信號的)400個樣本的數字樣本集。供參考，在這些圖中，每個集合中的第一和最后一個樣本被分別編號為1和400。應注意，具有相同數量的樣本用于簡化本實例，而在一個優選實施例中，長度(即，樣本數量)針對回波波形比針對脈沖串更大。圖9A中的垂直方向旨在描繪時間對準，如以下進一步明顯的，由此一個樣本集中的樣本與另一個樣本集中處于相同垂直時間對準的樣本相關。這些相同的表示在剩下的圖9B至圖9G中發生，并且在后面的圖中，每個表示兩個樣本集相對于彼此進一步時間偏移的情況，從而表示樣本集的不同時間位置比較，作為相關過程的一部分。更詳細地看圖9A，初步偏移時間偏移ptofs之后，PT樣本集和EVM樣本集在起始相關時間ct0上對準。在這個時間對準時，對每個樣本集和在相同垂直位置上對準的樣本集進行相關性測量；然而，在圖9A中，PT樣本集中的400個樣本沒有一個與EVM樣本集中的400個樣本中的任何樣本垂直時間對準。因此，比較的數學實施方式將產生零輸出(忽略任何噪聲)，這是因為在相同垂直對準時，每個樣本集與零實體比較。接下來看圖9B，該圖表示相對于圖9A向左移位一個時隙的樣本集EVM，由此在按順序下一個相關時間ct1發生。在這個新的時間對準時，再次對每個樣本集和在相同垂直位置上對準的樣本集進行相關性測量；與圖9A中的情況一樣，然而，再次在圖9B中，PT樣本集中的400個樣本沒有一個與EVM樣本集中的400個樣本中的任何樣本垂直時間對準。因此，數學比較將產生零輸出，這是因為再次在相同垂直對準時，每個樣本集與零實體比較。事實上，應注意圖9C再次展示了相同的結果，因為圖9C描繪了相對于圖9B向左移位另一個時隙的樣本集EVM，由此在按順序下一個相關時間ct2發生。關于相關性的所有其他情形，在給定時間對準時，再次在處于相同垂直對準位置的樣本集與數據之間進行相關性測量，但再一次在圖9C中，PT樣本集中的400個樣本再一次沒有一個與EVM樣本集中的400個樣本中的任何樣本垂直時間對準，由此再次產生零輸出。本領域的技術人員將認識到，這個過程將重復持續接下來的兩個相關時間(ct3和ct4，未示出)，關于那些時隙，兩個樣本集之間仍然沒有時隙重疊。接下來看圖9D，該圖表示相對于圖9C向左移位三個時隙的樣本集EVM，由此在相關時間ct5發生。在這個新的時間對準時，再次對每個樣本集和在相同垂直位置對準的樣本集進行相關性測量；與前面的圖9A至圖9C情況相同。然而，在圖9D中，應注意EVM樣本時隙中的第一樣本(即，樣本1)與PT樣本集中的最后一個樣本(即，樣本400)對準。因此，這些單個樣本的對準產生的數學比較將產生大于零的輸出，但由于每個集合中的其余399個樣本沒有與相對集合中的樣本對準，所以總體相關性結果仍然是相對小的數字。以上單個時隙移位和相關性測量繼續進行，如其余的圖9E、圖9F和圖9G中所表示的。通過任意實例的方式，因此，圖7E表示相對于圖9D樣本集向左移位十一個時隙的樣本集EVM，由此在相關時間ct16發生，因此，在圖9E中，相應集合中的更多數據樣本與相應的時隙對準，與圖9D相比較，這將產生增加的相關性測量值。圖9F表示相對于圖9E向左移位許多額外時隙的EVM樣本集，由此在相關時間ct404發生。因此，圖9F旨在展示兩個樣本集完全對準的時間點。再次對于此時隙對準，進行相關性測量，并且結果的值將最終證明是所有最終完成的相關性測量值中的最高值。這個最高值因此將確認在時間ct404發生的最佳匹配，所以由此指示的404個時隙可以添加到初步偏移時間ptofs，由此提供脈沖串PT與產生的回波波形EVM之間的總絕對TOF。進一步地，在此方面，最后，圖9G指示正在進行的相關性過程，EVM樣本集繼續向左移位額外的時隙，并且在每個時隙，獲得相關性測量值，以便全面評估兩個樣本集相對于彼此的可能時間對準。隨著移位以此方式繼續進行，然而，相應相關性測量值將小于圖9F中完全對準的樣本的相關性測量值。已經概括表示和描述了相關性，應注意其可以用本領域的技術人員想到的各種方式實施。在一個優選實施例中，使用以下方程2，該方程可以容易編程到處理器14的運行中：其中，r1是所接收到的(UPS或DNS)波形；r2是基準(DNS、UPS或TX)波形；l1是r1的長度(樣本的數量)；l2是r2的長度(樣本的數量)；并且k＝(0..(l1-l1))且(l1＞l2)。已經描述了各優選實施例方面，通過返回到圖9F，現在觀察到關鍵效益。在圖9F中，應注意脈沖串PT樣本集中的樣本必要地反映圖8中展示的雙音信號的頻率。即使系統10具有未知或不斷變化的諧振頻率，圖8中所示的兩個頻率將在回波波形中引起足夠高的響應，如通過與脈沖串相關可容易檢測到的。因此，EVM樣本集具有其最大幅度，也就是，對兩個頻率的峰值響應，由此改進該最大值的時間可確定性。確切地，關于該最大振幅之前或之后的時隙，與最大峰值發生時隙中的EVM響應相比較，EVM響應將立即開始減小。的確，因為優選實施例使用雙音脈沖串，該減小不僅僅在EVM信號中發生，而且同樣其還出現在相關性測量值中，也就是，峰值發生時隙的相關性將容易比其周圍接下來的最高峰值更高。因此，每個優選實施例應可容易解決與峰值發生時隙的相關，使得在相關性中僅確定單個峰值，由此提高相關性的準確度。更準確的相關性進而在正確諧振發生時隙確定時提供相應的準確度。如先前介紹的，諧振發生時隙的時序則容易添加到初步偏移時間ptofs，由此提供在正在分析的方向上的絕對TOF。另外在一個優選實施例中，圖9A至圖9G中所展示的方法以及方程2的求值用于確定相對TOF，也就是可通過使UPS和DNS回波波形相關來確定ΔTOF。因此，在這種情況下，r1是UPS或DNS回波波形之一，而r2是那些回波波形中的另一者。換言之，由于那些波形與同一總體系統響應部分類似，那么將它們與彼此相關將確定一者與另一者的發生之間的時間差-因此是ΔTOF。作為對前述內容的進一步細化，應注意，特別是由于使用雙音激勵信號，因此UPS和DNS回波波形的相關性非常適合于標識期間DNS和UPS波形最密切對準的具體時隙，因為在那個時隙期間相關信號的振幅比相鄰時隙中的振幅顯著更大。然而，在那個單個時隙內，回顧已經取了多個樣本，采樣率是近似諧振頻率的倍數。在此方面，因此，圖10展示了總體上正弦曲線SC2(虛線所示)，作為對UPS波形與DNS波形之間的模擬相關性的描繪。然而，在優選實施例中，實施那些樣本的數字采樣和相關，所以沿著曲線SC2的圓表示相關性中使用的樣本，其中，出于實例目的，假設采樣率是波形的頻率的大致四倍，所以每個展示的波形周期包括四個樣本(即，四個圓)。進一步地，曲線SC2在周期Tmax期間在時間tp處具有峰值振幅，使得峰值相關性因此發生在Tmax期間。然而，應注意峰值時間tp與最近的采樣時間stx相距距離δ。因此，優選實施例不僅僅根據Tmax而且還根據與峰值時間tp偏差距離δ來確定ΔTOF。為了實現這個步驟，優選實施例在Tmax期間進行三點相關和點內插，諸如余弦內插，以便近似于曲線SC2并且由此確定峰值時間tp，由此進一步確立距最近的采樣時間的距離δ。例如，可以根據在Tmax期間發生的三次樣本(及其相應的采樣時間)來評估這樣的相關和內插，如在以下方程4、5、6、7和8中所示：其中，r1是所接收到的(UPS或DNS)波形；r2是所接收到的(DNS或UPS)波形；N是UPS波形和DNS波形的長度；并且k是移位索引。方程4提供了以下方程5中的相關性，以便提供三個樣本Z-1、Z0、和Z1，如以下進一步描述的：其中，n＝(-1，0，1)其中，Z0是最接近tp的樣本；Z-1是Z0直接在前的樣本；并且Z1是Z0之后的樣本。上述基于相關性的方法通過確保Z0始終大于Z-1和Z+1解釋了周期(例如，Tmax)內的樣本滑移。如果Z0不大于Z-1和Z+1，則方程5中的“n”可以在方向(-2，-1，0)或(0，1，2)上移動，直到滿足條件。應注意，ΔTOF在高流量下可能大于一個周期，在這種情況下，基于相關性的技術不能校正周期滑移。這種情形取決于相關性峰值與其周圍下一個最高的峰值之間的可解性。因此，相關性峰值與相鄰峰值之間的比率可以用作用于評估不同激勵脈沖技術的性能的測量值，其中，在優選實施例中，發現多音信號的使用非常穩健并且不受通道影響問題(例如，溫度、介質變化)和噪聲影響，以便降低樣本滑移的可能性并且準許使用基于相關性的技術。進一步地，關于前述內容，圖11展示了上述UPS波形和DNS波形的相關性的三個周期的局部圖，其中，所展示的局部圖示出了主瓣ML、左旁瓣LSL和右旁瓣RSL。主瓣ML在線PLML具有峰值，該線可容易分辨出來，與針對旁瓣LSL和RSL的旁瓣峰值線PLML(無論哪個更高)容易分辨得多。因此，雙音換能器(一個音調緊然后另一個音調)激勵的優選實施例方式在TOF相關性中產生響應，使得與在旁瓣接近于中心周期的振幅時可能發生疏忽地將旁瓣峰值當作相關性峰值相比可檢測到峰值相關性幅度并且周期滑移幾率降低，在將旁瓣峰值當作相關性峰值情況下，系統可能混淆主瓣是旁瓣中的任一旁瓣并且由此引起周期滑移。的確，在主瓣ML的相關性峰值與任一旁瓣(即，旁瓣LSL和RSL，無論哪個更大)的相鄰峰值之間的比率可以用作用于評估不同激勵脈沖技術的性能的測量值。而且，該比率還可以指示調整傳輸功率方面的效益，以便改進該比率，因為該比率提供傳輸方案是否已經提供所接收到的信號的所需可分辨性的測量值。該比率還提供計算的TOF的置信測量值。進一步地，在此方面，下表2在每個編號行中描繪了激勵換能器的實例，其中，第1和第2行展示了現有技術單頻換能器激勵，而第3-7行展示了在相應頻率中的所列頻率處的優選實施例雙音激勵。每行的最后一列列出了主瓣ML的幅度與最大旁辦幅度之間的比率，該比率通常被稱為峰旁辦比率。因此，在此方面，應注意表2的第5行展示了相對大的峰值變化，特別是與表中的第1和第2行中的單音實例相比。因此，優選實施例演示了對相關性檢測的充足改進，由此改進了相關TOF測定。表2的確，每個雙音激勵較單頻激勵方法產生改進的結果，表2的第3-7行示出了不同程度的改進。最后，雖然已經關于ΔTOF描述了前述內容，但應注意，相同優選實施例方面也可以應用于絕對TOF。在一個優選實施例的另一方面，在確定絕對和微分TOF時實施相關性，實施搜索和跟蹤方法來通過減少一段時間內執行的相關性操作數量來改進效率。具體地，返回到圖9A至圖9G的實例，在那種方法中，其中每個樣本集包括440個樣本，取第一總計880個相關性測量值，以便在每個相對可能的時隙組合時將兩個集合相對于彼此進行比較。這種方法被稱為搜索相關性。一旦如此確定了TOF(絕對或微分)，然而，通過減少(針對后續情形)當稍后針對后續測量值確定TOF時評估的時隙位置的數量進一步實現效率。例如，針對這樣的后續相關性測量，可以評估先前確定的峰值時間周圍的第二總計僅±N(例如，N＝30)個時隙，其中，因此最大峰值非常有可能落在那些第二所有時隙內。因此，從±400個時隙到±30時隙這樣的減小量表示計算減少量超過90％。這種方法被稱為跟蹤相關性。因此，跟蹤相關性稍后然后是初始搜索相關性。應進一步注意，可以實施各種標準，如果滿足的話，這些標準將相關性方法從跟蹤相關性(即，有限樣本時隙)返回到搜索相關性(即，樣本集中的所有樣本時隙)。例如，如果使用跟蹤相關性找到的峰值幅度與之前使用搜索相關性找到的峰值幅度足夠不同(例如，按一定百分比)，則該方法可以反過來回到搜索相關性。作為另一個實例，時間可以是一個標準，由此首先執行搜索相關性，并且之后一段時期內，所有后續相關性是跟蹤相關性，直到時間過去，屆時相關性再次返回到搜索相關性等等持續相同的后續時期。從以上內容中，顯示優選實施例提供了一種換能器系統和使用雙音激勵脈沖頻率用于這樣的換能器的方法。優選實施例還可以使用相關性用于TOF測量，通過使用雙音換能器激勵來進一步增強。鑒于前述內容，應注意優選實施例方法30在掃頻頻率范圍內對換能器系統施加激勵信號并且由此確定一組期望的雙音激勵頻率，并且稍后一種優選實施例方法60將這組雙音激勵頻率施加于換能器系統一段運行期。以此方式，因此，可以基于條件變化以不同的間隔重復方法30，其中，這樣的條件可以是時間、環境(例如，溫度)、或另外其他事項。因此，響應于場地變化，一旦實施了系統10，優選實施例掃頻將確定有利的雙音激勵頻率，這些頻率將充分激勵系統并產生可測量且準確的響應，以便適應場地的變化，而無需過度人工測試或單激勵頻率的剛度。優選實施例可以產生許多其他優勢。例如，優選實施例雙音激勵對于具有雙諧振結構的系統而言是有用的。作為另一個實例，對于具有單諧振頻率、甚至具有相對窄的帶寬的系統，優選實施例可以使用兩個3dB音調激勵系統，這些音調對于所確定的中心頻率周圍的激勵而言是足夠的。作為另一個效益，即使多個流量計沒有相似的頻率響應，雙音調激勵在所有流量計上以類似方式工作，因此通過顯著減少校準時間來使制造商受益。作為又另一個效益，雙音激勵使處理算法在寬泛圍的溫度下更穩健。作為另一個實例，經驗性地顯示優選實施例甚至在噪音環境(即，相對低的信噪比(SNR))下提供了準確的TOF測量值，與單頻激勵系統相比，在減少周期滑移上有很大的改進。再次，經驗性地顯示優選實施例在衰減介質(例如，甲烷)下提供了準確的TOF測量值，與單頻激勵系統相比，在減少周期滑移上也有很大的改進。作為又另一個實例，響應于更大的相關性峰值差和在計算ΔTOF之前使用絕對TOF來使上游或下游數據移位，優選實施例還減少了周期滑移問題，同時使用優選實施例的搜索和跟蹤方面可以減少相關性計算的數量，由此改進處理需求。進一步地，關于流量計，以有利實施方式顯示了優選實施例，但應注意許多方面可以適用于其他系統。例如，優選實施例方面可以應用于除了流量計以外的換能器應用。作為另一個實例，通過實例在具有兩個換能器的系統中示出了優選實施例，但各個方面也可以應用于單個換能器，其中，使用頻率激勵該換能器并且其傳輸脈沖串，之后，該換能器響應于那個脈沖串的反射。因此，鑒于以上內容，雖然根據所公開的實施例提供了不同替代實施方案，但本領域的技術人員仍然考慮到其他替代方案并且可以確定另外其他替代方案。因此，鑒于前述內容，本領域的技術人員應進一步認識到雖然已經詳細描述了一些實施例，但在不脫離隨附權利要求書中限定的發明范圍的情況下，可以對以上闡述的說明進行各種替換、修改或改變。當前第1頁1 2 3