MOS管包括：P溝道MOS管或N溝道MOS管，所述第一端為源極，第二 端為漏極，第三端為柵極。
[0049] -種體外除顫器，包括前述任一實施例所述的用于體外除顫器的電容充電保護電 路。
[0050] 本發明實施例提供的用于體外除顫器的電容充電保護電路及體外除顫器，通過在 電容充電保護電路增加開關控制穩態觸發單元，開關控制穩態觸發單元的穩定狀態是低電 平，并在開關控制穩態觸發單元中設置RC電路用以控制輸出電平的脈沖寬度，從而在微處 理器非正常工作時，例如，復位狀態、故障狀態下，可以確保輸出至開關的開關驅動信號保 持正常，避免開關導通時間延長，從而燒壞開關，使得體外除顫器不可用的情況出現，提升 了體外除顫器的工作可靠性；同時，設置RC電路用以控制輸出電平的脈沖寬度，可以確保 只有短時間大電流經過開關，避免變壓器的初級線圈飽和，從而浪費充電能量，有效提升了 充電效率。
【附圖說明】
[0051] 為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現 有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本 發明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以 根據這些附圖獲得其它的附圖。
[0052] 圖1為現有技術電容充電保護電路結構示意圖；
[0053] 圖2為本發明實施例用于體外除顫器的電容充電保護電路結構示意圖。
【具體實施方式】
[0054] 下面結合附圖對本發明實施例進行詳細描述。
[0055] 應當明確，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基 于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動前提下所獲得的所有其 它實施例，都屬于本發明保護的范圍。
[0056] 圖2為本發明實施例用于體外除顫器的電容充電保護電路結構示意圖。參見圖 2,該電容充電保護電路包括：控制電路電源01、變壓器02、整流器03、待充電電容04、開關 05、開關控制穩態觸發單元06、信號驅動單元07以及微控制器08,其中，待充電電容04為 高壓電容；
[0057] 控制電路電源01與變壓器02初級線圈的一側相連；
[0058] 變壓器02初級線圈的另一側與開關05的第一端相連；
[0059] 開關05的第二端接地，第三端接開關驅動信號；
[0060] 變壓器02次級線圈的一端與整流器03的第一輸入端相連，另一端與整流器03的 第二輸入端相連；
[0061] 整流器03的輸出端與待充電電容04相連；
[0062] 信號驅動單元07的輸出端與開關05的第三端相連，輸入端與開關控制穩態觸發 單元06的輸出端相連；
[0063] 微控制器08輸出端與開關控制穩態觸發單兀06的輸入端相連，開關控制穩態觸 發單元06的穩定狀態為低電平、暫穩態輸出固定寬度的脈沖的開關驅動信號。
[0064] 其中，較佳地，開關05包括但不限于：絕緣柵雙極型晶體管（IGBT， Insulated Gate Bipolar Transistor)、互補金屬氧化物半導體管（MOS，Metal Oxide Semiconductor)、三極管或雙極型晶體管（BJT，Bipolar Junction Transistor)等。其中， MOS管包括但不限于：P溝道MOS管、N溝道MOS管等。
[0065] 較佳地，第一端為源極（S)，第二端為漏極（D)，第三端為柵極（G)。
[0066] 作為一可選實施例，開關控制穩態觸發單兀06包括：單穩態觸發器62、第一電容 63以及第一電阻64,其中，
[0067] 單穩態觸發器62的第一輸入端與微控制器08的輸出端相連，單穩態觸發器62的 第二輸入端與第二輸出端相連接，第三輸入端分別與第一電容63的一端以及第一電阻64 的一端相連；
[0068] 第一電容63的另一端接地，第一電阻64的另一端接入預先設置的閾值電壓信 號；
[0069] 單穩態觸發器62的第一輸出端與信號驅動單兀07的輸入端相連。
[0070] 作為一可選實施例，信號驅動單元07為一開關驅動芯片71，輸入端與單穩態觸發 器62的第一輸出端相連，輸出端與開關05的第三端相連。
[0071] 作為另一可選實施例，信號驅動單元07還可以進一步包括第一分壓電路72,其 中，第一分壓電路72包括第二電阻73以及第三電阻74，
[0072] 第二電阻73的一端與單穩態觸發器62的第一輸出端相連，另一端分別與第三電 阻74的一端以及開關驅動芯片71的輸入端相連；
[0073] 第三電阻74的另一端接地。
[0074] 作為再一可選實施例，信號驅動單元07還可以進一步包括第二分壓電路75,其 中，第二分壓電路75包括第四電阻76以及第五電阻77，
[0075] 第四電阻76的一端與開關驅動芯片71的輸出端相連，另一端分別與第五電阻77 的一端以及開關05的第三端相連；
[0076] 第五電阻77的另一端接地。
[0077] 本發明實施例中，以開關為MOS管為例，影響MOS管燒壞的主要因素是由于MOS管 在較長時間內有大電流通過，使得MOS管結溫過高被燒壞，因而，防止MOS管燒壞，需要控制 MOS管的導通時間。
[0078] 本發明實施例中，通過增加開關控制穩態觸發單元，開關控制穩態觸發單元中的 單穩態觸發器的穩定狀態是低電平，只有短時的暫穩態狀態翻轉為高電平，從而使MOS管 導通。因而，通過單穩態觸發器對微處理器輸出的信號進行脈寬固定，從而調整信號周期 (頻率）來控制MOS管的導通時間，從而在微處理器非正常工作時，可以確保MOS管的導通 時間不會過長，達到有效防止MOS管燒壞，并提高充電效率。
[0079] 單穩態觸發器包含一穩定狀態以及一暫穩態。當單穩態觸發器處于穩定狀態時， 使得MOS管處于截止狀態，在外加脈沖的作用下，單穩態觸發器可以從穩定狀態翻轉到暫 穩態，使MOS管被導通，由于電路中RC(第一電阻以及第一電容）延時環節的作用，該暫穩 態維持一段時間又回到原來的穩定狀態，暫穩態維持的時間取決于RC的時間常數參數值。
[0080] 本發明實施例中，根據下式計算時間常數：
[0081] τ = RC
[0082] 式中，
[0083] τ為時間常數；
[0084] R為第一電阻阻值；
[0085] C為第一電容容值。
[0086] 單穩態觸發器輸出的脈沖寬度，即暫穩態維持的時間（高電平）寬度計算公式如 下：
[0088] 式中，
[0089] tw為暫穩態高電平脈沖寬度，即暫穩態維持的時間；
[0090] Vc為電路中的輸入電壓，Vc(O) = 0, Vc( 〇〇 )= Vdd;
[0091] Vth為閾值電壓；
[0092] 當Vc(tw) = VTH，電阻R = 5. 1K，電容C = 2200pF，可得暫穩態高電平脈沖寬度 tw~8 μ s，即每一次充電持續8微秒。
[0093] 式中，Vdd以及Vth分別為預先設置的閾值，可依據實際需要進行設置，在此略去詳 述。
[0094] 本發明實施例中，變壓器的初級線圈的電流是不斷增加的，經過高頻開關多次對 變壓器的初級線圈進行充電，變壓器的次級線圈會產生反向電壓，但由于整流器（整流二 極管）為關斷狀態，因而，次級線圈中沒有電流通過，還可以在電容充電保護電路中增加檢 測電路，通過磁儲能檢測方式或電流采