一種用于生物電信號的儀表放大器的制作方法

本發明屬于生物醫療電子技術領域，具體涉及一種用于生物電信號的儀表放大器。

背景技術：

目前，心電圖監測系統、腦電圖監測系統以及神經信號記錄系統是國內外生物醫療電子領域的一個研究熱點。心電信號、腦電信號以及神經信號的記錄研究具備廣泛的應用價值，其中心電信號對探測心臟生理病理變化具有重大意義，腦電信號和神經信號對探測和診斷神經性疾病，如癲癇等有很高的價值，它們的研究進展對未來神經假體、治愈神經性疾病具有重要意義。對于記錄和探測以上所述生物信號的電子系統，高性能的儀表放大器是一個至關重要的模塊。

生物電信號分布的頻帶較低，一般在10khz以下，且信號的幅值微弱，一般在數微伏到數毫伏之間。比如，腦電信號一般分布在0.5hz到100hz之間，幅值一般為1μv到100μv之間；心電信號一般分布在0.5hz到500hz之間，幅度為1μv到500μv之間；神經信號一般分為動作電位信號和局部電位信號，頻率分別在200hz到10khz和0.1hz到200hz之間，幅值也一般在數百微伏到數毫伏級別。同時在腦電、心電、神經信號的記錄系統中，用于檢測信號的電極會因為被周圍神經元或者細胞的附著導致輸出阻抗高達數千歐姆。由于生物電信號的特性，要求應用于生物信號的儀表放大器要具備低噪聲、高共模抑制比、高輸入阻抗以及高放大倍數。

電容耦合斬波儀表放大器是一種較為常用的應用于生物電信號的儀表放大器類型。電容耦合斬波儀表放大器使用電容反饋，匹配精度相對高，能到達更低的噪聲水平，并且不消耗額外的靜態電流，能達到低功耗和高增益精度。同時，由于斬波器的使用，放大器的共模抑制比高，可以達到軌到軌輸入電壓范圍。由于這些特點，斬波電容耦合儀表放大器被較多地運用于生物信號的前置放大級。

但是，電容耦合斬波放大器由于斬波器的使用，放大器的等效輸入失調電壓會被斬波為頻率在斬波頻率的失調電流交流信號，在后級放大器的密勒電容上積分形成輸出電壓紋波。假使主放大器的失調電壓為10mv，主放大器的跨導為14us，密勒電容為18pf，斬波頻率為20khz，將在放大器輸出端造成幅值大約200mv的輸出電壓紋波。由于生物醫療信號的微弱性，輸出電壓紋波很容易對放大后的生物醫療信號造成極大的干擾，并限制儀表放大器的輸出電壓擺幅。同時，由于生物電信號的頻帶不盡相同，且要根據后級的模數轉換器的需求調節放大倍數，對儀表放大器有了增益和帶寬可變的要求。

現有技術中主要有兩種方式對電容耦合斬波放大器的輸出電壓紋波進行消除。第一種方式是通過在電容耦合斬波放大器后接低通濾波器的方式消除輸出電壓紋波，這種方式使得斬波放大器的斬波頻率必須是低通濾波器截止頻率的上百倍才能得到較好的紋波消除效果。通常情況下，電容耦合斬波放大器的斬波頻率是幾十khz，所以低通濾波器的截止頻率要低于1khz，低通濾波器要實現低于1khz的截止頻率，在模擬集成電路中電容和電阻會消耗需要比較大的芯片面積；另一方面，由于低通濾波器的截止頻率要低于1khz，這會限制斬波放大器適用的信號范圍。

第二種方式是通過將電容耦合斬波放大器輸出電壓紋波轉換為交流電流信號，斬波器將交流電流信號調制為直流電流信號，通過積分器對直流電流信號進行積分得到積分電壓，而后通過跨導將積分電壓轉換為電流補償斬波放大器主放大器的失調，從而達到減小斬波放大器輸出電壓紋波的效果。但是，由于積分器失調電壓的存在，通過跨導形成的補償電流往往不能準確地補償斬波放大器的失調，對斬波放大器輸出電壓紋波不能形成很好的抑制效果。

技術實現要素：

鑒于上述，本發明提供了一種用于生物電信號的儀表放大器，通過采用高頻斬波技術使得儀表放大器的閃爍噪聲得到大幅減小，達到了很小的噪聲水平；同時，本發明通過結合ping-pong自調零放大器結構和隔直電容的使用，在主通路就實現了電容耦合斬波放大器輸出紋波的消除，使得儀表放大器的輸出不受紋波信號的干擾，得到更大的信號擺幅。

一種用于生物電信號的儀表放大器，包括：

高頻斬波器chin，用于將輸入的低頻差分生物電信號調制成高頻差分電壓信號；

隔直模塊，用于對所述高頻差分電壓信號進行隔直處理；

低失調放大模塊，用于對隔直后的高頻差分電壓信號進行放大并在放大過程中引入自調零技術和高頻斬波調制技術，得到低失調的差分直流電壓信號，進而對低失調的差分直流電壓信號進行斬波以將其調制為低頻差分電壓信號；

class-a模塊，用于對所述低頻差分電壓信號進一步放大；

正反饋環路，用于將class-a模塊的輸出信號正反饋至隔直模塊的輸入端，從而提高儀表放大器的輸入阻抗；

負反饋環路，用于將class-a模塊的輸出信號負反饋至低失調放大模塊的輸入端，從而控制低頻差分生物電信號至class-a模塊輸出信號之間的放大倍數；

增益可變放大模塊，其通過調節儀表放大器的整體放大倍數對class-a模塊的輸出信號進行可調式放大后并最終輸出。

所述隔直模塊包括兩個輸入電容cin1～cin2和兩個偽電阻r1～r2；其中，輸入電容cin1的一端與高頻斬波器chin的第一輸出端以及正反饋環路的第一輸出端相連，輸入電容cin1的另一端與偽電阻r1的一端、低失調放大模塊的正相輸入端以及負反饋環路的第二輸出端相連，輸入電容cin2的一端與高頻斬波器chin的第二輸出端以及正反饋環路的第二輸出端相連，輸入電容cin2的另一端與偽電阻r2的一端、低失調放大模塊的反相輸入端以及負反饋環路的第一輸出端相連，偽電阻r1和r2的另一端均接外部給定的共模輸入電壓信號。

所述低失調放大模塊包括兩個隔直電容c11～c12、兩個偽電阻r3～r4、高頻斬波器chm、ping自調零放大器和pong自調零放大器；其中，ping自調零放大器的正相輸入端與pong自調零放大器正相輸入端相連并作為低失調放大模塊的正相輸入端，ping自調零放大器的反相輸入端與pong自調零放大器反相輸入端相連并作為低失調放大模塊的反相輸入端，ping自調零放大器的正相輸出端與pong自調零放大器正相輸出端以及隔直電容c12的一端相連，ping自調零放大器的反相輸出端與pong自調零放大器反相輸出端以及隔直電容c11的一端相連，隔直電容c11的另一端與偽電阻r3的一端以及高頻斬波器chm的第一輸入端相連，隔直電容c12的另一端與偽電阻r4的一端以及高頻斬波器chm的第二輸入端相連，偽電阻r3和r4的另一端均接外部給定的共模輸入電壓信號，高頻斬波器chm的第一輸入端與class-a模塊的反相輸入端相連，高頻斬波器chm的第二輸入端與class-a模塊的正相輸入端相連。

所述ping自調零放大器和pong自調零放大器的結構相同，其具體結構包括七個開關s1～s7、九個pmos管p1～p9、十二個nmos管n1～n12以及調零電容caz；其中，pmos管p1～p5的源極共連并接電源電壓vdd，pmos管p1的柵極接外部給定的偏置電壓vb1，pmos管p1的漏極與pmos管p6的源極以及pmos管p7的源極相連，pmos管p6的柵極與nmos管n3的柵極、開關s3的一端以及開關s2的一端相連，開關s2的另一端作為ping自調零放大器或pong自調零放大器的反相輸入端，pmos管p7的柵極與nmos管n4的柵極、開關s3的另一端以及開關s1的一端相連，開關s1的另一端作為ping自調零放大器或pong自調零放大器的正相輸入端，pmos管p6的漏極與nmos管n3的漏極、nmos管n5的漏極以及nmos管n7的源極相連，pmos管p7的漏極與nmos管n4的漏極、nmos管n6的漏極以及nmos管n8的源極相連，pmos管p2的柵極與pmos管p3的柵極、pmos管p5的柵極、pmos管p5的漏極、nmos管n10的漏極以及nmos管n11的漏極相連，pmos管p2的漏極與pmos管p8的源極相連，pmos管p3的漏極與pmos管p9的源極相連，pmos管p4的柵極與pmos管p4的漏極、nmos管n9的漏極以及nmos管n12的漏極相連，pmos管p8的柵極與pmos管p9的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vb2，pmos管p8的漏極與開關s4的一端、nmos管n7的漏極、nmos管n9的柵極以及開關s7的一端相連，pmos管p9的漏極與開關s5的一端、nmos管n8的漏極、nmos管n12的柵極以及開關s6的一端相連，開關s7的另一端作為ping自調零放大器或pong自調零放大器的正相輸出端，開關s6的另一端作為ping自調零放大器或pong自調零放大器的反相輸出端，nmos管n7的柵極與nmos管n8的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vb3，開關s4的另一端與調零電容caz的一端以及nmos管n5的柵極相連，開關s5的另一端與調零電容caz的另一端以及nmos管n6的柵極相連，nmos管n5的源極與nmos管n3的源極、nmos管n6的源極、nmos管n4的源極以及nmos管n1的漏極相連，nmos管n1的柵極與nmos管n1的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vb4，nmos管n1的源極與nmos管n2的源極相連并接地，nmos管n2的漏極與nmos管n9的源極、nmos管n10的源極、nmos管n11的源極以及nmos管n12的源極相連，nmos管n10的柵極與nmos管n11的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vref，開關s1和s2的控制極均接外部給定的開關信號φa，開關s3～s5的控制極均接外部給定的開關信號φz，開關s6和s7的控制極均接外部給定的開關信號φo，所述開關信號φz與開關信號φo相位互補。

所述ping自調零放大器在開關信號φz時鐘相位中對自身的失調電壓進行調零校準，在開關信號φo時鐘相位中對兩路輸入信號進行放大后輸出；所述pong自調零放大器在開關信號φz時鐘相位中對自身的失調電壓進行調零校準，在開關信號φo時鐘相位中對兩路輸入信號進行放大后輸出；ping自調零放大器中的開關信號φz與pong自調零放大器中的開關信號φo相位一致。

所述正反饋環路和負反饋環路的結構相同，其具體結構包括兩個反饋電容cf1～cf2和高頻斬波器chf；其中，高頻斬波器chf的第一輸入端作為正反饋環路或負反饋環路的第一輸入端，高頻斬波器chf的第二輸入端作為正反饋環路或負反饋環路的第二輸入端，高頻斬波器chf的第一輸出端與反饋電容cf1的一端相連，反饋電容cf1的另一端作為正反饋環路或負反饋環路的第一輸出端，高頻斬波器chf的第二輸出端與反饋電容cf2的一端相連，反饋電容cf2的另一端作為正反饋環路或負反饋環路的第二輸出端。

所述class-a模塊包括四個pmos管p10～p13、七個nmos管n13～n19以及兩個密勒電容cm1～cm2；其中，pmos管p10～p13的源極共連并接電源電壓vdd，pmos管p10的柵極與pmos管p11的柵極、pmos管p13的柵極、pmos管p13的漏極、nmos管n17的漏極以及nmos管n18的漏極相連，pmos管p10的漏極與密勒電容cm2的一端、nmos管n13的漏極以及nmos管n16的柵極相連并作為class-a模塊的反相輸出端，pmos管p11的漏極與密勒電容cm1的一端、nmos管n14的漏極以及nmos管n19的柵極相連并作為class-a模塊的正相輸出端，pmos管p12的漏極與pmos管p12的柵極、nmos管n16的漏極以及nmos管n19的漏極相連，密勒電容cm2的另一端與nmos管n13的柵極相連并作為class-a模塊的正相輸入端，密勒電容cm1的另一端與nmos管n14的柵極相連并作為class-a模塊的反相輸入端，nmos管n13的源極與nmos管n14的源極以及nmos管n15的源極相連并接地，nmos管n15的柵極接外部給定的偏置電壓vb4，nmos管n15的漏極與nmos管n16的源極、nmos管n17的源極、nmos管n18的源極以及nmos管n19的源極相連，nmos管n17的柵極與nmos管n18的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vref。

所述增益可變放大模塊包括兩個隔直電容c21～c22、兩個偽電阻r5～r6、兩個密勒電容c31～c32以及增益可變放大器；其中，隔直電容c21的一端與class-a模塊的正相輸出端相連，隔直電容c21的另一端與偽電阻r5的一端、密勒電容c31的一端以及增益可變放大器的反相輸入端相連，隔直電容c22的一端與class-a模塊的反相輸出端相連，隔直電容c22的另一端與偽電阻r6的一端、密勒電容c32的一端以及增益可變放大器的正相輸入端相連，增益可變放大器的正相輸出端與偽電阻r5的另一端以及密勒電容c31的另一端相連，增益可變放大器的反相輸出端與偽電阻r6的另一端以及密勒電容c32的另一端相連。

所述增益可變放大器包括九個pmos管p14～p22以及十個nmos管n20～n29；其中，pmos管p14的源極接二分之一的電源電壓vdd，pmos管p14的柵極接外部給定的偏置電壓vb5，pmos管p14的漏極與pmos管p19的源極以及pmos管p20的源極相連，pmos管p19的柵極與pmos管p22的柵極相連并作為增益可變放大器的反相輸入端，pmos管p20的柵極與pmos管p23的柵極相連并作為增益可變放大器的正相輸入端，pmos管p19的漏極與nmos管n22的漏極以及nmos管n28的源極相連，pmos管p20的漏極與nmos管n23的漏極以及nmos管n29的源極相連，pmos管p15～p18的源極共連并接電源電壓vdd，pmos管p15的柵極與pmos管p16的柵極、pmos管p18的柵極、pmos管p18的漏極、nmos管n25的漏極以及nmos管n26的漏極相連，pmos管p15的漏極與pmos管p21的源極相連，pmos管p16的漏極與pmos管p22的源極相連，pmos管p17的漏極與pmos管p17的柵極、nmos管n24的漏極以及nmos管n27的漏極相連，nmos管n25的柵極與nmos管n26的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vref，pmos管p21的柵極與pmos管p22的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vb6，pmos管p21的漏極與nmos管n28的漏極以及nmos管n24的柵極相連并作為增益可變放大器的正相輸出端，pmos管p22的漏極與nmos管n29的漏極以及nmos管n27的柵極相連并作為增益可變放大器的反相輸出端，nmos管n28的柵極與nmos管n29的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vb7，nmos管n22的源極與nmos管n23的源極以及nmos管n20的漏極相連，nmos管n20的柵極與nmos管n21的柵極共連并接外部給定的偏置電壓vb4，nmos管n20的源極與nmos管n21的源極相連并接地，nmos管n21的漏極與nmos管n24的源極、nmos管n25的源極、nmos管n26的源極以及nmos管n27的源極相連。

所述高頻斬波器chin、chm和chf的結構相同，其具體結構由四個cmos傳輸門m1～m4組成；其中，cmos傳輸門m1的輸入端與cmos傳輸門m3的輸入端相連并作為高頻斬波器的第一輸入端，cmos傳輸門m1的輸出端與cmos傳輸門m2的輸出端相連并作為高頻斬波器的第一輸出端，cmos傳輸門m2的輸入端與cmos傳輸門m4的輸入端相連并作為高頻斬波器的第二輸入端，cmos傳輸門m3的輸出端與cmos傳輸門m4的輸出端相連并作為高頻斬波器的第二輸出端，cmos傳輸門m1的第一控制端、cmos傳輸門m2的第二控制端、cmos傳輸門m3的第二控制端以及cmos傳輸門m4的第一控制端均接外部提供的開關信號ψb，cmos傳輸門m1的第二控制端、cmos傳輸門m2的第一控制端、cmos傳輸門m3的第一控制端以及cmos傳輸門m4的第二控制端均接外部提供的開關信號ψ，開關信號ψb與開關信號ψ相位互補。

所述偽電阻r1～r6的結構相同，其具體結構由兩個pmos管s1～s2組成；其中，pmos管s1的源極作為偽電阻的一端，pmos管s1的柵極與pmos管s2的柵極、pmos管s1的漏極以及pmos管s2的漏極相連，pmos管s2的源極作為偽電阻的另一端。

本發明通過采用高頻斬波技術使得儀表放大器的閃爍噪聲得到大幅減小，達到了很小的噪聲水平(0.5hz～10khz的信號帶寬內底噪53.9nv/√hz，平均噪聲54.5nv/√hz)。同時，本發明通過結合ping-pong自調零放大器結構和隔直電容的使用，在主通路就實現了電容耦合斬波放大器輸出紋波的消除，使得儀表放大器的輸出不受紋波信號的干擾，得到更大的信號擺幅。另外，本發明通過第二級增益可變放大器和可變密勒電容的使用，實現了儀表放大器可變增益可變帶寬的功能，其中增益可從40db到60db變化，帶寬可從1khz到10khz變化，并且增益可變放大器中的主放大器采用了兩種電壓供電，相較一種電壓供電的放大器減少了近一半的功耗。

附圖說明

圖1為本發明儀表放大器的結構示意圖。

圖2為本發明儀表放大器的時序示意圖。

圖3為ping-pong自調零放大器的結構示意圖。

圖4為高頻斬波器的結構示意圖。

圖5為class-a輸出級的結構示意圖。

圖6為增益可調放大器的主放大器結構示意圖。

圖7為本發明儀表放大器的增益帶寬可變效果示意圖。

圖8為本發明儀表放大器的噪聲效果示意圖。

具體實施方式

為了更為具體地描述本發明，下面結合附圖及具體實施方式對本發明的技術方案進行詳細說明。

如圖1所示，本發明用于生物電信號的儀表放大器包括：高頻斬波器chin、輸入電容cin1～cin2、mos管(m1-2、m3-4、m5-6、m7-8、m9-10、m11-12)形成的偽電阻、兩個結構相同且時序互補的ping-pong自調零放大器結構、隔直電容c11-12、高頻斬波器chm、class-a輸出級、正反饋環路、負反饋環路和增益可調放大器組成。

該儀表放大器首先由輸入高頻斬波器chin將輸入端的生物電信號進行斬波，調制到80khz，并通過輸入電容cin1～cin2傳輸到ping-pong自調零放大器結構的輸入端。

ping-pong自調零放大器結構對調制到高頻的生物電信號進行放大。

根據圖2中的時序，在時鐘相位φaping有效時，時鐘相位φzpong同時有效，ping結構放大器的輸入端連接到被調制到高頻的生物電信號，并且由調零電容caz1兩端在φzping時鐘相位中存儲的補償電壓形成補償電流來平衡ping結構放大器的輸入失調電壓，從而在ping結構放大器的輸出端形成一個放大的低失調高頻生物電信號；此時，pong自調零放大器結構放大器輸入端短接，輸出端連接到調零電容caz2兩端，從而在調零電容caz2上形成一個補償電壓，該補償電壓可以在下一個φapong時鐘相位中平衡pong結構放大器的輸入失調電壓。

根據圖2中的時序，在時鐘相位φapong有效時，時鐘相位φzping同時有效，pong結構放大器的輸入端連接到被調制到高頻的生物電信號，并且由調零電容caz2兩端在φzpong時鐘相位中存儲的補償電壓形成補償電流來平衡pong結構放大器的輸入失調電壓，從而在pong結構放大器的輸出端形成一個放大的低失調高頻生物電信號；此時，ping自調零放大器結構放大器輸入端短接，輸出端連接到調零電容caz1兩端，從而在調零電容caz1上形成一個補償電壓，該補償電壓可以在下一個φaping時鐘相位中平衡pong結構放大器的輸入失調電壓。

圖3為ping-pong自調零放大器的結構示意，ping-pong自調零放大器采用了電流復用的技術，將輸入對管pmos管p6-7的電流復用于另一對輸入對管nmos管n3-4中，從而在不另外增加功耗的前提下提高了放大器的放大倍數。

通過ping-pong自調零技術，放大器的失調電壓被抑制，從而可以工作在正常的放大狀態，使得被調制到高頻的生物電信號ping-pong自調零放大器結構的輸出端實現放大，同時在ping-pong自調零放大器結構的輸出端僅有幅值很小的直流失調電壓。

連接在ping-pong自調零放大器結構后的隔直電容c11-12可以使放大后的被調制到高頻的生物電信號通過，同時將ping-pong自調零放大器結構的殘余直流失調電壓徹底消除。

放大后的被調制到高頻的生物電信號被接在隔直電容c11-12后的高頻斬波器chm斬波回生物電信號原有信號帶寬內，同時由于放大器的直流失調電壓被ping-pong自調零技術和隔直電容的結合使用徹底消除，從而不會產生由于直流失調電壓被高頻調制斬波器調制到高頻的方波交流信號，避免了方波信號在密勒電容上積分形成的輸出電壓紋波。本實施方式中高頻斬波器chm以及chin的電路結構如圖4所示。

被調制回原有信號帶寬內的放大后的生物電信號接到class-a輸出級，被class-a輸出級進行了進一步的信號放大，并連接到儀表放大器的第一級輸出端。

本實施方式中class-a輸出級的電路結構如圖5所示，跨接在class-a輸出級的輸入端和輸出端的密勒電容cm1～cm2可以實現主通路信號傳遞函數中的極點分離，從而調節輸出信號帶寬。本實施方式中的密勒電容是可調節的，從5pf到50pf可變，從而儀表放大器的第一級輸出的信號帶寬可以被限制為1khz～10khz。

儀表放大器的第一級輸出端通過負反饋斬波器chfb、負反饋電容cfb1～cfb2形成的負反饋環路，對儀表放大器第一級輸出端放大后的生物電信號相對于儀表放大器輸入端的生物電信號的放大倍數實現了控制，其放大倍數為(cin/cfb)，本實施方式中負反饋電容cfb1～cfb2設置為100ff，輸入電容cin設置為10pf，所以產生的放大倍數為40db。

同時儀表放大器的第一級輸出端通過正反饋斬波器chpf、負反饋電容cpf1～cpf2形成的正反饋環路，向輸入電容cin的輸入端提供放大器所需的輸入電流，從而實現增大放大器輸入阻抗的目的，本實施方式通過該正反饋環路實現了約20倍的輸入阻抗增大效果。

增益可變放大器作為儀表放大器的第二級，其輸入端接在儀表放大器第一級的輸出端上。增益可變放大器可以通過改變反饋電容c31-32大小改變增益倍數，隨著反饋電容c31-32從10pf變為1pf，后級的放大器增益可以從1倍變為10倍，本實施方式中的儀表放大器的整體增益可從40db倍變為60db。

圖6所示了增益可變放大器的主放大器結構，增益可變放大器中的主放大器采用了兩種電壓供電，減少了儀表放大器的整體靜態功耗。

如圖7所示，通過調節本發明中儀表放大器中第一級的密勒電容值和第二級增益可變放大器中的反饋電容值，可以實現多種輸出信號帶寬和增益效果，圖7中所示了四種輸出模式：①輸出生物電信號增益40db，帶寬1khz；②輸出生物電信號增益60db，帶寬1khz；③輸出生物電信號增益40db，帶寬10khz；④輸出生物電信號增益60db，帶寬10khz。

如圖8所示，本發明儀表放大器閃爍噪聲的轉角頻率小于2hz，0.5hz-10khz信號帶寬內的底噪53.9nv/√hz，平均噪聲54.5nv/√hz，這樣的噪聲效果使得放大后生物電信號的保有很高的信噪比。

上述對實施例的描述是為便于本技術領域的普通技術人員能理解和應用本發明。熟悉本領域技術的人員顯然可以容易地對上述實施例做出各種修改，并把在此說明的一般原理應用到其他實施例中而不必經過創造性的勞動。因此，本發明不限于上述實施例，本領域技術人員根據本發明的揭示，對于本發明做出的改進和修改都應該在本發明的保護范圍之內。