壓電變壓器驅動電路的制作方法

專利名稱：壓電變壓器驅動電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及壓電變壓器的驅動電路，該壓電變壓器多用作驅動液晶顯示監視器背光等用的升壓變壓器。
背景技術：
近來，液晶顯示監視器安裝在攝錄一體的VTR和數字攝像機等便攜式小型攝像設備上。現在已經在用可制成薄型、高效且不產生磁力線的壓電變壓器代替以往所用的電磁變壓器，作為驅動這種小型攝像設備的液晶顯示監視器背光等中經常使用的冷陰極管的升壓變壓器。壓電變壓器是提供輸入交變電壓至壓電元件的初級電極，利用壓電效應使產生機械振動，而從次級側電極取出以由壓電變壓器形狀所決定的升壓比放大的電壓的一種電壓變換元件。壓電變壓器不是利用線圈經磁能變壓的方法，因而不產生漏磁通。為此，具有不向逆變器外部發出干擾的優點。此外，由于僅選擇壓電變壓器外形尺寸所決定的諧振頻率加以輸出，具有輸出波形接近正弦波，很少產生高頻噪聲的優點。再者，壓電變壓器是燒結陶瓷材料的無機物質，因而還具有不會有產生煙和火危險的優點。
圖61表示壓電變壓器的一般特性，橫軸表示輸入電壓頻率(Hz)，縱軸表示檢出值(dB)。
如圖61所示，壓電變壓器具有諧振特性，從次級電極得到的輸出值隨輸入至初級電極的交流電壓頻率而不同。因此，在壓電變壓器中，通過控制輸入至壓電變壓器的交流電壓頻率，可把次級電極輸出的電壓調整成期望電平，以把背光輝度控制成恒定。這樣，由壓電變壓器次級電極輸出期望電平的電壓，從而向冷陰極管施加穩定電壓。這種壓電變壓器驅動電路的典型技術已在1994年11月7日(No.621)的日本月刊《日經電子設備》第147～157頁中刊出。
下文，采用圖62，簡單說明上述已有技術的壓電變壓器的驅動電路構成。圖62是上述已有技術的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖62中，壓電變壓器101是用于取得放大電壓的變壓元件。配置在壓電變壓器101前級的前置變壓器即線圈變壓器102是電磁變壓器，是為彌補壓電變壓器101升壓不足而設置的。向冷陰極管103施加壓電變壓器101輸出的電壓。電流檢測器104檢測流過冷陰極管103的電流并把它變換成電壓信號。第1加法器107運算整流電路105輸出的檢測信號與外部輸入的作為基準數據(基準電壓)的輝度設定電壓的電壓差。作為濾波電路的積分器150對第1加法器107輸出的電壓差進行積分并變換成直流電壓。
第2加法器180把積分器150輸出的直流電壓與決定電源接通時壓電變壓器101振蕩頻率的初始值相加，輸出頻率設定電壓。V-F變換器190用與上述頻率設定電壓相應的頻率產生振蕩。在V-F變換器190中，設定成頻率設定電壓負時振蕩頻率變高、正時振蕩頻率變低。V-F變換器190還設定成電源接通時用比壓電變壓器101諧振頻率足夠高的頻率產生振蕩。功率晶體管構成的驅動電路110放大V-F變換器190輸出的信號，驅動線圈變壓器102。
如上所述構成的壓電變壓器101的驅動電路中，在電源接通時，V-F變換器190用比壓電變壓器101諧振頻率高的頻率產生振蕩，并從壓電變壓器101次級電極輸出比該諧振頻率的電壓電平低的電壓。從該壓電變壓器101次級電極輸出的電壓加至冷陰極管103。
冷陰極管103中流過與施加電壓成正比的電流，流過該冷陰極管103的電流在電流檢測器104中變換成電壓，進而在整流電路105中變換成大致直流的電壓。
在上述構成中，在外部提供的基準電壓是示于圖61的特性曲線A點所示的電壓、整流電路105得到的電壓是圖61特性曲線B點的電壓時，第1加法器107輸出的電壓差為正。為此，V-F變換器190的輸入電壓漸漸上升，V-F變換器190輸出的振蕩頻率開始降低。該動作使壓電變壓器101輸出的電壓其電平變大，流過冷陰極管103的電流增大。
另一方面，在整流電路105得到的電壓是圖61特性曲線C點的電壓時，第1加法器107輸出的電壓差變負，從而V-F變換器190輸出的振蕩頻率上升。該動作使壓電變壓器101輸出電壓的電平變小，流過冷陰極管103的電流降低。
如上所述，以往的壓電變壓器的驅動電路，對流過冷陰極管103的電流進行反饋，以控制振蕩頻率，使該電流值與外部提供的基準數據的電平相等，從而使背光輝度穩定。
作為穩定背光輝度的其它方法，有日本實開平4-58085號公報及實開平5-4779號公報中所揭示的方法。這些方法均是以壓電元件為最高效率的諧振頻率進行控制的方法。其原理是利用在諧振頻率處壓電元件次級得到的電壓相位與電流相位的相位差為零這一點，檢測兩者相位差，以控制頻率，使該相位差為零。這時輸出電壓固定為在諧振點得到的輸出電壓，因而背光輝度的調整方法通常是調整電源電壓來進行調整的。
把這種以往的壓電變壓器驅動電路裝載在攝錄一體機或數字攝像機等小型攝像設備時，為了提高小型攝像設備的可搬動性，希望設備小型化，因而必須減少部件數，節省空間。但是，以往的壓電變壓器驅動電路，由模擬電路構成，難于減少部件數。
因而，壓電變壓器驅動電路在減少部件數這一點上希望數字化。可是，為了對模擬方式構成的以往的壓電變壓器驅動電路進行數字化，必須滿足以下條件。
(1)為了得到控制壓電變壓器所需的頻率精度，要有高頻時鐘。
(2)為了得到與模擬方式相同的電壓檢測性能，要有多位A/D變換器，需要昂貴的LSI。
對上述(1)、(2)條件具體說明如下。
對條件(1)作為通過數字處理生成壓電變壓器驅動脈沖的方法，有將時鐘分頻以取得希望頻率的驅動脈沖的方法。在該時鐘分頻方法中，把冷陰極管的電流控制成預定范圍(例如±1％)所需的時鐘頻率，簡略地可由圖61所示的表示壓電變壓器次級電極輸出(dB)與驅動頻率(Hz)關系的頻率特性曲線導出。
在典型的壓電變壓器中，其諧振頻率約為100KHz，控制的頻率范圍(比諧振頻率高的頻率側)的平均頻率靈敏度是相對于頻率變化1KHz，電壓值變化約為+100％至-50％。冷陰極管中流過的電流與壓電變壓器次級電極的電壓成正比，因而為把流過冷陰極管的電流值抑制成約±1％，則壓電變壓器次級電極的電壓必須抑制至約±1％。
如上所述，為把壓電變壓器的次級電極的電壓抑制成約±1％，驅動脈沖頻率的分辨率至少要約10～20Hz。在約100KHz附近，為得到10～20Hz的頻率分辨率所需的時鐘頻率為500MHz～1GHz。如考慮輻射干擾和電力供給等因素，如此高的時鐘頻率是不實用的。
對上述條件(2)，為了把冷陰極管的電流控制成預定范圍(例如，與上述同樣為±1％)，需要檢測精度為±1％以下的電流檢測器。若進一步考慮電流檢測器和整流電路的變動，還需要更高的檢測精度。因而，為了把冷陰極管的電流控制在預定范圍，最終需要8～9位A／D變換器。若這種變換器內設于LSI，則有使芯片面積變大且價格昂貴的缺陷。
本發明鑒于上述課題而提出，其目的在于提出一種可以低頻時鐘形成頻率分辨率高的驅動脈沖且以簡單低成本構成可檢測適合于數字處理的電壓的壓電變壓器的驅動電路。
發明揭示為了達到上述目的，本發明的一種壓電變壓器驅動電路，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；把所述整流電路中整流的電壓信號變換成數字信號的A／D變換器；把所述A／D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；分頻電路，以預定分頻比對預定頻率的時鐘進行分頻，生成壓電變壓器驅動脈沖，并控制成在所述壓電變壓器的驅動脈沖N(N為整數)周期期間，所述分頻比分散，N周期期間的平均分頻比與N除所述頻率設定電路輸出的M位數據所得的商值實質上相等；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
根據上述構成的本發明，通過使驅動脈沖分頻比分散，提高平均頻率分辨率，可得到具有使冷陰極管輝度為期望值所需頻率的壓電變壓器驅動電路。
本發明的另一種壓電變壓器驅動電路，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；把所述整流電路中整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以產生壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管；所述分頻電路的分頻比在預定周期期間分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1數值)周期的分頻比，由所述頻率設定電路輸出的M位數據中的低端n位數據(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1數值)及高端m位數據C(C是十進制數)經下式(5)給出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(5)式(5)中，“AX”表示“AX”的“非”(1為0，0為1)，在以后說明中上劃線，均是該含義。
根據上述發明，使低頻分量電平變小，可得到能抑制越是低頻，輝度變化級越大這種常見的閃爍現象的壓電變壓器驅動電路。
本發明的另一種壓電變壓器驅動電路，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；以預定采樣時鐘，把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；以預定周期使所述A/D變換器的輸出數據平滑的平滑電路；把所述平滑電路的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；
根據所述誤差數據，把壓電變壓器的驅動脈沖頻率設定成M位數據的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
根據上述本發明，具有即使低位A/D變換器，也能得到高的電壓檢測分辨率且能降低成本的重大效果。同時，不必設置大容量電容器，因而可減小部件體積，具有可使小型攝像設備更小型化的效果。
本發明的另一種壓電變壓器驅動電路，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；對所述電流檢測器所得到的正弦波狀的交流電壓進行半波整流的半波整流電路；把半波整流的電壓信號與預定基準電壓進行比較并輸出“H”電平或“L”電平數據的比較器；檢測所述比較器輸出數據的脈沖寬度的脈沖寬度檢測電路；以預定周期使所述脈沖寬度檢測電路輸出的脈沖寬度數據平滑的平滑電路；把所述平滑電路的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；把所述平滑電路的輸出數據乘常數倍，并把壓電變壓器的驅動脈沖頻率設定為M位(M為整數)數據的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
根據上述構成的本發明，由半波整流電路與比較器進行電壓檢測，從而可用簡單且低成本構成，高精度檢測電壓，且對于壓電變壓器驅動電路數字化也有重大效果。
本發明另一種壓電變壓器驅動電路，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；把整流的電壓信號與預定的基準電壓進行比較，輸出“H”電平或“L”電平數據的比較器；在預定期間對所述比較器輸出數據進行計數的計數電路；以預定周期使所述計數電路輸出的計數數據平滑的平滑電路；切換輸出所述平滑電路的輸出數據與所述計數電路輸出數據的切換電路；把所述切換電路的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；由所述誤差數據，把壓電變壓器的驅動脈沖頻率設定成M位(M為整數)數據的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
根據上述構成的本發明，通過采用比較器的簡單構成，可使高精度電壓檢測值數字化，對壓電變壓器驅動電路數字化具有重大效果。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；以預定頻率的時鐘的正向沿進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；在所述時鐘反向沿對所述分頻電路的輸出脈沖進行鎖存輸出的反向沿處理電路；切換所述分頻電路輸出的驅動脈沖與所述反向沿處理電路輸出的驅動脈沖并加以輸出的選擇器；
用于驅動壓電變壓器的功率晶體管；其構成是所述分頻電路的分頻比在所述壓電變壓器驅動脈沖N周期期間分散，N周期期間的平均分頻比與N除所述頻率設定電路輸出的M位數據所得的值實質上相等且N周期期間內的分頻比的變動在1以下。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；以預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；接收來自外部微機系統的電源電壓信息，設定所述分頻電路輸出的驅動脈沖占空比的脈沖寬度設定電路；用于驅動壓電變壓器的功率晶體管。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；在預定時間保持所述A/D變換器的輸出數據，并根據與過去數據的比較進行壓電變壓器諧振點檢測的峰值檢測電路；根據所述峰值檢測電路的輸出數據，使所述誤差數據極性反相的極性反相電路；把所述極性反相電路的輸出數據加至上次頻率設定值從而設定壓電變壓器驅動脈沖頻率的頻率設定電路；以適應所述頻率設定電路的輸出數據的分頻比，對預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；在預定時間保持所述A/D變換器的輸出數據，并根據與過去數據的比較進行壓電變壓器諧振點檢測的峰值檢測電路；把所述誤差數據與上次頻率設定數據相加后輸出的頻率設定電路；切換所述頻率設定電路的輸出與前N次頻率設定數據，并輸出作為壓電變壓器驅動脈沖的頻率設定數據的選擇器；以適應所述選擇器輸出數據的分頻比，對預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；檢測壓電變壓器輸出電壓的電壓檢測電路；檢測所述電流檢測電路與電壓檢測電路所得到的正弦波狀的電壓中大的一方的電壓值并變換成直流電壓的整流電路；使所述電壓檢測電路的輸出周期性地在預定期間阻斷的阻斷電路；把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；檢測所述阻斷電路導通時的A/D變換器的輸出電壓從而判定冷陰極管點亮的點亮檢測電電路；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；切換點亮狀態的基準數據與啟動時的基準數據，并輸出所述基準數據的選擇器；啟動時設定初始頻率，從下次起，把所述誤差數據加至上次頻率設定數據后輸出的頻率設定電路；以適應所述頻率設定電路輸出數據的分頻比，對預定頻率時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管；其構成是所述阻斷電路導通時，使所述壓電變壓器驅動脈沖頻率保持恒定。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；檢測所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓并變換成直流電壓的整流電路；把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；檢測A/D變換器的輸出電壓從而判定冷陰極管點亮的點亮檢測電路；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；啟動時設定初始頻率，從下次起，把所述誤差數據加至上次頻率設定數據后輸出的頻率設定電路；以適應所述頻率設定電路輸出數據的分頻比，對預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；對所述分頻電路輸出的驅動脈沖進行輸出控制的輸出使能電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管；再啟動處理電路，若經預定時間后所述點亮檢測電路還不判定點亮，則禁止所述輸出使能電路，把所述頻率設定電路輸出的頻率設定數據設定為初始頻率，再次進行啟動處理。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；
檢測壓電變壓器輸出電壓的電壓檢測電路；檢測所述電流檢測電路與電壓檢測電路所得到的正弦波狀的電壓中大的一方的電壓值并變換成直流電壓的整流電路；使所述電壓檢測電路的輸出周期性地在預定期間阻斷的阻斷電路；把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；啟動時設定初始頻率，從下次起，把所述誤差數據加至上次頻率設定數據后輸出的頻率設定電路；以適應所述頻率設定電路輸出數據的分頻比，對預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；對所述分頻電路輸出的驅動脈沖進行輸出控制的輸出使能電路；檢測所述阻斷電路導通時所述A/D變換器輸出電壓A與所述阻斷電路阻斷時所述A/D變換器輸出電壓B的異常檢測電路；保護電路，具有下述功能輸出復位信號，在所述輸出電壓B比預定電平小時，把所述頻率設定電路的頻率數據切換成預定期間初始頻率且把所述輸出使能電路切換成預定期間禁止；另一方面，在輸出電壓A比預定電平小而輸出電壓B在預定電平以上時，使輸出使能電路禁止，停止輸出；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
本發明另一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；把所述誤差數據箝定在預定范圍中加以輸出的箝定電路；把所述箝定電路的輸出數據加至上次頻率設定數據后輸出作為壓電變壓器驅動脈沖的頻率設定數據的頻率設定電路；以適應所述頻率設定數據的分頻比對預定頻率時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
根據上述構成的本發明，具有以下效果得到的壓電變壓器驅動電路確保高精度控制性能，同時能以簡單且低成本構成把模擬檢測電壓變換成高精度數字信號，在驅動電路LSI化時，對改善成本指標作出重大貢獻；對使小型攝像設備更小型化及降低成本也有顯著效果。
本發明的新的特征完全記載在所附權利要求書中，但關于構成和內容這兩方面，通過下文參照附圖所作的詳細說明，本發明其它目的和特征可得到更好的理解和評價。
附圖概述

圖1是本發明實施例1的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖2是本發明實施例1的動作說明定時波形圖。
圖3是本發明實施例1的分頻比分散動作定時波形圖。
圖4是本發明實施例1的分頻比分散動作定時波形圖。
圖5是本發明實施例2的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖6是本發明實施例2的動作說明定時波形圖。
圖7是本發明實施例2的分散電路動作說明定時波形圖。
圖8是本發明實施例2的分頻比分散動作定時波形圖。
圖9是本發明實施例3的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖10是本發明實施例3的動作說明定時波形圖。
圖11是本發明實施例3的原理說明定時波形圖。
圖12是本發明實施例3的原理說明定時波形圖。
圖13是本發明實施例3的其它例子壓電變壓器驅動電路構成框圖。
圖14是圖13的本發明實施例3的其它例子的動作說明定時波形圖。
圖15是本發明實施例4的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖16是本發明實施例4的動作說明定時波形圖。
圖17是本發明實施例4的動作說明定時波形圖。
圖18是本發明實施例4的其它例子的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖19是本發明實施例5的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖20是本發明實施例5的動作說明定時波形圖。
圖21是表示壓電變壓器頻率特性變化的波形圖。
圖22是以往的壓電變壓器驅動部的動作說明圖。
圖23是以往壓電變壓器驅動部的動作說明圖。
圖24是本發明實施例6的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖25是實施例6的驅動電路動作定時波形圖。
圖26是實施例6的驅動電路動作定時波形圖。
圖27是實施例6的驅動電路動作定時波形圖。
圖28是實施例6的驅動電路動作定時波形圖。
圖29是實施例6的驅動電路動作定時波形圖。
圖30是實施例6的驅動電路動作定時波形圖。
圖31是實施例6的驅動電路的反向沿鎖存電路的電路圖。
圖32是本發明實施例7的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖33是實施例7的壓電變壓器驅動電路的脈沖寬度設定電路的電路圖。
圖34是實施例7的驅動電路動作定時波形圖。
圖35是本發明實施例8的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖36是實施例8的壓電變壓器驅動電路的峰值檢測電路的電路圖。
圖37是實施例8的驅動電路的動作說明波形圖。
圖38是實施例8的驅動電路的動作定時波形圖。
圖39是本發明實施例9的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖40是實施例9的壓電變壓器驅動電路的第2峰值檢測電路的電路圖。
圖41是實施例9的壓電變壓器驅動電路的動作說明波形圖。
圖42是實施例9的驅動電路的動作定時波形圖。
圖43是實施例9的壓電變壓器驅動電路的動作說明波形圖。
圖44是本發明實施例10的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖45是實施例10的主要構成框圖。
圖46是表示實施例10主要構成的動作的波形圖。
圖47是實施例10的驅動電路的動作定時波形圖。
圖48是實施例10的驅動電路的動作定時波形圖。
圖49是本發明實施例11的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖50是實施例11的壓電變壓器驅動電路的再啟動處理電路的電路圖。
圖51是實施例11的驅動電路的動作定時波形圖。
圖52是本發明實施例12的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖53是實施例12的壓電變壓器驅動電路的異常檢測電路的電路圖。
圖54是實施例12的驅動電路的動作定時波形圖。
圖55是實施例12的驅動電路的動作定時波形圖。
圖56是本發明實施例13的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖57是實施例13的壓電變壓器驅動電路的狀態檢測電路和箝定處理電路的電路圖。
圖58是實施例13的壓電變壓器驅動電路的置換電路的電路圖。
圖59是實施例13的壓電變換器驅動電路的動作說明波形圖。
圖60是實施例13的壓電變換器驅動電路的動作說明波形圖。
圖61是以往壓電變壓器驅動電路的構成框圖。
圖62是以往壓電變壓器的頻率特性圖。
應考慮到圖的部分或全部是以圖示為目的的概要表示加以描述的，而不一定忠實描述其中所示要素的實際相對大小和位置。
實施發明的最佳形態下文，參照附圖，說明本發明壓電變壓器驅動電路的最佳實施形態。(實施例1)圖1是本發明一實施形態即實施例1的壓電變壓器的構成框圖。圖2、圖3和圖4是表示壓電變壓器驅動電路動作的定時波形圖。
圖1中，壓電變壓器1是用于取出放大電壓的變壓元件，壓電變壓器1向發光用冷陰極管3施加控制的電壓。電流檢測器4檢測流過冷陰極管3的電流并把它變換成電壓。整流電路5對從電流檢測器4取出的正弦波形狀的電壓信號進行整流，變換成直流電壓。
A/D變換器6把整流電路5輸出的直流電壓變換成數字信號。A/D變換器6具有足夠得到高的電壓檢測精度所需的位數(例如8-9位)，且輸入該A/D變換器6的采樣時鐘具有可充分確保控制所要求的響應速度的頻率。A/D變換器6輸出作為檢測信號的數字信號Vad。
誤差電壓運算電路7比較A/D變換器6輸出的數字信號Vad與外部設定的基準數據Vref，運算兩者之差的數據。且誤差電壓運算電路7把預定系數K與算出的差數據相乘后，輸出誤差數據Verr。因而，誤差電壓運算電路7具有運算基準數據Vref與數字信號Vad之差的加法器7a及把系數K與加法器7a的輸出數據相乘然后輸出的乘法器7b。
頻率設定電路8設置用于設定壓電變壓器1的驅動脈沖頻率。頻率設定電路8對上次的頻率設定值Sprev加減與誤差數據Verr相對應的頻率后，輸出M位(M是整數)數據Sfreq。頻率設定電路8構成為在電源接通時輸出預設的初始值。且頻率設定值的輸出定時設定成由上次頻率設定值Sprev提供的周期。
分頻比分散分頻電路9，根據頻率設定電路8輸出的數據Sfreq，分散分頻比Div，使N周期(N為整數)的驅動脈沖的平均分頻比Div為Div=Sfreq/N，從而進行主時鐘的分頻。例如，Sfreq=15、N=4時，使4周期驅動脈沖的分頻比分散成“3、5、4、3”從而其平均為15/4=3.75。本發明中把它定義成分頻比分散。分頻比分散分頻電路9是頻率變換器，它把輸入頻率即主時鐘變換成整數分之一的頻率加以輸出。該分頻比分散分頻電路9的輸出作為驅動壓電變壓器1的驅動脈沖。
功率晶體管10放大分頻比分散分頻電路9輸出的驅動脈沖，驅動壓電變壓器1。
誤差電壓運算電路7、頻率設定電路8及分頻比分散分頻電路9作為數字LSI可包含在其它LSI區域，從而做成1塊芯片，并且系統時鐘與實施例1的壓電變壓器驅動電路的時鐘可共用。例如，液晶控制器的時鐘與實施例1的時鐘共用，作為主時鐘。
在如上所述構成的實施例1的壓電變壓器驅動電路中，頻率設定電路8輸出的頻率設定值的初始值，例如設定成比示于圖21的壓電變壓器1的頻率特性中諧振點足夠高的頻率側，利用頻率特性曲線的高頻側斜率進行控制。
示于圖62的以往的壓電變壓器驅動電路的例子中，示出了為彌補壓電變壓器101升壓比的不足，設置了電磁變壓器102，本發明實施例1中與電磁變壓器無直接關系，因而省略電磁變壓器。但不言而喻，在壓電變壓器1升壓比不足時，可根據需要設置電磁變壓器。
接著，參照圖2至圖4所示的定時波形圖，說明圖1所示構成的實施例1的壓電變壓器驅動電路的動作。
圖2(a)中，虛線所示的正弦波波形是電流檢測器4得到的電壓波形。雖然壓電變壓器1的驅動通常用矩形波進行，但如圖21所示，壓電變壓器1的頻率特性諧振曲線尖銳，Q值高，因而僅從壓電變壓器1的次級電極取出基頻分量，實質上為正弦波。為了把該正弦波信號變換成可控制的直流電壓信號，由整流電路5進行整流，將其變換成直流電壓信號。在圖2(a)中，實線所示波形是整流電路5輸出的直流電壓信號。
在A/D變換器6中，經整流的直流電壓信號用采樣時鐘定時變換成數字信號Vad。通過運算Verr=K×(Vref-Vad)求輸入數字信號Vad的誤差電壓運算電路7的輸出，即求誤差數據Verr。
在實施例1中，如圖2(d)所示，基準數據Vref是56。基準數據Vref為56時的A/D變換器6的輸出示于圖2(c)，誤差電壓運算電路7的差數據示于圖2(e)。
誤差電壓運算電路7輸出的誤差數據Verr提供給頻率設定電路8。在頻率設定電路8中，誤差數據Verr與上次設定值Sperv相加，輸出數據Sfreq。如上文所說明那樣，在分頻比分散分頻電路9中，進行分頻使N周期驅動脈沖的平均分頻比Div為Sfreq/N。
N=4的分頻比分散分頻電路9輸出信號的一個例子示于圖3(e)和圖4(f)與(g)的定時波形圖。圖3(a)表示主時鐘，與該時鐘同步，從誤差電壓運算電路7輸出示于圖3(b)的誤差數據Verr。在圖3(b)中，僅頻率設定電路8輸出脈沖(圖3(c))為“H”電平時的數據對于誤差電壓運算電路7的誤差數據Verr是有效的。為此，在誤差數據中，無用數據處記為X而不標明具體數值。
在頻率設定電路8中，與圖3(c)所示的頻率設定電路8的輸出脈沖同步，把目前的頻率設定值Sprev與誤差數據Verr相加，在時刻t1輸出數據Sfreq。在示于圖3的例子中，圖3(c)第一輸出脈沖是“H”電平時的誤差數據Verr是2，這時頻率設定值Vpref是23，因而兩者的和25在下一時鐘(時刻t1)作為數據Sfreq輸出。該數據Sfreq輸入分頻比分散分頻電路9進行分頻分散。
在圖3(e)和圖4(f)及(g)中示出各種分頻比的分散例子，各例子均動作成使分頻得到的驅動脈沖4個周期期間的時鐘周期與頻率設定電路8輸出的數據Sfreq值相等，從而提高平均頻率分辨率。這樣，分頻比分散分頻電路9中得到的驅動脈沖在功率晶體管10中進行功率放大后，驅動壓電變壓器1。
在上述動作中，在電流檢測器4檢測的電流值期望值低時，即A/D變換器6輸出的數字信號Vad比基準電壓Vref低時，誤差電壓運算電路7輸出的誤差數據Verr為正值，分頻比分散分頻電路9向使分頻比變大的方向動作。即，上述場合，實施例1的壓電變壓器的驅動電路向驅動脈沖頻率變低的方向動作，壓電變壓器1的升壓比上升。通過該動作，流過冷陰極管3的電流增加。
另一方面，在電流檢測器4檢測的電流值比期望值高，即A／D變換器6輸出的數字信號Vad比基準數據Vref高時，進行與上述場合相反的動作，壓電變壓器1的升壓比降低，流過冷陰極管3的電流減少。
重復上述調整動作，若電流檢測器4檢測的電流值為期望值，即A/D變換器6輸出的數字信號Vad等于基準數字Vref，則誤差電壓運算電路7輸出的誤差數據Verr為0，驅動脈沖頻率穩定。
如上所述，在實施例1的壓電變壓器驅動電路的動作中，通過在每個驅動脈沖的N周期增減平均分頻比，使驅動脈沖的分頻比分散，可提高平均頻率的分辨率，得到使冷陰極管3的輝度為期望值所需的頻率。
如上所述，根據上述實施例，在對主時鐘進行分頻以產生驅動脈沖時，按預定周期分散分頻比，可提高平均頻率的頻率分辨率。
如上文說明的那樣，在壓電變壓器1的驅動脈沖頻率為100KHz，可得到10Hz頻率分辨率的場合，用單純分頻時鐘的方法，需1GHz的時鐘。
與此相反，在上述實施例1中，例如若設分散周期為N=100，用通常液晶控制器等使用的約10MHz的時鐘，可得到10Hz的平均頻率分辨率。
在實施例1中，使用多位A/D變換器6作為把檢測的電壓變換成數字信號的手段，因而可內設于LSI。由此，可包含誤差電壓運算電路7、頻率設定電路8、分頻比分散分頻電路9進行LSI化，從而大幅度減少部件數，在小型攝像設備進一步小型化方面取得大的效果。
根據本發明的實施例1，在對主時鐘進行分頻以產生驅動脈沖時，按預定周期分散分頻比，可提高平均頻率的分辨率。因此，用通常液晶控制器等使用的約10MHz的時鐘可得到高分辨率。這樣，壓電變壓器驅動電路的LSI化可達到實用水平，從而可大幅度減少部件數，使小型攝像設備進一步小型化。
本發明實施例1的壓電變壓器驅動電路，可根據該驅動電路驅動的冷陰極射線管3的使用環境(例如亮度、溫度等)，對冷陰極管3進行高精度驅動控制。這時，根據表示使用環境的計測數據進行運算，并根據該運算結果進行頻率控制，可把冷陰極管3的輝度控制成期望值。(實施例2)
圖5是本發明一實施形態，即實施例2的壓電變壓器驅動電路的分頻比分散分頻電路的構成框圖。壓電變壓器驅動電路的其它構成與上述實施例1相同，對相同的構成，施加相同標號，引用上述實施例1的說明，省略重復說明。圖6、圖7和圖8是表示分頻比分散分頻電路動作的定時波形圖。
圖5中，分頻電路9a進行分頻，計數電路9b對分頻電路9a輸出的驅動脈沖進行計數。計數電路9b構成得與驅動脈沖的分頻比分散周期N同步進行復位。
在分頻比運算電路9c中，輸入頻率設定電路8輸出的M位頻率設定值Sferq的低端n+1位數據B(=B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1+Bn·2n；式中，B0、B1、……Bn-1，Bn表示的Bx是0或1)與上述計數電路9b輸出的計數值A(=A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1+An·2n；式中，A0、A1、……An-1，An所表示的Ax是0或1)，進行下式(6)的運算。在式(6)中，“AX”意指“AX”的“非”值(1為0，0為1)，以后說明中的上劃線均是該含義。
A0·Bn+A0·A1·Bn-1+……+A0·A1……An-2·An-1·An·B0(6)圖5中，加法器9d把M位頻率設定值Sferq的高端m位數據C與分頻比運算電路9c的輸出值相加。
組成部分示于圖5的分頻比分散分頻電路由數字LSI構成，可與其它LSI區域一起做成1塊芯片，共用系統時鐘和分頻比分散分頻電路的時鐘。例如，分頻比分散分頻電路的時鐘與液晶控制器的時鐘共用，作為主時鐘。
接著，參照示于圖6和圖7的定時波形圖，對示于圖5的分頻比分散分頻電路的動作加以說明。
圖6和圖7所示的例子是驅動脈沖的分頻比的分散周期N等于16的定時波形圖。
圖6(a)是分頻比分散周期N(=16)的脈沖波形，該脈沖波形作為計數電路9b的復位信號。圖6(b)是計數電路9b的計數值A(=0～15)。圖6(c)、(d)、(e)和(f)表示計數電路9b輸出的計數值A0～A3的波形。即示出以二進制表示計數值時，計數值A0～A3各位數值(0或1)。
在用分頻比運算電路9c進行的運算中，與頻率設定值Sferq的低端n位數據B(在本例中是4位)的各位B0～B3相乘的乘法系數的波形示于圖6(g)、(h)和(i)。
由圖6(g)、(h)、(i)的波形可知，該乘法系數的波形以驅動脈沖的分頻比分散周期N(=16)為間隔均勻地配置。為了與頻率設定電路8輸出的M位頻率設定值Sfreq的低端n位數據B的各位對應地得到式(7)，從下式(8)的邏輯和求得以N周期為間隔大致均等的脈沖。
A0·B3+A0·A1·B2+A0·A1·A2·B1+A0·A1·A2·A3·B0(7)A0·B3或+A0·A1·B2或A0·A1·A2·B1或A0·A1·A2·A3·B0(8)作為例子，在圖7(j)中示出來自頻率設定電路8的數據Sfreq的低端4位數據是“1000”時的分頻比運算電路9c的輸出波形。在圖7(k)中，示出低4位數據是“1010”時的分頻比運算電路9c的輸出波形。在加法器9d中，把數據Sfreq的高端m位數據C與分頻比運算電路9c的輸出值相加并確定分頻電路9a的分頻比，以輸出圖8(c)所示的驅動脈沖。
通過上述動作，若頻率設定電路8輸出的頻率設定值變大，即數據Sfreq的值變大，則N周期的平均分頻比增大，驅動脈沖頻率降低。相反，若頻率設定電路8輸出的數據Sfreq的值變小，則N周期的平均分頻比減小，驅動脈沖頻率上升。
如上所述，在上述實施例2中，其構成使在以預定周期分散分頻比時，不用特定低頻分量電平變大的分散方法，分頻比大致均勻；不偏向特定頻率。因而，在實施例2的壓電變壓器驅動電路中，低頻分量電平變小，即使分散周期N變大，也難于呈現圖像閃爍的搖曳現象的影響。
如上所述，在實施例2中，低頻分量電平變小，可抑制越是低頻輝度變化級越大常見的閃爍現象。因此，實施例2的壓電變壓器驅動電路，即使主時鐘頻率變低，也可取大的分散周期N，從而可得到需要的頻率分辨率。
如上所述，實施例2的壓電變壓器驅動電路具有可避免閃爍現象的效果，該閃爍現象是如上述實施例1那樣，在預定周期N中分散分頻比從而提高頻率分辨率方法中易于產生的，尤其在必須使分散周期N值變大的場合易于產生的。
如上所述，根據本發明的實施例2，具有通過均勻分散分頻比可避免閃爍問題并提高平均頻率分辨率的效果。因為搖曳在把壓電變壓器用于液晶面板的背光驅動等場合成為圖像閃爍問題，本發明為對改善圖像顯示質量作出重大貢獻的裝置。(實施例3)下文，參照附圖，說明本發明一實施形態，即實施例3的壓電變壓器驅動電路。
圖9是本發明實施例3的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。與上述實施例1相同的構成附加相同標號，引用實施例1的說明，省略重復說明。
圖10是表示整流電路、A/D變換器和平滑電路動作的定時波形圖。圖11和圖12表示A/D變換器的電壓檢測分辨率。
圖9中，整流電路51是通過對來自電流檢測器4的電壓信號作峰值保持而進行整流處理的峰值保持電路。整流電路51的輸出信號輸入A/D變換器61。A/D變換器61是5-6位的低位A/D變換器。采樣時鐘生成電路62在A/D變換器61把模擬信號變換成數字信號時，生成平滑電路52所用的采樣時鐘。平滑電路52在每4個采樣時鐘的周期，對A/D變換器61輸出的數字信號進行平均處理加以平滑。
實施例3其特點是，如上所述通過廉價的低位A/D變換器61實現壓電變壓器驅動電路，且削除實施例1中所用的大容量電容器。下文，對該特點加以說明。
實施例3的壓電變壓器驅動電路由多個采樣點的平均值檢測出檢測信號電壓后，把該電壓變換成數字信號，從而使A/D變換器61的二進制位數少。這時，若A/D變換器61的輸入電壓是直流電壓，則與采樣點數無關，只能得到大致由位數決定的低的電壓檢測精度。但是，在實施例3中，其構成是整流電路51中，利用峰值保持電路的放電現象，采樣不同的電壓，從而可得到平滑處理帶來的高檢測精度。
對實施例3中削除大容量電容器作補充說明。在上述圖62所示的以往壓電變壓器的驅動電路中，為把正弦波狀的檢測電流變換成直流電壓，僅用整流電路5是不夠的，還需要濾波電路50。為了濾除約100KHz的驅動頻率分量，該濾波電路50的時間常數必須為數Hz～數10Hz以下。
在這種以往的壓電變壓器驅動電路中，為了構成濾波電路50，需要大容量電容器。但是，電容器容量越大體積越大，若考慮電容器實際安裝空間，采用大電容器使裝置大型化，是不理想的。為此，在實施例3中，其構成是不采用大容量電容器，用平滑電路52進行數字處理。
參照圖10，對實施例3的特征動作進行說明。
圖10(a)中，當虛線表示的正弦波形的電壓信號自電流檢測器4輸出，并輸入至整流電路51時，整流電路51通過峰值保持動作，輸出圖10(a)中實線所示的電壓信號。該整流的電壓信號，在低位A/D變換器61中，利用采樣時鐘生成電路62輸出的圖10(b)的采樣時鐘作A/D變換后，輸出圖10(c)所示的數字信號。
然后，平滑電路52在圖10(d)所示的平滑周期脈沖周期中，對A/D變換器61輸出的數據進行平均處理，輸出經處理的數據。在實施例3中，以平滑周期脈沖的周期為8加以說明，若該周期取得長，則該部分采樣點數增加，A/D變換器61的位數也等效增多。
采樣圖11和圖12，對上述平均處理的原理進行說明。
圖11中所示的是整流電路51把檢測電流充分地整流成直流電壓輸入至A/D變換器61的情況。圖12所示的是整流電路并沒有充分整流檢測電流，因而檢測電流含有交流分量的情況。在圖11和圖12中，箭頭前端表示A/D變換器61的采樣點。在圖11所示的場合，即使增加采樣點，得到的電壓檢測分辨率也沒有變化，只能得到A/D變換器61的位數所確定的分辨率。但是，在圖12所示場合，通過使交流分量為A/D變換器61的低端1-2位即1-2級，增加位數，可得到與采樣點數對應的分辨率。
以上對實施例3的整流電路51、平滑電路52和A/D變換器61的特征和動作進行了說明，其它誤差電壓運算電路7和頻率設定電路8等的動作，與上述實施例1和2說明過的情況相同。
實施例3的分頻電路9a可與實施例2的分頻電路9a的構成相同，也可是通常的分頻電路，對實施例3的電壓檢測動作沒影響。
如上所述，在實施例3中，通過利用峰值保持進行整流處理的整流電路51和平滑電路52，即使用低位A/D變換器，也能得到高的電壓檢測分辨率，具有可大幅度減少成本的效果。
實施例3的壓電變壓器驅動電路不需設置大容量電容器，因而可減少部件體積，具有可使小型攝像設備進一步小型化的重大效果。
在實施例3中，其構成為平滑電路52進行平均處理，該平均處理基本上是濾波處理，例如IIR數字濾波器也可代用作平滑電路。
在實施例3中，使用峰值保持電路作為整流電路51，該整流電路只要是實質上可變換成直流信號的方式，不一定非是峰值保持方式，例如可是全波整流方式與時間常數較小的濾波電路合用，實質上變換成直流信號的方式，也可是其它各種通常的整流電路的構成。
圖13是實施例3的其它例子的壓電變壓器驅動電路構成框圖。考慮到實施例3中，若平滑電路52的平滑周期變大，檢測分辨率相應提高，但控制響應速度遲緩。示于圖13的壓電變壓器驅動電路可避免該響應速度遲緩問題。
圖13的壓電變壓器驅動電路具有兩個平滑電路52a、52b和切換電路14構成的平滑部520，代替示于圖9的平滑電路52。第1平滑電路52a與第2平滑電路52b具有相同平滑周期，但平滑相位偏移。切換電路14構成為切換第1平滑電路52a與第2平滑電路52b兩者的輸出以始終輸出最新的平滑數據。在圖13的壓電變壓器驅動電路中，對與圖9所示相同的構成要素，附加相同標號，引用其說明，省略重復說明。圖13所示的壓電變壓器驅動電路的動作定時示于圖14。圖14是低位A/D變換器61、第1平滑電路52a和第2平滑電路52b的定時圖。
圖14中，(a)是在采樣時鐘生成電路62輸出的采樣時鐘的采樣點上進行A/D變換輸出的數字數據。該數字數據分別輸入第1平滑電路52a和第2平滑電路52b，在第1平滑周期脈沖(圖14(b))和第2平滑周期脈沖(圖14(d))的周期中，各自平均。如圖14(b)和(d)所示，第1平滑周期脈沖(b)與第2平滑周期脈沖(d)其構成是周期均相同但相位不同，以交替輸出平滑數據。第1平滑周期脈沖(b)和第2平滑周期脈沖(d)的輸出由切換電路14切換，由平滑部520輸出。由此，如圖14(g)所示，在平滑周期的一半周期中，可得到經平滑的數字信號。圖14定時圖中的×表示任意數據。
在上述圖13所示的壓電變壓器驅動電路中示出了以采用兩個平滑電路52a、52b為例的情況，也可再增加設置平滑電路。
若按實施例2那樣構成實施例3的分頻電路9a，則可用約10MHz的低時鐘頻率取得驅動脈沖頻率分辨率，LSI化的效果更大。
如上所述，根據本發明的實施例3，具有由低位A/D變換器以低成本構成即可把模擬檢測電壓變換成數字信號，并且驅動電路LSI化時可改善成本指標的重大效果。以往模擬電路中需要不利于實際安裝空間的大容量電容器，根據本發明，通過平滑處理的數字化，在實際安裝空間方面也可取得重大效果。(實施例4)下文，參照附圖，說明本發明一個實施形態，即實施例4的壓電變壓器驅動電路。
圖15是本發明一實施形態，即實施例4的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。在實施例4中，與上述實施例1相同的構成，附加相同標號，引用實施例1的說明，省略重復說明。圖16和17是表示實施例4的壓電變壓器驅動電路動作的定時波形圖。
圖15中，與電流檢測器4連接的半波整流電路53對檢測電壓進行半波整流。連接至半波整流電路53的比較器11把經半波整流的電壓信號與外部輸入的基準電平信號進行比較。在半波整流的電壓信號的電壓比基準電平小時，比較器11向脈寬檢測電路12輸出“L”電平脈沖信號，在比基準電平大時，向脈寬檢測電路12輸出“H”電平的脈沖信號。
脈寬檢測電路12檢測比較器11輸出的脈沖信號的脈沖寬度。其構成為脈寬檢測電路12中輸入來自分頻電路9a的驅動脈沖，并與該驅動脈沖同步地檢測脈沖寬度。
如上所述，實施例4的壓電變壓器驅動電路其構成是把比較器11與半波整流電路53用作電壓檢測手段，通過檢測電壓檢測手段輸出的脈沖信號的脈沖寬度，來檢測電壓的電平。這樣，由于實施例4的壓電變壓器的驅動電路如上所述構成，可以低成本的構成把模擬電壓變換成數字信號。
實施例4的壓電變壓器驅動電路，與上述實施例3同樣，不必設置大容量電容器，因而具有可減少部件體積，使小型攝像設備更小型化的效果。
下面，參照圖16和17，說明實施例4的壓電變壓器驅動電路的動作。
圖16中，(a)所示的正弦波是電流檢測器4輸出的信號波形，是電壓信號。該電壓信號在半波整流電路53中作半波整流后，從半波整流電路53輸出圖16(b)實線所示的電壓信號。在比較器11中，半波整流電路53的半波整流信號與圖16(b)中虛線所示的基準電平作比較，并且輸出圖16(c)所示的脈沖波形。
從圖16(b)和(c)的波形中可理解，從比較器11輸出的脈沖信號的脈沖寬度相應于基準電平的半波整流信號振幅而變化。
利用該振幅變化，實施例4的壓電變壓器驅動電路，從比較器11輸出的脈沖信號的脈沖寬度檢測電流檢測器4得到的電壓。在脈寬檢測電路12中，脈寬檢測必須以電流檢測器4輸出的實質上正弦波信號的周期為單位進行。因而，脈寬檢測電路12其構成是用與產生驅動脈沖的分頻電路9a的信號同步的脈沖進行檢測。
圖16(d)是從分頻電路9a向脈寬檢測電路12輸入的檢測周期脈沖。脈寬檢測電路12在檢測周期脈沖的周期中，對脈寬進行計數，并輸出圖16(e)所示的脈寬數據。該脈沖寬度數據，在平滑電路52中進行平滑處理。平滑電路52的平滑動作及其效果，與上述實施例3所說明的相同。
圖17(f)表示平滑電路52的平滑周期脈沖，圖17(g)表示平滑電路52中作為輸出數據的平均數據的輸出定時。
實施例4的誤差電壓運算電路7、頻率設定電路8和分頻電路9a的動作及總控制動作，與上述實施例1～3中說明的內容相同。
如上所述，在實施例4的壓電變壓器驅動電路中，由半波整流電路53與比較器11進行電壓檢測，因而可以簡單且低成本構成，高精度地檢測電壓，對壓電變壓器的數字化其效果顯著。
對實施例4的電壓檢測方式的檢測分辨率進行說明。設比較器11為理想特性時，比較器11的電壓檢測分辨率取決于對脈沖寬度計數的主時鐘頻率和平滑電路52的周期。例如，設壓電變壓器1的驅動頻率為100KHz、主時鐘為10MHz，則僅用脈沖寬度檢測，可得10MHz/100KHz=100(分辨率)，大致等于7位A/D變換器的分辨率性能。
在實施例4中，通過平滑電路52可提高分辨率，從而可得到足夠的檢測性能。
在實施例4中，與上述實施例3同樣，平滑電路52構成為不進行平均處理而進行數字濾波處理，也可取得與上述實施例相同的效果。
圖18是圖15所示的實施例4其它壓電變壓器驅動電路的構成框圖。圖18的壓電變壓器驅動電路，用多個平滑電路52a、52b與切換電路14構成的平滑部520代替實施例4的平滑電路52。
如圖18所示，在平滑部520中設置第1平滑電路52a與第2平滑電路52b，由切換電路14加以切換以提高響應速度。圖18中的其它構成，與上述圖15所示的壓電變壓器驅動電路相同，附加相同標號并引用其說明。
圖18的平滑部520的第1平滑電路52a與第2平滑電路52b的動作及其效果，與上述圖13所示實施例3的平滑部52相同，引用實施例3的說明。
在實施例4的壓電變壓器驅動電路中，若產生驅動脈沖的分頻電路9a采用上述第2實施例和第3實施例的分頻電路9a的構成，可用約10MHz的低時鐘頻率得到驅動脈沖的頻率分辨率，LSI化的效果更大。
如上所述，若根據本發明實施例4，通過采用比較器進行脈沖寬度檢測的方法，可用簡單且低成本的構成，把模擬檢測電壓變換成數字信號，在驅動電路大規模集成時，具有改善成本指標的重大效果。(實施例5)下文，參照附圖，說明本發明一實施形態，即實施例5的壓電變壓器驅動電路。
圖19是本發明一實施形態即實施例5的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。在實施例5中，與實施例1相同的構成附加相同標號，引用實施例1的說明，省略重復的說明。圖20是表示實施例5的壓電變壓器驅動電路動作的定時波形圖。
圖19中，整流電路51與示于圖9的實施例3構成相同，由峰值保持電路進行整流，不完全變換成直流電壓，輸出稍含交流分量的電壓信號。比較器11把峰值保持的電壓信號與外部輸入的基準電平進行比較。在峰值保持的電壓信號比基準電平小時，比較器11向計數電路13輸出“L”電平的脈沖信號，而在比基準電平大時，向計數電路13輸出“H”電平的脈沖信號。
計數電路13對比較器11輸出的“H”電平信號進行計數，其構成是與分頻電路9a輸出的驅動脈沖同步地進行脈寬檢測。平滑電路52與上述實施例4的平滑電路52構成相同。切換電路14對平滑電路52輸出的平滑數據與計數電路13輸出的計數數據進行切換。
切換電路14設定成，當計數數據在預設的最小值(MIN)以下或預設的量大值(MAX)以上時，輸出計數數據，在其它場合輸出平滑數據。
實施例5的壓電變壓器驅動電路的特征是采用峰值保持的整流電路51與比較器11作為電壓檢測手段，根據整流電路51輸出的小振幅信號進行電壓檢測。
實施例5的壓電變壓器驅動電路，雖然目標電壓附近的電壓檢測分辨率與實施例4比較，要優于實施例4，但因整流電路51輸出的信號的振幅小，當檢測電壓偏離基準電平時，有可能不能判別是“H”電平還是“L”電平這兩個值。為此，在實施例5中，必須迅速接近目標電壓值，因而有頻率變化量隨當前檢測電壓改變等不能進行高速控制，響應速度遲緩等問題。
通常在這種場合，把一次控制閉環中的頻率變化量限定在與整流電路51輸出的信號振幅電平相當的頻率范圍內，使控制檢測電壓逐漸接近目標。
為了避免上述問題，實施例5的壓電變壓器驅動電路其構成是，在不必穩定動作的過渡時間，不經平滑電路52，直接向誤差電壓運算電路7輸出計數電路13的輸出，以加快控制響應速度，而在要求穩定動作的目標電壓附近，由平滑電路平滑計數數據。
下文，參照圖20，說明實施例5的壓電變壓器驅動電路的動作。
圖20是實施例5的電流檢測器4、整流電路51、比較器11、計數電路13、平滑電路52及切換電路14的各輸出信號的定時波形圖。圖20中，是設定計數電路13的計數數據最小值(MIN)為“0”時的波形圖。
圖20(a)虛線所示正弦波表示電流檢測器4所得到的電壓信號，圖20(a)實線所示波形是整流電路51中經峰值保持的電壓波形。圖20(b)是比較器11的輸出波形。如圖20(b)所示，在t1時刻前，比較器11的輸出為“L”電平，因而示于圖20(d)的計數電路13的輸出為最小設定值“0”。該期間，作為計數電路13輸出的計數數據(圖20(d))直接向誤差電壓運算電路7輸出。這時，在驅動脈沖的每個周期，誤差電壓運算電路7計算誤差電壓，該誤差電壓反映在下一驅動脈沖的分頻比中。結果，頻率設定電路8的頻率設定值迅速接近目標頻率。
接著，若在時刻t1接近于目標附近的頻率，成為可檢測電壓的范圍，即，比計數器最小設定值大，則把向誤差電壓運算電路7的輸出切換至平滑電路52的輸出(圖20(e))，成為穩定的動作。
上述說明是對于從檢測電壓比基準電平低處接近目標值動作的情況進行的，相反動作，即從比基準電平高處接近目標的情況也是同樣的。
下面，對實施例5的電壓檢測分辨率進行說明，設比較器11具有理想特性時，其分辨率由計數周期期間的時鐘數與整流電路51輸出的檢測電壓振幅決定。即，時鐘數越多且檢測電壓幅值越小，則分辨率提高越多。計數周期期間=驅動脈沖=100KHz、主時鐘取為10MHz時，在整流電路51輸出的電壓振幅范圍時，分辨率為10MHz/100KH=100。
如上所述，根據實施例5，通過采用比較器11的簡單構成，電壓檢測值可高精度數字化，在實施例5中，沒有控制響應性的缺陷，因而可構成為，切換作平滑處理的數據與不作平滑處理的數據，使其輸入至誤差電壓運算電路7。由此，實施例5對壓電變壓器驅動電路的數字化具有重大效果。
又，在實施例5中，構成為切換是否進行平滑處理，但構成為切換平滑處理的時間常數，也可對提高響應速度作出重大貢獻。
進而，在本發明中，可作各種應用擴展，如用其它通常整流手段作為實施例5的整流電路51、用上述實施例1的分頻比分散分頻電路與實施例2的分頻方式作為分頻電路9a等，這些擴展均可取得與實施例5同樣的效果。
如上所述，根據本發明的實施例5，用比較器、峰值保持手段及應答速度對策確保實用的控制性能，同時可用簡單且低成本的構成把模擬檢測電壓高精度變換成數字信號，在驅動電路大規模集成化時對改善成本指示具有重大效果。由此，本發明對使小型攝像設備更小型化、削減成本方面具有重大效果。(實施例6～實施例13)下文，對本發明的壓電變壓器驅動電路的實施例6～實施例13進行說明。
實施例6～實施例13的壓電變壓器驅動電路，與上述實施例1～實施例5同樣，提出一種作為本發明目的的、可用低頻時鐘形成頻率分辨率高的驅動脈沖且可用簡單低成本構成檢測數字處理所用電壓的壓電變壓器驅動電路。
進而，實施例6～實施例13的壓電變壓器驅動電路還解決下述課題。
為了把液晶顯示監視器安裝在攝錄一體的VTR與數字攝像機等小型攝像設備上，設置用于驅動液晶顯示監視器背光等的壓電變壓器。在把壓電變壓器導入這些小型攝像設備時，重要的是要完成下述課題。
(A)減少部件數，節省空間；(B)對電源電壓的降低，可穩定工作；(C)適應電源電壓的變動，進行高效驅動；(D)適應冷陰極管的不點亮。
首先，對課題(A)進行說明。為提高上述小型攝像設備的便攜性，希望在壓電變壓器的驅動電路中也能通過減少部件數而節省空間。壓電變壓器驅動電路目前主要由模擬電路構成，部件數多。作為減少壓電變壓器驅動電路部件數及節省空間的方法，有集成電路(IC)化，用1塊芯片構成驅動電路的方法，但集成電路化時引腳數的制約，不能使用小型封裝，因而不能取得大的效果。
因此，提出把驅動電路與液晶控制器等的數字LSI做成一塊芯片的方法。該方法是在節省空間方面效果顯著的方法，壓電變壓器驅動電路在模擬電路構成使該方法的電路成為數字模擬混合電路。為此，該方法在LSI成本方面不利，因而希望壓電變壓器驅動電路數字化。
但是，為了壓電變壓器驅動電路數字化，要在能得到壓電變壓器控制所需高精度頻率的高頻時鐘。
上述背景技術部分中已說明，為了用數字處理產生壓電變壓器驅動脈沖，有對時鐘進行分頻從而得到希望頻率的驅動脈沖的方法。在該時鐘分頻法中，把冷陰極管的電流控制在預定范圍(例如±1％)所需的時鐘頻率，必須是非常高的時鐘頻率。
具體而言，在典型的壓電變壓器中，其諧振頻率約100KHz，控制的頻率范圍(比諧振頻率高)的平均頻率靈敏度，是相對于1KHz的頻率變化，電壓值變化為約從+100％至-50％。流過冷陰極管的電流與壓電變壓器的次級電壓成正比，因此為把流過冷陰極管的電流值抑制為約±1％，壓電變壓器次級電極的電壓必須抑制成約±1％。
如上所述，要把壓電變壓器次級電極的電壓抑制成約±1％，驅動脈沖的頻率分辨率至少必須為約10～20Hz。為了在約100KHz附近，得到10～20Hz的頻率分辨率所需的時鐘頻率為500MHz～1GHz。若考慮輻射干擾與供給電力等，如此高的時鐘頻率不是實用的時鐘頻率。
接著，對壓電變壓器導入小型攝像設備時的課題(B)加以說明。
上述便攜小型攝像設備的電源裝置基本上是電池。因而，隨著電池余量降低輸出電壓逐漸降低。但是，作為壓電變壓器的驅動電路，希望即使電源電壓降低也能穩定工作。圖21表示上述圖61所示以往驅動電路的電源電壓與壓電變壓器輸出電壓的關系。若電源電壓降低，則作為前置變壓器的電磁變壓器102的升壓比減小，因而壓電變壓器101輸出電壓降低。
若采用上述《日經電子設備》月刊雜志(1994年11月7日(No.621)第147～157頁)(下文簡稱為文獻1)所揭示的控制方式，隨著電源電壓降低，控制頻率移至低頻側，使壓電變壓器101的輸出電壓保持一定。但是，若電源電壓進一步降低，在壓電變壓器101中不能得到目標的輸出電壓，則不能控制，從而不能得到為維持冷陰極管103點亮所需的電壓。
結果，冷陰極管103熄滅，或在最惡劣的情況下，施加不規則頻率的驅動脈沖，會引起壓電變壓器1破壞。為此，在上述文獻1的構成中，為避免上述問題，必須使用能適應電源電壓降低的、具備留有余量的大輸出的壓電變壓器或前置變壓器。
有時電源供給不是電池，而是由家庭用AC110V電源經AC適配器提供。這時，存在因電源故障而瞬時停電的情況。通常，壓電變壓器的電源為把電力損耗減至最小限度，而構成為不經電源電路直接輸入AC適配器的輸出，因此直接受到瞬時停電的影響。即，因瞬時停電不能得到希望的輸出電壓，超過壓電變壓器的諧振頻率推移驅動頻率，則與上述場合相同，有可能陷于不能控制的狀態。但是，上述文獻1中，對此沒有提及。
另一方面，在日本實開平4-58085號公報及實開平5-479號公報所揭示的控制方法中，即使電源電壓有變動，也不斷控制諧振頻率，可避免上述問題。但是，該控制方法中，原理上要在檢測流過冷陰極管的負荷電流的基礎上，增加壓電變壓器輸出電壓的相位檢測，需要另外的比較器等檢測手段。因而，設置裝載這種檢測手段的LSI的壓電變壓器驅動電路，存在成本變高的問題。又，在這些控制方法中，輸出電壓固定于諧振頻率的升壓比，為進行調光，必須進行以時間分割開關電源電壓等控制，不可避免因開關元件的電力損耗而帶來的效率降低。
接著，對把壓電變壓器導入小型攝像設備時的課題(C)進行說明。
通常，提供至冷陰極管的電壓，僅用壓電變壓器的升壓比是不夠的，如上述圖63所示，在前級配置電磁變壓器102，以彌補升壓比的不足。向驅動該電磁變壓器102的功率晶體管110提供的驅動脈沖占空比值，相對于電源電壓存在最佳值。
其理由如下。從電磁變壓器102得到的半波正弦波狀的電壓，與電源電壓成比例地變化，因而包含壓電變壓器101的總升壓比也變化。
圖22是以往壓電變壓器驅動電路中，從功率晶體管110輸出至壓電變壓器101輸出的各部分的波形圖。這時，通過使驅動脈沖頻率變化，進行驅動控制，即使電源電壓變化也讓流過冷陰極管103的電流保持恒定。
圖23是表示圖22的驅動控制方式的波形圖，圖23(a)和圖23(b)分別表示電源電壓低時和電源電壓高時的功率晶體管110的輸出信號。如圖所示，驅動脈沖頻率雖然變化，輸入壓電變壓器101的半波正弦波電壓的頻率為由電磁變壓器的電感L與壓電變壓器輸入電容C的諧振頻率所決定的固定頻率。為此，尤其當電源電壓高時，如圖39(b)所示，功率晶體管110輸出信號的半波形狀的寬度變寬，在功率晶體管110的輸出信號為零前，即在壓電變壓器101的輸入電壓為零前，功率晶體管為導通(ON)狀態。
通過功率晶體管110為ON狀態，壓電變壓器101的輸入電容所蓄的電荷經功率晶體管110接地，從而流過浪涌電流。結果，功率晶體管110及壓電變壓器101的損失增大，效率惡化，在最惡劣的情況下，涉及壓電變壓器101損壞。
另一方面，若把驅動脈沖的占空比值設定得低，則相反，電磁變壓器102所積蓄的能量減少，效率惡化。為此，要在寬的電源電壓范圍中進行控制，使驅動脈沖占空比值對于電源電壓為最佳占空比值。但是，由模擬電路構成以往驅動電路時，在寬的電源電壓范圍中，進行優化是有限的。
接著，對壓電變壓器導入小型攝像設備時的課題(D)進行說明。
通常，為了點亮冷陰極管，需要比點亮狀態電壓高數倍的電壓。例如，在4英寸液晶顯示器用于背光時，相對于保持點亮狀態所需的電壓約300V(均方根值)，為點亮要提供500～700V(均方根值)。尤其當周圍溫度低且在暗處長時間放置時，點亮性能惡化，有時長時間提供上述電壓也不點亮，或甚至不提供更高的電壓即不能點亮。
但是，若壓電變壓器輸出電壓高，則反過來加至壓電變壓器的應力增大，成為損壞的原因。為此，需要在點亮開始時進行控制，以抑制壓電變壓器產生過大電壓，提高點燈性能。
作為解決該課題的公知文獻，有日本特開平10-52068號公報。在該公報中揭示了一種檢測壓電變壓器的輸出電壓，并根據該檢測的輸出電壓控制驅動頻率的方式。若降低驅動頻率，提高輸出電壓，使檢測的輸出電壓在預定值以上，則驅動頻率移至高頻側，使輸出電壓降低。若再次降低驅動頻率，提高輸出電壓，輸出電壓在預定值以上，則又使驅動頻率移向高頻側。由此，在特開平10-52068號公報中，揭示了一種使驅動頻率上下移動防止電壓大幅度上升的控制方法。
但是，在特開平10-52068號公報的控制方法中，除非冷陰極管點亮，否則就重復上述控制動作，盡管設定輸出電壓的上限，但成為向壓電變壓器長時間施加應力的狀態，未必是最好的控制方法。
在鑒于上述課題(A)而考慮驅動電路數字化的液晶控制器與單芯片化時，需要另外的用于檢測壓電變壓器輸出電壓的A/D變換器。為此，會產生LSI成本增大的問題。
實施例6至實施例13所記載的本發明的壓電變壓器的驅動電路，是鑒于上述課題(A)、(B)、(C)和(D)而作出的，可完成下述事項(1)、(2)(3)、(4)和(5)。
(1)可用低頻時鐘得到頻率分辨率高的驅動脈沖而適合于數字化的驅動方式。
(2)對電源電壓變動也能穩定工作的驅動方式。
(3)在寬的電源電壓范圍中可實現高效驅動脈沖的占空比控制方式。
(4)不向壓電變壓器施加過大應力即可維持冷陰極管點亮性能的啟動控制方式。
(5)瞬時停電或斷線等異常時的保護功能。
下文，參照附圖，對本發明實施例6至實施例13的壓電變壓器驅動電路進行說明。(實施例6)圖24是表示本發明實施例6的壓電變壓器驅動系統的框圖。圖24中，壓電變壓器201是形成放大電壓的變壓元件，來自壓電變壓器201的電壓加至冷陰極管201。前置變壓器202是電磁變壓器，用于彌補壓電變壓器201升壓比的不足，配置在壓電變壓器201的前級。電流檢測電路204檢測流過冷陰極管203的電流，把它變換成電壓信號。整流電路205對電流檢測電路204取出的正弦波電壓信號進行峰值保持，變換成實質上直流的電壓。A/D變換器206把整流電路205輸出的電壓變換成數字信號。平滑電路207以預定周期使A/D變換器206輸出的數字信號Vad平滑。在實施例6的平滑電路207中，通過平均處理實施平滑。
誤差電壓運算電路208比較平滑電路207輸出的平滑信號Vlpf與外部設定的基準數據Vref，運算兩者的誤差，然后乘預定系數并輸出作為誤差數據Verr。誤差電壓運算電路208備有運算基準數據Vref與平滑信號Vlpf的差的加法器208A、把系數K與加法器208的輸出數據相乘的乘法器208。
頻率設定電路9設定壓電變壓器1的驅動脈沖頻率。頻率設定電路209具有加法器209A與延遲電路209B。頻率設定電路209，對延遲電路209B輸出的上次頻率設定值Fprev加減與誤差電壓對應的頻率后，輸出M位數據Ffreq。在頻率設定電路209中，構成為電源接通時輸出預設的初始值。頻率設定電路209的頻率設定值的輸出定時設定成數據Fprev提供的周期。
分頻比分散分頻電路210根據頻率設定電路209輸出的M位數據Ffreq，進行主時鐘分頻，以便將分頻比分散，使驅動脈沖N周期的平均分頻比Div為Ffreq/N。分頻比分散分頻電路210具有分散電路210A、加法器210B和分頻電路210C。分散電路210A是在驅動脈沖N周期間分散數據Ffreq低端M1位數據A的電路。位數M1設定成與分散周期N的關系為N=2M1，在驅動脈沖N周期期間，輸出A次，H(高)電平數據。
在加法器210B中，把分散電路210A的輸出數據(0或1數據)加至上述M位數據Ffreq的高端Mu位(=M-M1)數據。該加法器210B的輸出數據輸入分頻電路210C，輸出以該分頻比分頻的分頻脈沖。
反向沿處理電路211是對分頻比分散分頻電路209輸出的分頻脈沖進行主時鐘反向沿處理(時鐘下降沿處理)的電路。反向沿處理電路211具有在反向沿鎖存上述分頻脈沖的反向沿電路211A(反述圖31)及選擇器211B。選擇器211B，在分散電路210A輸出H(高)電平時，輸出來自反向沿電路211A的數據，與此相反，在“L”(低)電平時，輸出來自分頻電路210C的數據。功率晶體管220利用反向沿處理電路211輸出的驅動脈沖，驅動壓電變壓器201。
在如上所述構成的實施例6中，頻率設定電路209輸出的頻率設定值的初始值，設定在比壓電變壓器201的諧振點足夠高的高頻側，利用高頻側的斜率進行控制。上述構成中，平滑電路207的平滑周期設定成等于分頻比分散分頻電路210的分散周期N。
接著，對示于圖24的實施例6的壓電變壓器驅動電路的動作加以說明。圖25和圖26是表示實施例6的壓電變壓器驅動電路動作定時的波形圖。
圖25(a)中，虛線所示波形是電流檢測電路204所得到的電壓波形。壓電變壓器201雖通常用矩形波驅動，但壓電變壓器201諧振曲線光銳，Q值高，因而僅從次級電極取出基頻分量，實質上為正弦波。為使該正弦波成為可用A/D變換器206檢測的電壓，用整流電路進行整流。圖25(a)中，實線所示波形表示整流信號。
整流電路205整流的電壓，用圖25(b)所示的采樣時鐘定時，在A/D變換器206變換成數字信號Vad。數字信號Vad進而以預定周期在平滑電路207中取平均后，得到圖25(e)所示的作為數字數據的平均輸出數據。在圖25所示的例子中，平滑周期為4個驅動脈沖周期。在誤差電壓運算電路208中，運算Verr=K×(Vref-Vlpf)，輸出圖2(g)所示的差數據Verr。該差數據Verr輸入頻率設定電路209，與上次設定值Fprev相加。頻率設定電路209輸出N周期驅動脈沖的時鐘數的數據Ffreq。上文已說明，在分頻比分散分頻電路210中，分頻成使驅動脈沖N周期的平均分頻比Div為Ffreq/N。N=4時該動作的一個例子示于圖26。
圖26(a)表示主時鐘，與該主時鐘同步，從誤差電壓運算電路208，與平滑周期脈沖同步地輸出圖26(h)所示的誤差電壓Verr。在頻率設定電路209中，與平滑周期脈沖相等的周期中僅差延遲定時的、圖26(C)所示脈沖同步，把誤差電壓Verr與目前的頻率設定值Fprev相加，在時刻t1輸出。在圖26所示例子中，(C)的頻率設定電路209的數據輸出脈沖為H(高)電平時的Verr值為2，這時頻率設定值為23(二進制中為10111)，兩者和25(11001)在下一時鐘(時刻t1)輸出。
在圖26(e)和(f)中分別表示頻率設定電路209輸出的數據Ffreq(5位)的高端3位數據(分頻比)與低端2位數據(分散數)。在實施例6中，分散數為N=4，因而在頻率設定電路209輸出的5位數據中，用低端2位設定分散數。在圖26(g)和(i)中表示分頻電路210A的分散例子。圖26(h)和(i)中表示分頻電路210C的輸出例子。各種情況均是以分頻得到的驅動脈沖4個周期期間的時鐘周期等于Ffreq值的方式動作，提高平均頻率分辨率。
反向沿處理電路211中的動作，使分頻比分散的驅動脈沖的頻率變動為最低限度。驅動脈沖頻率變動直接影響輝度變動，因而若頻率變動周期長，則成為閃爍(搖曳)。急劇頻率變動，則在頻率變化點上形成壓電變壓器201的電流波動，成為加至壓電變壓器201的應力(破壞的重要原因)。為此，希望頻率變動少。
圖27是表示反向沿處理電路211動作的定時波形圖。圖27中，(a)是主時鐘，(b)是分散電路210A的輸出數據，(c)是分頻電路210C的輸出數據。在本例中，從分散電路210A，以驅動脈沖周期輸出0，1，0，1；從分頻電路210C輸出的驅動脈沖分頻比(時鐘數)為6，7，6，7。
圖31所示構成的反向沿電路211A，在主時鐘下降沿鎖存分頻電路210C的輸出脈沖，從而切換信號，得到圖27(d)所示的脈沖。在選擇器211B中，其構成是，在分散電路210A輸出為H(高)電平時，輸出反向沿電路211A的輸出脈沖，而L(低)電平時，輸出分頻電路10C的輸出脈沖。由此，如圖27(e)所示，從選擇器211B輸出6.5分頻的脈沖。這樣，在反向沿處理電路211中完成抑制驅動脈沖頻率變動的功能。
下降沿處理電路211的效果因分散電路210A的分散方式而不同。參照圖28至圖30，對兩種不同分散分式的頻率變動抑制效果的差異進行說明。圖28至圖30所示波形圖是設分散周期為8，在8個驅動脈沖周期中分散分頻比的說明圖。示于圖28的分散方法是一種把頻率設定電路209輸出的數據Ffreq中，設定分頻比分散數的低端M1位數據B分配至從始端的第0周期至第B周期中的方法。該方法是在分散電路210C中從第1周期至第B周期輸出H(高)電平信號，從第B+1周期至第8周期輸出L(低)電平信號的方法。
在圖29和圖30所示的分散方法中，數據B為4以下時向偶數周期分配H(高)電平，在5以上時，向剩下的奇數周期分配H(高)電平。
在示于圖28的方法中，因反向沿處理電路211的作用，在8分頻向9分頻轉移時，或9分頻向8分頻轉移時，必定在其間存在8.5分頻，因而不產生急劇頻率變化。但是，在8個周期的分散周期期間，同時存在8分頻脈沖與9分頻脈沖，最大為1分頻的頻率變動。即，在示于圖28的分散方法中，雖然減輕了因急劇頻率變動對壓電變壓器201施加的應力，但對產生閃爍沒有取得大的效果。與此相反，在圖29與圖30的方法中，分散周期期間最大頻率變動為0.5分頻，因而在向壓電變壓器所加的應力及閃爍兩方面均得以改善。
如上所述得到的驅動脈沖，由功率晶體管作功率放大后，驅動壓電變壓器201。
實施例6的壓電變壓器201的驅動電路，通過上述動作，在電流檢測電路204檢測的電流值比期望值低，即在平滑電路207輸出的數字信號Vlpf比基準數據Vref低時，誤差電壓運算電路207輸出的數據Verr為正值。結果，分頻比分散分頻電路201使分頻比變大。即，此時，向驅動脈沖頻率變低的方向動作，使壓電變壓器201的升壓比上升。通過該動作，流過冷陰極管203的電流增加。
另一方面，在電流檢測電路204檢測的電流值比期望值高時，即，在平滑電路207輸出的數據信號Vlpf比基準數據Vref高時，與上述動作相反，壓電變壓器201的升壓比下降，流過冷陰極管203的電流減少。
重復上述動作，若電流檢測電路4檢測的電流值為期望值，即，若平滑電路207輸出的數字信號Vlpf等于基準數據Vref，則誤差電壓運算電路208輸出的數據Verr為0，驅動脈沖頻率穩定。
如上所述，在本發明實施例6的壓電變壓器驅動電路中，當通過分頻主時鐘產生驅動脈沖時，以預定周期分散分頻比，用平均頻率提高分辨率，且用主時鐘反向沿進行處理。由此，在實施例6的壓電變壓器驅動電路中，可得到相當于2倍時鐘的頻率精度，提高平均頻率的分辨率，得到使冷陰極管203輝度為期望值所需的頻率。
先前已說明，壓電變壓器201的驅動脈沖頻率為100KHz，為得到10Hz的頻率分辨率，用單純分頻時鐘的方法，需1GHz的時鐘。例如，設分散周期N=100，用通常液晶控制器等所使用的10MHz時鐘，可得到10Hz的平均分辨率，而且，通過反向沿處理，可減輕頻率分散產生的壓電變壓器1的應力，還具有抑制閃爍的效果。
在實施例6的壓電變壓器驅動電路中，通過使誤差電壓運算電路208、頻率設定電路209、分頻比分散分頻電路210及下降沿處理電路211 LSI化，可大幅度減少部件數，因而實施例6對于使小攝像設備更小型化效果顯著。
如上所述，根據本發明實施例6，通過利用主時鐘的反向沿，在例如分散周期N=約100時，用通常液晶控制器等使用的約10MHz時鐘，可得到10Hz的平均分辨率，在壓電變壓器驅動電路數字化方面具有顯著效果。通過反向沿處理，實施例6可輕減頻率分散引起的壓電變壓器應力，還具有抑制閃爍的效果。(實施例7)接著，說明本發明實施例7的壓電變壓器驅動電路。實施例7是具有在寬電源電壓范圍中可實現高效率的驅動脈沖占空比控制方式的驅動電路方案。
圖32是實施例7的壓電變壓器驅動電路的框圖。圖32中，與實施例6相同功能、構成的部分附加相同標號，省略其說明。
在圖32中，微機系統200進行系統總體控制。該微機系統200構成具有獨自檢測電源電壓的檢測手段和存儲符合該電源電壓值的脈寬數據的ROM，以向實施例7的驅動電路通知脈寬數據。
通常，“DVC Movie”等小型攝像設備中，具有用于檢測電池余量的電源電壓檢測手段。在實施例7中，采用來自該電源電壓檢測手段的電源電壓信息。脈沖寬度設定電路212根據來自微機系統200的電源電壓信息，設定分頻比分散分頻電路210輸出的脈沖的脈沖寬度。
具體說明實施例7的壓電變壓器驅動電路的脈沖寬度設定電路212。圖33是脈沖寬度設定電路212的構成框圖。如圖33所示，脈沖寬度設定電路212具有計數電路212A、乘法器212B、解碼電路212C和觸發器電路212D。
計數電路212A由分頻電路210C輸出的脈沖復位。乘法器212B把加法器210B輸出的分頻數據與微機系統200輸出的脈寬數據相乘。解碼電路212C，在計數電路212A的計數值與乘法器212B輸出的數據相等時，輸出H(高)電平信號。觸發器電路212D，在分頻電路210C的輸出脈沖是H(高)電平時，與主時鐘同步置位，在解碼電路212C的輸出脈沖是H(高)電平時，與主時鐘同步復位。
實施例7的驅動電路的其它構成與上述圖24所示的實施例6的構成實質上相同。在實施例7中，與實施例6的不同點在于，在實施例6中，對分頻比分散分頻電路210輸出的驅動脈沖的脈寬不特加限定，而在實施例7中，如后文將敘述的圖34(c)所示，其構成是輸出主時鐘1個周期寬度的脈沖。
參照圖34的定時波形圖，說明上述構成的實施例7的壓電變壓器驅動電路的動作。
圖34(a)是主時鐘，示于圖33的脈沖寬度設定電路212與該主時鐘同步地動作。圖34(b)是表示驅動脈沖分頻比的加法器210B的輸出數據。由基于該輸出數據的分頻比，從分頻電路210C輸出示于圖34(c)的驅動脈沖。在計數電路212A中，如圖34(d)所示，在分頻電路210C的輸出脈沖為H(高)電平時，設置成“1”，并與主時鐘同步地遞增。
在乘法器212B中，把微機系統200發送的數據(圖34(e))與加法器210B的輸出數據相乘后，輸出圖34(f)所示數據。解碼電路212C中，在計數電路212A的輸出數據與乘法器212B的輸出數據相等時，輸出H電平信號(圖34(g))。在觸發器電路212D中，用分頻電路210C的輸出脈沖置位，用解碼電路212D的輸出脈沖復位，從而作為驅動脈沖輸出。
如上所述，脈沖寬度設定電路212的輸出脈沖的寬度，由微機系統200發送的數據(圖34(e))與表示驅動脈沖分頻比的加法器210B的輸出數據(圖34(b))的乘積確定。這樣，在實施例7中，由微機系統200的數據可構成使驅動脈沖的占空比值可變。為此，根據微機系統200所具有的電源電壓檢測手段檢測的電源電壓，設定上述占空比值，從而驅動脈沖占空比值可根據電源電壓，設定成任意值。由此，實施例7的驅動電路中，可得到對電源電壓變動最佳的脈沖寬度。即，實施例7的驅動電路，對于寬范圍的電源電壓，可進行高效的壓電變壓器驅動。
如上所述，根據本發明實施例7，通過微機系統的電源電壓檢測手段，可根據電源電壓，任意設定驅動脈沖的占空比值，可得到對于電源電壓變動最佳的脈沖寬度。即，根據實施例7，可對于寬范圍的電源電壓，進行高效的壓電變壓器驅動。
本發明實施例7的壓電變壓器驅動電路，可根據該驅動電路驅動的冷陰極射線管203的使用環境(例如亮度、溫度等)，對冷陰極射線管3進行高精度驅動控制。這時，在微機系統200中運算表示使用環境的計測數據，根據該運算結果，進行頻率控制，可把冷陰極管203的輝度控制成期望值。(實施例8)接著，說明本發明實施例8的壓電變壓器驅動電路。實施例8是即使電源電壓降低也能穩定工作的壓電變壓器驅動方式的方案。圖35是實施例8的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。圖35中，與上述實施例6、7相同功能與構成的部分，附加相同標號，省略其說明。
如圖35所示，實施例8的壓電變壓器驅動電路具有峰值檢測電路213。該峰值檢測電路213具有在預定期間保持平滑電路207輸出電壓的功能，比較平滑電路207該時刻的輸出電壓與保持的電壓，從而檢測壓電變壓器201諧振點。圖36是峰值檢測電路213具體例子的框圖。延遲電路213使平滑電路207的輸出電壓Vlpf延遲平滑周期脈沖的一個周期然后輸出。下文，延遲電路213A的輸出電壓簡記為Vdly。比較電路213B比較平滑電路207的輸出電壓Vlpf與延遲電路213A的輸出電壓Vdly的大小。
在實施例8中，比較電路213B構成為在延遲電路213A的輸出電壓Vdly比平滑電路207的輸出電壓Vlpf大時，輸出H(高)電平信號；反之，在小時，輸出L(低)電平信號。下文，比較電路213B的輸出電壓簡稱為Vcmp。
T觸發器電路213C帶有復位功能，在接通電源時或平滑電路207的輸出電壓Vlpf比基準電壓Vref大時復位，輸出L(低)電平信號。另一方面，在上述以外的情況下，在平滑電路207的輸出電壓Vlpf比延遲電路213A的輸出電壓Vdly小時，即Vcmp的值為H(高)電平時，比較電路213B的輸出電壓Vcmp在從L(低)電平到H(高)電平的上升沿使輸出反相。下文，T觸發器電路213C的輸出信號(=峰值檢測電路213的輸出信號)簡為Vpkdet。
在圖35中，極性反向電路214是根據峰值檢測電路213的輸出信號Vpkdet，更換誤差電壓運算電路208輸出數據Verr符號的電路。在觸發器電路213C的輸出信號Vpkdet為H(高)電平時，把誤差電壓運算電路208的輸出數據Verr的符號取為相反符號然后輸出，反之，在為L(低)電平時，誤差電壓運算電路208的輸出數據Verr按照原樣輸出。
實施例8的驅動電路中的其它構成及動作與上述圖24所示的實施例6的驅動電路實質上相同，因此這里省略。下文，對實施例8的峰值檢測電路213與極性反向電路214的動作加以說明，同時，對壓電變壓器控制的總作用和效果加以說明。
圖37是因電源電壓降低，壓電變壓器1的諧振點電壓比目標電壓小時的峰值檢測電路213與極性反向電路214的動作說明圖。圖38是實施例8的驅動電路總體動作說明定時波形圖。
在背景技術部分已說明的日本月刊《日經電子設備》1994年11月7日(No.621)第147-157頁中揭示的以往壓電變壓器驅動電路是一種為接近目標電壓而使驅動頻率只在電路動態范圍的許可范圍下降的驅動方式。因而，在該驅動方式中，超過峰值移動驅動頻率，得不到點亮冷陰極管所需的電壓，結果燈熄滅。
在實施例8的驅動電路的驅動方式中，雖然是為接近目標電壓而降低驅動頻率的驅動方式，但驅動頻率停留在諧振點附近，因而不至于使燈熄滅。
下文，參照圖37和38，說明實施例8驅動電路的動作。
在時刻t0～t1，通過分頻比分散，在平均頻率fA輸出驅動脈沖，得到圖37中A點的平均輸出電壓時，平滑電路207的輸出信號Vlpf，使大致位于時刻t0～t1的電壓平滑，得到圖38中(C)所示的定時中A點的電壓。作為圖38中平滑電路207輸出信號Vlpf的數字數值的例子，例如A點電壓為40，理想情況雖是最好平滑電路207的平均處理在時刻t0～t1間進行，但時刻t1，會產生用于確定下一驅動頻率的電路延遲，因而驅動脈沖的分頻比分散周期與平滑周期有些偏移。
設提供至誤差電壓運算電路208的基準數據為100，乘法器208B的系數為1，則如圖38中(d)所示，誤差電壓Verr為60(=100-40)。為此，在頻率設定電路209中，驅動脈沖的平均分頻比僅加60/N(N=分散周期)，在時刻t1～t2，成為比上次低的驅動頻率fB，從而得到圖37中B點的平均輸出電壓。圖37中B點的電壓是比目標電壓(與向誤差電壓運算電路208提供的基準數據Vref含義同)低的電壓，因而從誤差電壓運算電路208輸出使分頻比變大的數據(正數據)以提高驅動頻率。該動作持續到平滑電路207的輸出電壓Vlpf比延遲電路213A的輸出電壓Vdly小。在時刻t3～t4，驅動頻率移動至fD時，該期間平滑電路207的輸出電壓Vlpf(65)比延遲電路213A的輸出電壓Vdly(75)小，比較電路213B的輸出電壓Vcmp轉移至H(高)電平。
在比較電路213B的輸出電壓Vcmp多L(低)電平向H(高)電平變動的上升沿，T觸發器電路213C的輸出反相，T觸發器電路213的輸出信號VPKdet從L(低)電平變換成H(高)電平。接受該變換，極性反相電路214把誤差電壓Verr的極性反相后，向頻率設定電路209輸出。由此，在時刻t4～t5，驅動頻率移向高頻側，成為fE的平均驅動頻率，得到圖37中E點的平均輸出電壓。因E點電壓比D點電壓高，比較電路213B的輸出電壓Vcmp從H(高)電平返回L(低)電平，T觸發器電路13C的輸出不變。結果，接著把符號反相的誤差電壓Verr輸入到頻率設定電路209，驅動頻率進一步向高頻側移動，成為F點的平均輸出電壓。該動作持續到平滑電路207的輸出電壓Vlpf比延遲電路213A的輸出電壓Vdly小，比較電路213B的輸出電壓Vcmp從L(低)電平轉移到H(高)電平。在圖37所示例子中，在驅動頻率移至fF時，比上次E點電壓低，因而再次切換控制方向，驅動頻率移動至低頻側。
如上所述，實施例8的驅動電路，其構成是，在超過壓電變壓器201的諧振點驅動頻率移動時，由峰值檢測電路213和極性反相電路214切換頻率控制方向。為此，在實施例8的驅動電路中，即使因電源電壓降低，在壓電變壓器諧振點達不到目標電壓時，也不至于不能控制，而可得到諧振點附近的平均輸出電壓。這樣，實施例8的驅動電路，即使在電源電壓降低時，也不至于使燈熄滅，可得到穩定的燈點亮狀態，因而不必如已有技術那樣，必須采用對電源電壓有余量的大體積前置變壓器和壓電變壓器，可降低成本，減小部件尺寸，節省空間。
根據本發明實施例8，即使因電源電壓降低在壓電變壓器諧振點也達不到目標電壓時，也至于不能控制，而能得到諧振點附近的平均輸出電壓，取得穩定的燈點亮狀態。因此，不必像以往那樣，必須采用對電源電壓有余量的大體積前置變壓器和壓電變壓器，從而可減少成本，減小部件尺寸，節省空間。(實施例9)接著，對本發明實施例9的壓電變壓器驅動電路加以說明。實施例9的驅動電路是即使電源電壓降低也能穩定工作的壓電變壓器驅動方式的方案。圖39是實施例9的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。在圖39中，對與上述實施例相同功能和構成的部分，附加相同標號，省略其說明。
在圖39中，第2峰值檢測電路215具有在預定期間保持平滑電路207輸出電壓Vlpf的功能，它比較平滑電路207該時刻的輸出電壓與保持的電壓，檢測壓電變壓器201的諧振點。該第2峰值檢測電路215的具體電路例子如圖40所示。如圖40所示，峰值檢測電路215具有延遲電路215A與比較電路215B。該峰值檢測電路215的構成是從上述示于圖36的實施例8的峰值檢測電路213中去除觸發器電路213C。
實施例9的峰值檢測電路215，由延遲電路215A使平滑電壓Vlpf延遲平滑周期脈沖的一個周期后，輸出電壓Vdly，在平滑電路207的輸出電壓Vlpf比延遲電路215A的輸出電壓Vdly小時，從比較電路215B輸出H(高)電平。反之，當平滑電路207的輸出電壓Vlpf比延遲電路215A的輸出電壓Vdly大時，比較電路215B輸出L(低)電平信號。但是，實施例9的比較電路215B其構成是，平滑電路207的輸出電壓Vlpf比基準數據Vref大時及在電源接通時復位，輸出L(低)電平，這點與上述實施例8的峰值檢測電路213不同。
在實施例9中。第2延遲電路216保持2個周期前的頻率設定數據Ffreg。選擇器217根據第2峰值檢測電路215的輸出信號Vpkdet，切換輸出頻率設定電路209的輸出數據與第2延遲電路215的輸出數據。選擇器217的構成是，在第2峰值檢測電路215的輸出信號Vpkdet為H(高)電平時，輸出第2延遲電路216的數據；反之，當L(低)電平時，輸出頻率設定電路209的輸出數據Ffreq。
實施例9中的其它構成與動作實質上與示于圖24的實施例6相同。實施例9的壓電變壓器驅動電路具有實施例8壓電變壓器驅動電路相同的效果。但是，實施例8的壓電變壓器驅動電路在移動驅動頻率超過壓電變壓器201的諧振點時，控制方向從低頻側切換至高頻側，與此相反，在實施例9的驅動電路中，驅動頻率移動超過諧振點時，進行控制以返回兩次前的驅動頻率。通過這種控制，在實施例9中可避免驅動頻率移動超過諧振點時不能控制這種情況。
下文，對實施例9的第2峰值檢測電路215、第2延遲電路216、選擇器217等各自動作及壓電變壓器總控制的作用、效果加以說明。
圖41是因電源電壓降低使壓電變壓器201諧振點電壓比目標電壓低時，第2峰值檢測電路215、第2延遲電路216及選擇器216的動作說明圖。圖42是說明實施例9的驅動電路總動作的定時波形圖。
如圖42所示，在時刻t0～t1期間，以驅動頻率fA振蕩，得到圖41中A點的平均輸出電壓。這時，從平滑電路207得到在該期間電壓加以平滑的、以圖42中(C)所示定時的平滑電壓Vlpf。
在圖42的(C)中，作為平滑電壓數值的例子，例如A點電壓為40。若該電壓Vlpf比向誤差電壓運算電路208提供的基準數據Vref小，則誤差電壓Verr為正值，向使驅動脈沖分頻比變大的方向動作。結果，在時刻t1～t2，驅動頻率為fB，比上次的驅動頻率低，得到圖41B點的平均輸出電壓。以后，平滑電路207的輸出電壓Vlpf比上次電壓Vdly大時的動作，與上述示于圖37的實施例8相同。
在時刻t3～t4，驅動頻率移動至fD時，在緊接時刻t4前，平滑電路207的輸出電壓Vlpf，比延遲電路216A的輸出電壓Vdly小。若第2峰值檢測電路215的輸出為H(高)電平，則選擇器217輸出第2延遲電路216保持的2周期前的頻率數據fC，從而在時刻t3～t4，得到C點電壓。
C點電壓比上次的D點電壓高，因而第2峰值檢測電路215的輸出變換成L(低)電平，驅動頻率再次移動至低頻側。這樣，在時刻t3～t4以后，驅動頻率fC、fD來回反復運作，因而，在壓電變壓器201諧振點附近動作。其后，在電源電壓因某種原因重新變大時，電磁變壓器202中升壓比提高。由此，電磁變壓器202的頻率特性的總升壓比上升。
圖43是電磁變壓器202總升壓比上升例子的頻率特性曲線。在示于圖43的例子中，C點或D點的電壓比目標電壓大，因而比較電路215B的輸出復位，頻率設定電路209的數據Ffreq不斷有效。為此，如上述實施例6中所說明那樣，驅動頻率移動至高頻側，收斂于目標電壓。
這樣，在實施例9的驅動電路中，通過第2峰值檢測電路215、第2延遲電路216和選擇器217，在驅動頻率移動超過壓電變壓器201諧振點時，進行處理使驅動頻率返回2個周期前的頻率。由此，即使因電源電壓降低使壓電變壓器201諧振點上不能達到目標電壓時，也不至于不能控制，而能得到諧振點附近的平均輸出電壓。結果，在實施例9的壓電變壓器驅動電路中，即使電源電壓降低時也不至于使燈熄滅，而能得到穩定的點亮狀態，不必使用以往那種對電源電壓有余量的大體積電磁變壓器和壓電變壓器，可降低成本且可減小部件體積從而節省空間。
在實施例9的驅動電路中，以第2延遲電路216的延遲量作為1個分頻比分散周期，在驅動頻率移動超過諧振點時，輸出第2延遲電路216的數據。但是，實施例9的第2延遲電路216的延遲量也可設定為2個分頻比分散周期以上。例如，當第2延遲電路216的延遲量為2個分頻比分散周期時，在驅動頻率移動超過諧振點時，則返回3個周期前的驅動頻率，在圖41所示例子中，D點之后返回B點的頻率。在這種情況下，可取得與圖39所示實施例9同樣的效果。
根據實施例9，即使因電源電壓降低，在壓電變壓器諧振點不能到達目標電壓時，也不至于不能控制，而能得到諧振點附近的平均輸出電壓，取得穩定的燈點亮狀態。由此，不必像以往那樣，采用對電源電壓有余量的大體積前置變壓器和壓電變壓器，可降低成本且減小部件體積從而節省空間。(實施例10)接著，說明本發明實施例10的壓電變壓器驅動電路。圖44是本發明實施例10的框圖。實施例10是適用于驅動電路數字化的啟動控制方式的方案。實施例10的驅動電路，用一個A/D變換器檢測流過冷陰極管203的電流和壓電變壓器201的輸出電壓，從而用簡單電路兼容啟動控制和點亮控制。所謂啟動控制是最初激勵冷陰極管203至使之點亮的控制。所謂點亮控制是冷陰極管203一次點亮后的控制。在圖44中，具有與上述實施例相同功能和構成的部分附加相同標號，省略其說明。
首先，簡單說明一般的啟動控制與點亮控制的不同點。
在點亮控制中，有一種檢測點亮時的冷陰極管203發射的光通量(即亮度)進行控制的方法。但是，直接檢測亮度的方法需昂貴的傳感器，因而通常檢測冷陰極管203中流過的電流進行控制。這是由于管電流的大小與亮度具有大致成正比的關系。這樣，在點亮控制中，通常檢測流過冷陰極管20的管電流，通過反饋控制進行點亮控制使該管電流為期望的電流值。
另一方面，在啟動控制中，進行控制使向冷陰極管203施加啟動時點亮所需的電壓。在啟動時，冷陰極管203不點亮，因而，冷陰極管20中不流過管電流。為此，通過檢測壓電變壓器201的輸出電壓進行啟動控制。為了點亮冷陰極管203，需要比點亮中的電壓大幾倍的電壓，該電壓越大點亮性能越好。所謂點亮性能是點亮所需時間，越是低溫或暗的地方，點亮性能越差。但是，若為提高點亮性能而施加高電壓，則會使壓電變壓器201的應力變大，易造成損壞。為此，啟動時加至冷陰極管203的電壓，需要根據冷陰極管203的點亮性能和加至壓電變壓器201的應力，控制成最佳電壓。為此，在啟動控制中，通常檢測壓電變壓器201的輸出電壓，進行反饋控制使該電壓值為預定值。
如上所述，為了進行啟動控制和點亮控制，需要檢測冷陰極管203電流及壓電變壓器201輸出電壓的兩個檢測手段，及點亮后迅速從啟動控制轉移至點亮控制所用的點亮檢測手段。
圖45是說明本發明實施例10的驅動電路原理的框圖。如圖45所示，實施例10的驅動電路用一個A/D變換器206時分檢測冷陰極管203的電流及壓電變壓器201的輸出電壓，而且具有用基本相同的電路，兼容啟動控制和點亮控制的方式。
下文，參照圖45，詳細說明實施例10的驅動電路的特征。
圖45中，電流檢測電路204檢測流過冷陰極管203的電流。電壓檢測電路219檢測壓電變壓器201的輸出電壓，變換成可向A/D變換器206輸入的電壓。電壓檢測電路219其構成是由后述的電流檢測脈沖Tt信號切換電壓檢測的接通/切斷(ON/OFF)。峰值保持電路251是輸出電壓檢測電路219與電流檢測電路204的輸出電壓的大的一方的最大值檢測電路，具有整流功能。點亮檢測電路221根據A/D變換器206的輸出電壓和電流檢測脈沖Tt，進行點亮檢測。
接著，采用圖46，說明圖45所示各塊的動作原理。圖46是表示實施例10的驅動電路動作定時的波形圖。圖46是啟動至點亮的定時波形圖。
圖46中，(a)表示驅動脈沖，在時刻t0至t2以頻率A驅動，時刻t2至t4，以頻率B驅動，時刻t4至t6以頻率C驅動，時刻t6至t8以頻率D驅動。圖46(b)表示壓電變壓器201的輸出電壓波形，示出輸出電壓隨驅動頻率逐漸增大的情況。圖46(C)是電流檢測脈沖Tt信號，L(低)電平時，輸出壓電變壓器201的輸出電壓，H(高)電平時，成為禁止狀態。由此，示于圖46(d)的信號，從電壓檢測電路219輸出。
圖46(e)是電流檢測電路219的輸出電壓，示出啟動時因不點亮而冷陰極管203中不流過電流的情況。圖46(f)是峰值保持電路251即最大值檢測電路的輸出波形圖。在冷陰極管203中不流過電流時(時刻t0～t7)，僅整流并輸出電壓檢測電路219的輸出電壓。
實施例10的驅動電路如上文所述那樣構成，因而電流檢測脈沖Tt信號為“H”電平時的峰值保持電路251輸出的信號，限定為電流檢測電路204的輸出信號。由此，可檢測后述的冷陰極管203點亮。
另一方面，作為控制中使用的檢測數據，需要利用輸出電流檢測脈沖Tt信號“L”期間有效數據的期間。為此，作為該“L”期間的檢測數據，設定成啟動時輸出電壓檢測信號，點亮時輸出電流檢測信號。
實施例10中，為了如上所述設定，如下所述，利用壓電變壓器201的升壓比隨負荷大小而變化的特性。
通常，壓電變壓器201具有負荷變大時升壓比大幅度降低的特性。圖46的(b)表示壓電變壓器201的輸出電壓。若時刻t7附近，電流開始流過冷陰極管203，則對壓電變壓器201，其負荷變大，即使驅動頻率一定，壓電變壓器201的輸出電壓也降低。因而，在設定電流檢測電路204的檢測電壓電平比電壓檢測電路219的檢測電壓電平大的情況下，電流檢測脈沖Tt信號為“L”期間的峰值保持電路251的輸出電壓，啟動時為壓電變壓器201的輸出電壓的檢測電壓，在點亮時為流過冷陰極管203的管電流的檢測電壓。于是，在實施例10的驅動電路中，僅使用一個A/D變換器206，即可在啟動時控制壓電變壓器201的輸出電壓，在點亮時控制冷陰極管203中流過的電流。
如上所述的冷陰極管203的驅動控制中，為了從啟動控制轉移至點亮控制，需要實際檢測點亮狀態的手段。作為該檢測點亮狀態的手段，可監測電流檢測脈沖Tt為“H”電平時的最大檢測電路的輸出，即峰值保持電路251的輸出。這是因為，在冷陰極管203中不流電流時，電流檢測脈沖Tt為“H”電平期間的峰值保持電路251的輸出固定在“L”電平，通過流過管電流，從峰值保持電路251輸出與該電流量相應的電壓。圖46(g)表示從點亮檢測電路21輸出的點亮檢測信號。
雖然圖46中示出在電流檢測脈沖(C)下降沿進行點亮檢測的例子，但也可在電流檢測脈沖Tt為“H”電平期間進行點亮檢測。
接著，對實施例10驅動電路的具體動作進行說明。
在表示本發明實施例10構成框圖的圖44中，定時脈沖生成電路218輸入驅動脈沖的分頻比分散周期脈沖，輸出周期信號Ts。
圖47是表示分頻比分散周期脈沖(a)、周期信號Ts、電流檢測脈沖(C)等輸出信號動作定時的波形圖。定時脈沖生成電路218輸出圖47(b)所示的周期信號Ts，作為第1輸出脈沖。該周期信號Ts以2個輸入脈沖的周期為單位重復，在第一個周期期間為“H”電平，在下一個周期間為“L”電平。定時脈沖生成電路218輸出圖47(C)所示的周期信號即電流檢測脈沖Ts，作為第2輸出脈沖。該電流檢測脈沖Tt是在上述周期信號Ts為“L”電平期間中的預定期間為“H”電平的周期信號。
電壓檢測電路219把壓電變壓器201的輸出電壓變換成可向A/D變換器輸入的電壓。電壓檢測電路219其構成是，在定時脈沖生成電路218輸出的電流檢測脈沖Tt為“H”電平時，使電壓輸出無效(0V輸出)。具體而言，如圖44所示，電壓檢測電路219，用兩個電阻219A、219B把壓電變壓器201的輸出電壓分壓，使其降低至可輸入A/D變換器206的電壓電平。電壓檢測電路219，通過晶體管219，在電流檢測脈沖Tt為“H”電平時，使輸出電壓為0V。
峰值保持電路251對電流檢測器204得到的電壓進行峰值保持和整流。該峰值保持電路251相當于圖45所示的最大值檢測電路。峰值保持電路251由電容器251A、電阻251B、兩個二極管251C、251D構成。峰值保持電路251的動作與上述圖24所示的實施例6的整流電路205的動作實質上相同。與實施例6的整流電路205的不同點在于，從實施例10的二極管251C輸入電流檢測電路204的輸出電壓，而從二極管251D輸入電壓檢測電路219的輸出電壓，對高的電壓進行峰值保持。
第2平滑電路271，僅在定時脈沖生成電路218輸出的周期脈沖Ts為“H”電平期間，通過平均處理對A/D變換器206的輸出電壓Vad進行平滑。如圖47(e)所示，第2平滑電路271，與緊接周期信號Ts下降沿后的主時鐘同步，輸出平滑電壓Vlpf。該第2平滑電路271的動作，與上述圖24所示實施例6的平滑電路207相比，僅平滑周期不同，其它方面動作實質上相同。
點亮檢測電路221，根據定時脈沖生成電路218輸出的電流檢測脈沖Tt為“H”電平期間的A/D變換器206的輸出電壓，進行點亮、不點亮判斷。即，點亮檢測電路221輸出點亮檢測信號Vstate，在不點亮時輸出“L”電平信號，在判斷為點亮時輸出“H”電平信號。
選擇器222切換從外部提供的點亮時的基準數據Vref(目標電壓)與啟動時的基準數據Vopen(目標電壓)，向誤差電壓運算電路208輸出。選擇器222，在點亮檢測信號Vstate為“L”電平時，輸出基準數據Vopen，反之，為“H”電平時，輸出Vref。
第2頻率設定電路291中，在外部提供的啟動信號為“L”電平時，輸出預定的初始分頻比數據，為“H”電平時，把基于誤差電壓運算電路208輸出的誤差電壓Verr的數據加至上次頻率設定數據Fprev后輸出。該第2頻率設定電路291其構成是與緊接周期信號Ts的上升沿后的主時鐘同步輸出。第2頻率設定電路291與圖24所示的實施例6的頻率設定電路209的不同點在于，增加了由數據輸出周期與選擇器291C輸出初始分頻比數據這一功能，其它構成相同。
在輸出使能電路223中，啟動信號為“L”電平時，輸出為禁止狀態，“H”電平時，輸出驅動脈沖。
在實施例10的壓電變壓器驅動電路中，除上述以外的其它構成和動作與上述實施例6的場合相同，因而省略其說明。
實施例10的壓電變壓器驅動電路，其構成是，用一個A/D變換器206分時檢測壓電變壓器201的輸出電壓與流過冷陰極管203的管電流，從而可進行點亮前的啟動控制和點亮檢測，平滑地從啟動控制轉移至點亮的通常控制。
下文，對實施例10的驅動電路動作加以說明。
首先，說明啟動時的啟動控制。
啟動信號為“L”電平時，第2頻率設定電路291輸出預定的初始分頻比數據。該初始分頻比數據確定的驅動頻率設定成對壓電變壓器201的諧振頻率是足夠高的頻率，防止急劇產生大的輸出電壓。在啟動信號為“L”電平時，輸出使能電路223為禁止狀態，雖然在輸出使能電路223內部得到初始頻率的驅動脈沖，但相對于功率晶體管220，處于不輸出的待機狀態。啟動信號轉換至“H”電平，則從輸出使能電路223輸出驅動脈沖，從壓電變壓器201得到輸出電壓。用圖48，說明上述動作。圖48是表示驅動電路各信號動作定時的波形圖。
圖48的(a)是由電壓檢測電路219中兩個電阻219A、219B電阻分壓所得的電壓波形。在圖48的(b)所示的電壓檢測脈沖Tt為“H”電平期間，晶體管219C為導通(ON)狀態，因而電壓檢測電路219的輸出壓電為0伏。該動作目的在于使電壓檢測脈沖Tt為“H”電平期間，壓電變壓器201的輸出電壓檢測切斷(OFF)，僅向A/D變換器206輸入電流檢測電路204的輸出電壓，以判斷冷陰極管203處于點亮狀態還是不點亮狀態。即，在冷陰極管203不點亮時，不流過管電流，因而電流檢測電路204的輸出電壓為0伏。與此相反，若冷陰極管203點亮，則流過管電流，由電流檢測電路204檢測電壓。這樣，通過監測電壓檢測脈沖Tt為“H”電平期間的A/D變換器206的輸出電壓，可判斷冷陰極管203是否點亮。
圖48的(d)表示峰值保持電路251的輸出電壓。因電流檢測電路204的輸出是0伏，時刻t0～t1的電壓A表示電壓檢測電路219的輸出電壓是峰值保持的電壓。在時刻t1～t2中，冷陰極管203不點亮，在該期間中的電流檢測脈沖Tt為“H”電平期間，峰值保持電路251的輸出電壓為0伏。第2平滑電路271平滑時刻t0～t1的電壓A，在時刻t1輸出該平滑數據Vlpf。該平滑數據Vlpf，與緊接同步信號Ts下降沿后的主時鐘同步輸出。為此，輸出平滑數據Vlpf作為以圖48中(g)所示定時加以平滑的輸出電壓。
從誤差電壓運算電路208輸出冷陰極管203不點亮狀態下啟動時的基準數據Vopen與平滑電壓Vlpf的差，作為誤差電壓Verr。在第2頻率設定電路291中，基于誤差電壓Verr的數據加至上次頻率數據Fprev，從而確定下次驅動頻率。該第2頻率設定電路291的基本動作及分頻比分散分頻電路210的動作，與上述實施例6的動作實質上相同。
通過上述動作，在實施例10中，進行控制，使冷陰極管203不點亮時，第2平滑電路271輸出的平滑電壓Vlpf與啟動時基準數據Vopen相等，該動作持續到冷陰極管點亮為止。
接著，對冷陰極管203從不點亮狀態向點亮狀態轉換時的動作進行說明。
圖22中，示出壓電變壓器201的輸出電壓逐漸上升，在時刻t7開始流過管電流的情況。在管電流流過時刻t7～t8，電壓檢測脈沖Tt為“H”電平時，從峰值保持電路251輸出電流檢測電路204得到的電壓。在點亮檢測電路221中，當該檢測電壓比預定值大時，判斷為點亮，點亮檢測信號Vstate從“L”電平轉換成“H”電平。在圖48所示例子中，以時刻t7的定時，即電壓檢測脈沖Tt下降沿的定時，進行點亮檢測。
在實施例10中沒有示出判斷點亮的具體門限值即判定基準電壓，在點亮后電壓檢測電路219的輸出電壓比電流檢測電路204的輸出電壓足夠小時，它原理上可為比0V大得多且在基準數據Vopen以下的某個電壓。這是因為，即使流過管電流后在點亮檢測電路221判斷為點亮前，點亮檢測電路221仍按照使從A/D變換器206輸入的電壓與啟動時的基準數據Vopen相等，進行工作。
當管電流流過時，冷陰極管203的阻抗大幅度降低，因而壓電變壓器201的升壓比下降，從電壓檢測電路219得到的電壓也大幅度下降。為此，冷陰極管203點亮時，可易于設定使電壓檢測電路219的輸出電壓比電流檢測電路204的輸出電壓小。
通過上述動作，當點亮檢測電路221的點亮檢測信號為“H”電平時，進行控制，使向誤差電壓運算電路208提供的基準數據切換成點亮時的基準數據Vref，讓從A/D變換器206輸入的電壓等于Vref。
點亮后，把電流檢測電路204輸出的電壓設定得比電壓檢測電路219的輸出電壓高，從而由點亮前的啟動控制，切換成控制冷陰極管203中流過的電流的電流控制。切換至電流控制后的動作，與上述實施例6說明的動作相同。
如上所述，在實施例10中，時分切換檢測壓電變壓器201的輸出電壓與冷陰極管203中流過的電流，由此，可用一個通道的A/D變換器206作啟動時的啟動控制和點亮檢測，可兼容啟動控制與點亮控制，實現控制切換的平滑轉換。
實施例10的驅動電路其構成是把一個控制周期作為同一分頻比的2個分頻比分散周期，在第1周期中，得到設定下一頻率所用的電壓，在第2周期中，把電壓檢測切斷(OFF)，檢測電流。由于上述構成，在實施例10中，可以少的部件電路構成進行上述分時控制。
在實施例10中，由于可各自設定啟動時的基準數據Vpoen與點亮時的基準數據Vref，所以可自由設定開路電壓(點亮前壓電變壓器201的輸出電壓)，確保冷陰極管203點亮的最低電壓，同時，可把壓電變壓器201的輸出電壓抑制得盡可能低，因而能進行精細設定。
如上所述，根據本發明的實施例10，通過時分切換壓電變壓器輸出電壓與冷陰極管中流過電流的檢測，可用1個通道(1ch)的A/D變換器作啟動時的開路控制和點亮檢測，可兼顧啟動控制和點亮控制兩者，實現控制切換的平滑轉換。又，以1個檢測周期為同一分頻比的2個分頻比分散周期，在第1周期中得到設定下一頻率所用的電壓，在第2周期中把電壓檢測切斷(OFF)而檢測電流，因此，用部件不多的電路即可進行時分控制。可分別設定啟動時的基準數據Vopen和點亮時的基準數據Vref，因而可自由設定開路電壓，確保冷陰極管3點亮的最低電壓，同時可把壓電變壓器的輸出電壓抑制得盡可能低，能進行這樣的精細設定。(實施例11)接著，對本發明實施例11的壓電變壓器驅動電路加以說明。
圖49是本發明實施例11的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。圖49中，與上述實施例相同功能和構成的部分，附加相同標號并省略其說明。
實施例10是適合于驅動電路數字化的啟動控制方式的方案，可把啟動時壓電變壓器的應力抑制至最低限度，同時，提高冷陰極管的點亮性能。
圖49中，再啟動處理電路224，在啟動時的開路控制中，經預定時間還沒點亮時，一旦停止輸出驅動脈沖，則從初始頻率再次重新啟動。圖50是再啟動處理電路224的具體例子框圖。圖50中，第1計數電路224A對定時脈沖生成電路218輸出的周期信號Ts的上升沿進行計數。第1計數電路224A其構成是，在啟動前的狀態或點亮后的狀態時，不與周期信號Ts同步復位，在計數值為預定值時，與周期信號Ts同步復位。
由“與”門224E、反相器224F及第1解碼電路224B進行第1計數電路224A的復位處理。在啟動信號為L(低)電平或點亮檢測信號Vstate為H(高)電平時，從“與”門224E輸出“L”電平信號，從而第1計數電路224A復位。第1解碼電路224B其構成是在第1計數電路224A的計數值為預定值時，輸出“L”電平，此外，輸出“H”電平信號。由此，計數值為第1解碼電路224B確定的值時，從第1解碼電路224B輸出“L”電平，從而，“與”門224E輸出為“L”電平，因而與下一周期信號Ts的上升沿同步，第1計數電路224A被復位。
第2計數電路224C，在定時脈沖生成電路218輸出的周期信號Ts為“H”電平且第1解碼電路224B輸出為“L”電平時，開始計數。該第2計數電路224C在啟動前的狀態或點亮后的狀態，被非同步地復位。該電路構成是在計數值為預定值時停止計數處理。
上述停止計數的處理，由第2解碼電路224D和“與”門224H執行。即，第2解碼電路224D，在第2計數電路224C的計數值為預定值時，輸出“L”電平信號，此外，輸出“H”電平信號。在第2計數電路224C的計數值為預定值時，從第2解碼電路224D輸出“L”電平信號，由此，“與”門224H的輸出固定于“L”電平，以后，忽略周期信號TS及第1解碼電路224B的“L”電平信號。
第2計數電路224C的復位處理，與上述第1計數電路224A的復位處理基本相同。“與”門224J輸出第1解碼電路224B的輸出與第2解碼電路224D的輸出的邏輯和。
如上所述，在實施例11中設置再啟動處理電路224的第1計數電路224A與第1解碼電路224B。為此，由于這些電路的作用，在進行預定時間的開路控制后還沒點亮時，驅動脈沖輸出一旦停止，則使驅動頻率返回初始頻率。在上述再啟動處理進行預定次數還沒點亮時，中止啟動處理。
圖49中，“與”門225輸出啟動信號和再啟動處理電路224輸出的邏輯和。若任一輸入信號為“L”電平，則“與”門225把選擇器291C的輸入切換至初始分頻比，且禁止輸出使能電路223的輸出。
在實施例11中，其它構成和動作與上述實施例10的驅動電路實質上相同。
接著，對上述構成的實施例11的驅動電路的再啟動處理電路的動作加以說明。圖51是用于說明實施例11的再啟動處理動作的定時波形圖。圖51中，(b)表示再啟動處理時的壓電變壓器201的輸出電壓，(C)表示流過冷陰極管203的電流波形。
首先，采用圖51的(b)和(c)，說明再啟動處理動作。
若圖51的(a)所示的啟動信號在時刻t1，從“L”(低)電平變成H(高)電平，則輸出驅動脈沖，從壓電變壓器201得到輸出電壓。其后，輸出電壓上升直至啟動時的目標電壓即基準數據Vopen，若經預定時間后還沒點亮，則在時刻t2，驅動暫時停止。這是由于為防止壓電變壓器201破壞，不進行長時間開路控制。前面已說明，為了點亮冷陰極管203，必須向冷陰極管203施加高電壓。此時，壓電變壓器201伴隨有大的振動，因而，存在施加應力的狀態。為此，在經預定時間后還不點亮時，暫時停止驅動以防止壓電變壓器201損壞。
在實施例11中，反復進行上述處理，從而提高冷陰極管203的點亮性能。這種重復處理不能無限地重復，因而在進行預定次數后，判斷為冷陰極管203故障或印刷電路板圖形的布線短路等，停止啟動處理。在圖51所示例子中，示出在進行兩次啟動處理后，第3次啟動處理時，冷陰極管203點亮，開始流過電流時的波形。
接著，對實施例11和再啟動處理電路224的具體動作進行說明。在實施例11中，設圖50所示的第1解碼電路224B的解碼值為7，第2解碼電路224D的解碼值為3。
首先，啟動信號為“L”(低)電平時，“與”門224E的輸出為“L”(低)電平，第1計數電路224A和第2計數電路224C均復位，計數值為0。為此，第1解碼電路224B和第2解碼電路224D的輸出均為“H”(高)電平，從“與”門224J輸出H(高)電平。
接著，若在時刻t1，啟動信號從“L”電平變為“H”電平，則“與”門225輸出為“H”電平，因而輸出使能電路223為“使能”，輸出驅動脈沖。其后，第1計數電路224A，與周期信號TS的上升沿同步進行計數。該計數動作持續至點亮檢測信號Vstate為“H”電平。計數值為7時，第1解碼電路224B的輸出轉移至“L”電平，在下一周期信號TS的上升沿，使每1計數電路224A復位。該動作示于圖51的(f)和(g)。
當第1解碼電路224B的輸出為“L”電平時，“與”門224J的輸出為“L”電平。由此，“與”門225的輸出也為“L”電平，第2頻率設定電路291輸出的頻率數據返回初始頻率，同時，輸出使能電路223為禁止，停止驅動脈沖。
若在時刻t3，第1計數電路224A復位，則第1解碼電路224B的輸出轉移至“H”電平，因而“與”門225的輸出也轉移至“H”電平，再次輸出驅動脈沖。上述動作持續至點亮檢測信號Vstate轉換成“H”電平。
接著，第2計數電路224C與第1解碼電路224B的輸出信號的下降沿同步進行計數。該計數動作中，如圖51的(h)所示，在時刻t2與時刻t4的第1解碼電路224B的下降沿進行遞增。該計數動作，若點亮檢測信號Vstate不為“H”電平，則持續至第2解碼電路224D設定的解碼值。若第2計數電路224C的計數值為5，則第2解碼電路224D的輸出為“L”電平，使第2計數電路224C的動作停止。結果，“與”門224J固定在“L”電平，輸出使能電路223為禁止，停止驅動脈沖。
一旦第2計數電路224C停止計數，則接著啟動信號為“L”電平，停止持續至復位。示于圖51的例子中，在時刻t7，點亮檢測信號Vstate從“L”電平轉移至“H”電平，從而，第1計數電路224A、第2計數電路224C復位，再啟動處理電路224的動作停止。即，再啟動處理電路224僅在開路控制中動作，在冷陰極管203點亮時其動作停止，“與”門224J的輸出固定于“H”電平。
如上所述，在實施例11的驅動電路中，通過設置再啟動處理電路224，避免長時間持續開路控制，可避免壓電變壓器損壞。實施例11的驅動電路，在冷陰極管一次開路控制不點亮時，可重復進行幾次開路控制動作，因而可提高冷陰極管203的點亮性能。
在上述日本特開平10-52068號公報所揭示的以往驅動方式中，若壓電變壓器201的輸出電壓比預定值大，則驅動頻率轉移至高頻側，暫且使輸出電壓降低。但是，在本發明實施例11的驅動方式中，其構成是若壓電變壓器201的輸出電壓為預定值，則把該電壓值保持預定時間，因而，可控制輸出電壓和時間兩者，而且可控制再啟動處理的次數。由此，實施例11的驅動電路，具有可最大限度抑制壓電變壓器201的應力，同時可進行使冷陰極管203的點亮性能良好的最佳設定等重大效果。
如上所述，根據本發明的實施例11，通過再啟動處理電路224，不持續長時間開路控制，從而抑制壓電變壓器201的損壞，同時，在冷陰極管203用一次開路控制不點亮時，可重復進行幾次開路控制。由此，不會損害冷陰極管203的點亮性能。而且，實施例11其構成是若壓電變壓器1的輸出電壓為預定值，則保持該電壓值預定時間，因而可控制輸出電壓和時間兩者，還能控制再啟動處理次數。為此，可最大限度抑制壓電變壓器201的應力，同時，可進行最佳設定使冷陰極管203的點亮性能良好。(實施例12)接著，對本發明實施例12的壓電變壓器驅動電路進行說明。
圖52是本發明實施例12的壓電變壓器驅動電路的構成框圖。圖52中，與上述實施例相同功能與構成的部分附加相同標號，省略其說明。
由于從壓電變壓器201輸出高電壓，在其實用時，要求對于防止元件損壞及因大電流而產生火災等情況有充分的對策。本發明實施例12的驅動電路是一種為防止上述事故且適合于壓電變壓器201保護功能數字化的改進方案。具體而言，在實施例12中，提出一種在冷陰極管203點亮時，因印刷電路板圖形斷線、短路、冷陰極管203破壞等而使壓電變壓器201輸出開路時，使輸出迅速停止的驅動方式，及一種瞬時停電等使電源電壓瞬間降低而冷陰極管203熄滅時的再次啟動處理。
在圖52中，異常檢測電路206，由A/D變換器206的輸出電壓Vad、定時脈沖生成電路218輸出的電流檢測脈沖Tt、點亮檢測信號Vstate，檢測壓電變壓器201負荷開路，或瞬時停電引起的輸出降低并輸出異常檢測信號Voff。異常檢測信號Voff平時為H(高)電平，異常時為L(低)電平。在檢測到異常檢測信號Voff為L(低)電平時，“與”門225輸出轉換成“L”電平，輸出使能電路223的輸出為禁止，從而驅動脈沖輸出停止。這時，“與”門225的輸出轉換至“L”電平，因而第2頻率設定電路291輸出的頻率數據Ffreg返回初始頻率。
實施例12驅動電路的其它構成和動作與實施例11說明的情況實質上相同。
接著，參照附圖，說明實施例12的異常檢測電路226的異常檢測方法。
圖54所示波形表示因印刷電路板圖形斷線、短路、冷陰極管203損壞等(例如壓電變壓器201輸出與冷陰極管203輸入連接線斷線或電流檢測電路204短路損壞)原因使壓電變壓器201負荷處于開路狀態的例子。圖54中，(a)表示冷陰極管203中流過的電流波形，(b)表示壓電變壓器201的輸出電壓波形，時刻t3中示出由于某種原因使負荷處于開路狀態的情況。
這樣，在負荷處于開路狀態時，如圖54的(a)所示，電流不流過電流檢測電路204，如圖54(b)所示，壓電變壓器201輸出電壓變大。這種狀況與冷陰極管203點亮前相同，在電流檢測脈沖Tt為H(高)電平時，A/D變換器206的輸出電壓Vad顯著降低，在電流檢測脈沖Tt為L(低)電平時，成為與由電壓檢測電路219的電壓點亮的狀況實質上相同的電平。
示于圖55的波形圖，示出因瞬時停電使電源電壓瞬間降低的例子。圖55中，(a)表示冷陰極管203的電流波形，(b)表示壓電變壓器201的輸出電壓波形。在該例子中，冷陰極管203的管電流與壓電變壓器201的電壓兩者，在瞬時停電期間均降低。由此，A/D變換器206輸出的電壓Vad也同時降低。
這里所述的瞬時停電是指在保持驅動電路電源電壓的狀態下，僅加至電磁變壓器202的電壓降低的狀態。通常，“DVC Movie”等便攜式小型攝像設備等，其構成是在內部有電源電路，可對某種程度瞬時停電仍能保持輸出電壓。但是，為減小背光的功率變換損耗，驅動冷陰極管203所用的電源電壓大多從AC適配器直接提供。在便攜式攝像設備中，沒有電池而經AC適配器直接提供電源時，瞬時停電直接產生影響，使該期間電源供給停止。尤其，便攜攝像設備的背光電源，為避免電源電路引起效率降低，采用不經電源電路而從AC適配器直接提供電源的方式。為此，與經電源電路提供電源的電路部分相比，背光電源易受瞬時停電影響。因而，通常瞬時停電時，有時保持LSI的電源電壓而僅冷陰極管203驅動電壓降低。有時，家用電源因各家庭及其地區的電源故障或雷擊等產生約幾十毫秒的瞬時停電。
如上所述，在壓電變壓器驅動電路中存在圖54與圖55所示兩種異常狀態。不管何種情況，作為處理，在圖54所示輸出開路時，希望迅速使之停止，在圖55所示瞬時停電現象產生時，為避免驅動電路失控，希望暫時停止輸出，在電源電壓恢復后，迅速開始再啟動。為此需要識別上述異常狀態。
在本發明實施例12的驅動電路中，用下文說明的原理檢測兩種異常狀態。
在電流檢測脈沖Tt為L(低)電平期間，A/D變換器206輸出顯著降低時，因是壓電變壓器201的輸出電壓與冷陰極管203的電流兩者均降低的狀況，故判斷為瞬時停電。
在電流檢測脈沖Tt為“H”(高)電平期間，A/D變換器206輸出顯著降低時，認為瞬時停電與輸出開路兩者均產生。實施例12中，在A/D變換器206的輸出顯著降低時，根據下一電流檢測脈沖Tt轉移至“L”電平時A/D變換器206的檢測信號Vad，識別上述兩種異常情況。這是因為輸出開路的情況下，下一電流檢測脈沖Tt變為“L”電平時，A/D變換器6的輸出電壓Vad恢復，而瞬時停電時，通常情況下不恢復。因此，在實施例12的驅動電路中，若下一電流檢測脈沖Tt轉換成“L”電平時的檢測信號Vad比預定值大，則判斷為輸出開路，此外，判斷為瞬時停電。
圖53是實施例12的異常檢測電路226的具體例子框圖。
圖53中，比較電路226F，在來自A/D變換器206的輸入信號比預定值Voff低時，輸出H(高)電平；高時，輸出“L”(低)電平。第1RS觸發電路226A設定成，在啟動信號為“L”電平時輸出“H”電平信號，在開路檢測時復位，輸出“L”電平。“與”門226B在開路檢測時輸出“H”電平信號。鎖存電路226C，在緊接電流檢測脈沖Tt下沿前，鎖存輸出比較電路226F的輸出。反相器226D使電流檢測脈沖Tt極性反相。鎖存電路226K，僅在電流檢測為“L”電平期間，鎖存輸出比較電路226F的輸出。反相器226E使鎖存電路226K的輸出反相。“與”門226J在瞬時停電時輸出“L”電平。“與”門226H輸出啟動信號與再啟動處理電路224的第1解碼電路224B的輸出信號的邏輯和。第2RS觸發電路226G，在瞬時停電時復位，輸出“L”電平；在啟動信號為“L”電平或再啟動處理電路224的第1解碼電路224B的輸出為“L”電平時，輸出“H”電平信號。“與”門226M，在異常檢測時，輸出“L”電平信號。
上述實施例12的異常檢測電路226的構成，由第1RS觸發器電路226A、“與”門226B、鎖存電路226C及比較電路226F進行開路檢測，由第2RS觸發器電路226G、“與”門226J和226H、鎖存電路226K、比較電路226F進行瞬時停電檢測。
接著，對實施例12驅動電路的瞬時停電動作加以說明。
在圖53的構成中，加至異常檢測電路226的啟動信號為“L”電平時，第2RS觸發器電路226G的輸出信號固定為“H”電平。這時，點亮檢測信號Vstate為“L”電平，因而“與”門226J的輸出為“L”電平，第2RS觸發器電路226G不復位，使啟動時不執行瞬時停電動作。
在啟動信號為“H”電平，轉移至點亮狀態后，再啟動處理電路224的第2解碼電路224B的輸出信號固定為“H”電平。為此，第2RS觸發器電路226G在使啟動信號為“L”電平前不置位，且點亮檢測信號Vstate也為“H”電平。因而，點亮后僅鎖存電路226K的輸出有效。
在A/D變換器206的輸出電壓Vad比預定電壓Voff高時，“L”電平信號經比較電路226F輸入鎖存電路226K。反之，在A/D變換器206的輸出電壓Vad比預定電壓Voff低時，“H”電平信號輸入鎖存電路226K。鎖存電路226K，在電流檢測脈沖Tt為“L”電平時，若輸入是“L”電平，則照原樣輸出“L”電平信號，使第2RS觸發器電路226G復位。結果，“與”門226M的輸出為“L”電平，輸出暫停。此時，向點亮檢測電路221輸出“L”電平信號，使點亮檢測信號Vstate轉換成“L”電平。由此，再啟動處理電路224開始動作，在第1解碼電路224B為“L”電平時，第2RS觸發器電路226G置位，“與”門226M輸出為“H”電平。結果，輸出使能電路223有效，開始驅動。以后的動作與實施例11再啟動處理電路的動作相同，因而省略其說明。
接著，對實施例12的開路檢測動作進行說明。
啟動信號為“L”電平時，第1RS觸發器電路226A的輸出固定為“H”電平。點亮檢測信號Vstate為“L”電平時，因而“與”門226B的輸出固定為“L”電平，第1RS觸發器電路226A不復位，使啟動時不執行開路檢測動作。
在啟動信號變為“H”電平，轉移至點亮狀態后，在“與”門226B的四個輸入全部成為“H”電平時，判斷為開路狀態，第1RS觸發器電路226A復位，從“與”門226M輸出“L”電平信號。結果，由輸出使能電路223停止驅動。
如上所述，“與”門226B的四個輸入全部為“H”電平的條件是根據上述原理部分中已說明的邏輯。
第1個條件是鎖存電路226C的輸出為“H”電平時，即緊接電流檢測脈沖Tt下降沿前的A/D變換器206的輸出比預定電壓Voff小時。
第2個條件是電流檢測脈沖Tt為“L”電平期間，該期間反相器226D的輸出為“H”電平。
第3個條件，是在第2個條件中，A/D變換器206的輸出Vad比預定電壓Voff大，反相器226E的輸出為“H”電平。
第4個條件是點亮的情況，點亮檢測信號Vstate為“H”電平。
上述構成的實施例12的壓電變壓器驅動電路，其構成是在點亮時因某種原因使冷陰極管203的周邊連接切斷時，或冷陰極管203因沖擊遭損壞，使壓電變壓器201的輸出為開路狀態時，迅速停止驅動。實施例12的驅動電路其構成是，在瞬時停電時暫停輸出，經預定時間后，開始再啟動，因而可預先防止壓電變壓器201遭到損壞及因瞬時停電處于失控狀態而引起功率晶體管220等元件損壞。
如上所述，根據本發明的實施例12的構成，在點亮時因某種原因切斷冷陰極管203周邊連接、冷陰極管203因沖擊而損壞或壓電變壓器201輸出成為開路狀態時，迅速停止驅動，同時在瞬時停電時，暫停輸出，經預定時間后，開始再啟動。由此，根據實施例12的驅動電路，可防止壓電變壓器201損壞及因瞬時停電處于失控狀態引起功率晶體管220等元件損壞于未然。(實施例13)接著，對本發明實施例13的壓電變壓器驅動電路加以說明。
圖56是本發明實施例13的壓電變壓器驅動電路構成框圖。圖56中，對上述實施例相同功能和構成部分，附加相同標號，省略其說明。
用數字方式產生驅動脈沖的情況與用模擬方式產生驅動脈沖的情況不同，因為驅動頻率離散，在驅動頻率變化時，對壓電變壓器201盡管不大，但還是施加沖擊。實施例13的驅動電路是一種要把該沖擊抑制至最低限度，因而使點亮控制中或啟動控制中的驅動頻率變化盡可能緩慢的驅動方式方案。實施例13中，提供一種抑制閃爍的驅動方式方案。該閃爍是在實施例8和實施例9中說明過的、在壓電變壓器201諧振點附近進行控制期間驅動頻率變化大時產生的。
實施例13的驅動電路，在圖44所示的實施例10的構成上增加示于圖35的峰值檢測電路213和極性反相電路214，具有在壓電變壓器201諧振點附近進行控制的功能(下文簡稱為峰值控制功能)。進而，實施例13的驅動電路還包括檢測點亮時控制狀態的檢測電路227、以與控制狀態相應的箝定值箝定誤差電壓運算電路208輸出的誤差電壓Verr值的箝定處理電路228、在點亮前啟動控制時，在第2頻率設定電路291輸出的頻率數據內僅把分頻比分散數據置換成0的轉換電路229。下文，詳細說明示于圖56的實施例13的壓電變壓器201驅動電路的狀態檢測電路227，箝定處理電路228和轉換電路229。
狀態檢測電路227是在點亮時檢測是處于峰值控制狀態還是通常控制狀態的電路，在實施例13中，其構成是通常控制時輸出“L”電平信號，峰值控制時輸出“H”電平信號。狀態檢測電路227的具體電路例子示于圖57。
圖57中，比較電路227B把加法器208A的輸出(等效于誤差電壓Verr)與預設的收斂判定電壓Vconv(后述)進行比較，在加法器20gA的輸出比收斂判定電壓Vconv大時輸出“L”電平，反之，在比收斂判定電壓小時輸出“H”電平信號。比較電路227B判定目前冷陰極管203的電流收斂狀態或判定比目標電流大還是小。RS觸發器電路227A，在點亮檢測信號Vstate是點亮前狀態，即“L”電平時，或比較電路227B輸出為“H”電平時，即冷陰極管203電流處于收斂狀態或比目標電流大時復位。在峰值檢測電路13輸出為“H”電平時，RS觸發器電路227A置位。
狀態檢測電路227如上所述構成，在峰值控制狀態時輸出“H”電平，在通常控制狀態時，輸出“L”電平。箝定處理電路228是以預定值箝定誤差電壓運算電路208輸出的誤差電壓Verr值的電路。該箝定值在點亮前狀態、峰值控制狀態及點亮后的通常控制狀態中進行切換。箝定處理電路228的具體電路例子示于圖57。
圖57中，箝定電路228A在誤差電路Verr比另設的預定值大時或小時，輸出預定值。另設的預定值由選擇器228B輸出。
選擇器228B設定成，點亮前輸出第1箝定值，點亮后處于通常控制狀態時輸出第2箝定值，點亮后處于峰值控制狀態時，輸出第3箝定值。
箝定電路228A，把點亮前的第1箝定值設定為0，在誤差電壓Verr比0小時，輸出0。在誤差電壓換算成驅動脈沖分頻比而為大于1分頻的誤差電壓時，箝定為1分頻的值。例如，在第2頻率設定電路291輸出的頻率數據Ffreq設定成8位，其高端四位上設定分頻比，低端四位上設定分散數據的情況下，誤差電壓Verr在16以上時，分頻比變化1以上。在這種情況下，第1箝定值設定成16以下。
第2箝定值，在誤差電壓Verr的絕對值換算成驅動脈沖分頻比而為1分頻以上的誤差電壓時，箝定為1分頻的值。為此，若采用上述例子，箝定值設定成-16以上或16以下。第3箝定值設定成幾乎可忽略背投光輝度變化的微小值。
箝定處理電路228如上所述構成，其動作使得在點亮前狀態下，誤差電壓Verr為0以下時箝定為0，不向驅動頻率變高方向移動。點亮后的通常控制時，其動作使驅動頻率移動量必定為1分頻以下；在峰值控制時，即使在誤差電壓Verr的絕對值變大，即脫離目標值時，也不使平均驅動頻率變大(只有少量變化)。
實施例13的轉換電路229，設定成在點亮前狀態中中止分頻比分散。置換電路229的具體例子示于圖58。
在圖58中，選擇器229A，在點亮檢測信號Vstate為“L”電平時，即在點亮前啟動控制時，輸出0作為分散數據，以中止分頻比分散。在點亮后，選擇器229A切換至第2頻率設定電路291輸出的分散數據加以輸出，以進行分頻比分散，從而得到調光性能。
實施例13中的其它構成和動作與上述實施例8和實施例10說明的情況相同，這里省略其說明。
實施例13的第1個特征是，構成為在壓電變壓器1的負荷處于開路狀態啟動時，對離散的頻率變化反應敏感。在實施例13的構成中，為使加至壓電變壓器的應力盡可能小，在中止分頻比分散，達到目標電壓時，固定驅動頻率，等待冷陰極管203點亮。由此，在啟動時開路控制中，可抑制在目標電壓附近，驅動頻率變動引起的壓電變壓器輸出電壓變化。
第2個特征是，在點亮前啟動控制或點亮后通常控制時，為減小急劇頻率變化對壓電變壓器201的影響，而把頻率控制時的分頻比變化量抑制成1以下。
第3個特征是，在峰值控制時，為了抑制諧振點附近頻率變動大而引起的閃爍，使峰值控制對頻率控制中的平均頻率變動量變小。
對上述第1個特征的動作，通過圖56所示的實施例13的動作加以說明。
首先，點亮啟動控制時，點亮檢測信號Vstate為“L”電平，因而在誤差電壓Verr負值時，箝定處理電路228箝定為0。為此，分頻比不向使其變小的方向移動，即不向高頻側移動。圖59示出驅動控制時頻率與輸出電壓的關系。采用圖59，說明驅動控制中的頻率設定動作的變遷。
首先，啟動時的初始頻率設定得比壓電變壓器201的諧振頻率足夠高，設該設定點為A點。從A點電壓開始，輸出電壓逐漸上升至B點、C點，在超過目標電壓Vpoen至D點時，誤差電壓Verr為負值。由此，箝定處理電路228把誤差電壓箝定為0，成為與上次相同的驅動頻率，保持在D點的電壓上，等待冷陰極管203點亮。已在上述置換電路229中說明過，啟動時，中止分頻比分散。
對表示上述第2特征的動作加以說明。在圖59中，把誤差電壓Verr加到A點驅動頻率的輸出電壓上，確定B點驅動頻率。這時，在所加誤差電壓Verr大時，頻率急劇變化，因而在誤差電壓Verr比1分頻大時，箝定電路228箝定于與1分頻相應的數據，從而防止頻率急劇變化。該箝定電路在點亮后也同樣動作。但，點亮后，在例如調光等使輝度變暗時，使冷陰極管203中流過的電流從大向小轉換，誤差電壓Verr的絕對值箝定為與箝定值相等。
接著，對表示第3個特征的動作加以說明。圖60是表示冷陰極管203的管電流相對于驅動頻率的特性曲線，表示與目標電流相比，該冷陰極管203的管電流小的狀況。
在圖60中，在工作點為A點時，若接近目標電壓，則驅動頻率移至低頻側。在移至B點、C點時，如上述實施例8中所說明那樣，轉換成峰值控制。這時，峰值檢測電路213的輸出電壓轉換成“H”(高)電平，因而從狀態檢測電路227輸出“H”(高)電平，箝定值從第2箝定值切換為第3箝定值。為此，C點至D點的移動量變小，進而移動至E點、F點。為此，在接近諧振點處進行控制，電流變化量變小，從而使閃爍的發生大幅度減少。
其后，例如通過使目標電流變小等，目標電流變得比當前電流小時，從比較電路227B輸出“H”(高)電平，RS觸發器電路227A復位。結果，從狀態檢測電路227輸出“L”(低)電平信號，箝定值轉換成原來的第2箝定值。由此，可迅速移動至目標電流。
如上所述，在實施例13中，通過狀態檢測電路227、箝定電路228、置換電路229、中止啟動時的分頻比分散，抑制急劇的頻率變化，進而，在峰值控制時，使頻率變化步幅變小。為此，具有可減小壓電變壓器201的應力，可抑制峰值控制時閃爍等顯著效果。
根據本發明的實施例13，可中止啟動時的分頻比分散，抑制急劇的頻率變化，進而在峰值控制時使頻率變化步幅變小。為此，實施例13的驅動電路具有可減小壓電變壓器201的應力，抑制峰值控制時的閃爍等顯著結果。
上述實施例所示的驅動電路，具有適合于數字LSI的驅動方式，可與液晶控制器等共同制成一塊芯片，從而可大幅度減少部件數。因而，可期待具有使小型攝像設備等更小型化的效果。進而，對實用上成為問題的電源電壓變動的問題與避免最惡劣狀態的各種保護功能等，本發明也有有效對策，因而，本發明的電壓變壓器驅動電路，實用上效果很大。
對本發明以某種程度的詳盡說明了最佳實施形態，該最佳實施形態目前揭示的內容，其構成細節應可以變化，不脫離權利要求所述的本發明的范圍和思想，可實現各要素的組合和順序的變化。
產業可應用性本發明的壓電變壓器驅動電路用于驅動液晶顯示監視器的背投光等的冷陰極射線管，用于個人計算機(PC)、液晶電視、帶有液晶顯示器的攝錄一體VTR等。尤其，本發明的壓電變壓器驅動電路為數字方式，因而可與其它LSI一起做成一塊芯片，從而可節省空間，尤其在要求超小型的攝錄一體型的VTR和數字攝像機中具有效果。進而，因是數字方式，易于與微機系統交換信息，可進行高度調光控制，在根據圖像景色和周圍亮度進行自動調光方面，也可得到比已有技術好的調光控制性能。
權利要求
1．一種壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；把所述整流電路中整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；分頻電路，以預定分頻比對預定頻率的時鐘進行分頻，生成壓電變壓器驅動脈沖，并控制成在所述壓電變壓器的驅動脈沖N(N為整數)周期期間，所述分頻比分散，N周期期間的平均分頻比與N除所述頻率設定電路輸出的M位數據所得的商值實質上相等；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
2．一種壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；把所述整流電路中整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以產生壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管；所述分頻電路的分頻比在預定周期期間分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1數值)周期的分頻比，由所述頻率設定電路輸出的M位數據中的低端n位數據(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1數值)及高端m位數據C(C是十進制數)經下式(1)給出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(1)
3．一種壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；以預定采樣時鐘，把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；以預定周期使所述A/D變換器的輸出數據平滑的平滑電路；把所述平滑電路的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器的驅動脈沖頻率設定成M位數據的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
4．如權利要求3所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，該驅動電路還包括由用與平滑周期相同的周期進行平滑的相位不同的多個平滑電路構成的平滑電路；切換電路，以預定定時切換所述多個平滑電路輸出使輸出最新平滑數據并向誤差電壓運算電路輸出。
5．如權利要求3所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，分頻電路的分頻比在壓電變壓器驅動脈沖的N(N為整數)周期期間分散，N周期期間的平均分頻比設定成與N除所述頻率設定電路輸出的M位(M為整數)數據所得的商值實質上相等；平滑電路的平滑周期為所述驅動脈沖N周期的整數倍。
6．如權利要求3所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，分頻電路的分頻比在壓電變壓器驅動脈沖的N周期期間分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1數值)周期的分頻比，由頻率設定電路輸出的M位數據中的低端n位數據(B0·20+B1·21+……+Bn- 1·2n-1；式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1數值)及高端m位數據C(C是十進制數)經下式(2)給出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(2)平滑電路的平滑周期為所述驅動脈沖N周期的整數倍。
7．一種壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；對所述電流檢測器所得到的正弦波狀的交流電壓進行半波整流的半波整流電路；把半波整流的電壓信號與預定基準電壓進行比較并輸出“H”電平或“L”電平數據的比較器；檢測所述比較器輸出數據的脈沖寬度的脈沖寬度檢測電路；以預定周期使所述脈沖寬度檢測電路輸出的脈沖寬度數據平滑的平滑電路；把所述平滑電路的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；把所述平滑電路的輸出數據乘常數倍，并把壓電變壓器的驅動脈沖頻率設定為M位(M為整數)數據的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
8．如權利要求3或7所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，該驅動電路還包括由用與平滑周期相同的周期進行平滑的相位不同的多個平滑電路構成的電路；切換電路，以預定定時切換所述多個平滑電路輸出使輸出最新平滑數據并向誤差電壓運算電路輸出。
9．如權利要求7所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，分頻電路的分頻比在壓電變壓器驅動脈沖的N(N為整數)周期期間分數，N周期期間的平均分頻比設定成與N除所述頻率設定電路輸出的M位(M為整數)數據所得的商值實質上相等；平滑電路的平滑周期為所述驅動脈沖N周期的整數倍。
10．如權利要求7所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，分頻電路的分頻比在壓電變壓器驅動脈沖的N周期期間分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1數值)周期的分頻比，由所述頻率設定電路輸出的M位數據中的低端n位數據(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1；式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1數值)及高端m位數據C(C是十進制數)經下式(3)給出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……An-2·An-1·B0}+C(3)平滑電路的平滑周期為所述驅動脈沖N周期的整數倍。
11．一種壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括饋入為供給冷陰極管而受控的電流并用驅動脈沖頻率驅動的壓電變壓器；檢測所述冷陰極管中流過的負荷電流的電流檢測器；把從所述電流檢測器得到的正弦波狀的交流電壓實質上變換成直流電壓的整流電路；把整流的電壓信號與預定的基準電壓進行比較，輸出“H”電平或“L”電平數據的比較器；在預定期間對所述比較器輸出數據進行計數的計數電路；以預定周期使所述計數電路輸出的計數數據平滑的平滑電路；切換輸出所述平滑電路的輸出數據與所述計數電路輸出數據的切換電路；把所述切換電路的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；由所述誤差數據，把壓電變壓器的驅動脈沖頻率設定成M位(M為整數)數據的頻率設定電路；對預定頻率的時鐘進行分頻以生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
12．如權利要求11所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，分頻電路的分頻比在壓電變壓器驅動脈沖的N(N為整數)周期期間分數，N周期期間的平均分頻比設定成與N除所述頻率設定電路輸出的M位(M為整數)數據所得的商值實質上相等；平滑電路的平滑周期為所述驅動脈沖N周期的整數倍。
13．如權利要求11所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，分頻電路的分頻比在壓電變壓器驅動脈沖的N周期期間分散，第A0·20+A1·21+……+An-1·2n-1(式中，A0、A1、……An-1所表示的Ax是0或1數值)周期的分頻比，由所述頻率設定電路輸出的M位數據中的低端n位數據(B0·20+B1·21+……+Bn-1·2n-1；式中，B0、B1、……Bn-1所表示的Bx是0或1數值)及高端m位數據C(C是十進制數)經下式(4)給出{A0·Bn-1+A0·A1·Bn-2+……+A0·A1……·An-2·An-1·B0}+C(4)平滑電路的平滑周期為所述驅動脈沖N周期的整數倍。
14．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；以預定頻率的時鐘的正向沿進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；在所述時鐘反向沿對所述分頻電路的輸出脈沖進行鎖存輸出的反向沿處理電路；切換所述分頻電路輸出的驅動脈沖與所述反向沿處理電路輸出的驅動脈沖并加以輸出的選擇器；用于驅動壓電變壓器的功率晶體管；其構成是所述分頻電路的分頻比在所述壓電變壓器驅動脈沖N周期期間分散，N周期期間的平均分頻比與N除所述頻率設定電路輸出的M位數據所得的值實質上相等且N周期期間內的分頻比的變動在1以下。
15．如權利要求14所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，所述分頻電路的分頻比由所述頻率設定電路輸出的M位數據中的高端MU位數據提供的數據Div與所述分散電路的輸出數據之和提供，設定所述分散電路輸出數據，使低端M-MU位數據A，在所述壓電變壓器驅動脈沖N(=2M-MU)周期期間，輸出A次“H”(高)信號。
16．如權利要求15所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，其構成是，所述選擇器，在所述分散電路的輸出為H(高)信號時，輸出所述反向沿處理電路輸出的驅動脈沖；在所述分散電路的輸出為L(低)信號時，輸出所述分頻電路輸出的驅動脈沖。
17．如權利要求15所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，其構成是，頻率設定電路輸出的低端M-MU位數據A比2M-MU/2小時，在所述分散電路在N(=2M-MU)周期期間的第偶數次或奇數次分散輸出“H”(高)信號。
18．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電壓的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；根據所述誤差數據，把壓電變壓器驅動脈沖頻率設定為M位數據(M為整數)的頻率設定電路；以預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；接收來自外部微機系統的電源電壓信息，設定所述分頻電路輸出的驅動脈沖占空比的脈沖寬度設定電路；用于驅動壓電變壓器的功率晶體管。
19．如權利要求18所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，所述脈沖寬度設定電路包括計數電路；用所述頻率設定電路輸出的M位數據乘來自所述微機系統的電源電壓信息得到的值使所述計數電路輸出H(高)信號的解碼電路；用所述分頻電路輸出脈沖進行置位，并用所述解碼電路輸出脈沖進行復位的觸發器電路。
20．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；在預定時間保持所述A/D變換器的輸出數據，并根據與過去數據的比較進行壓電變壓器諧振點檢測的峰值檢測電路；根據所述峰值檢測電路的輸出數據，使所述誤差數據極性反相的極性反相電路；把所述極性反相電路的輸出數據加至上次頻率設定值從而設定壓電變壓器驅動脈沖頻率的頻率設定電路；以適應所述頻率設定電路的輸出數據的分頻比，對預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
21．如權利要求20所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，其構成為所述峰值檢測電路的輸出數據在所述A/D變換器的輸出數據比基準數據大或所述誤差電壓運算電路輸出數據的絕對值比預定值小時復位，并在所述A/D變換器的輸出數據比基準數據小且比上次A/D變換器的輸出數據小時，使上次峰值檢測電路輸出值極性反相。
22．如權利要求20所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，所述分頻電路的分頻比其構成是在驅動脈沖N周期期間分散。
23．如權利要求20所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，還備有在驅動脈沖N周期期間把所述A/D變換器的輸出數據加以平均后，向所述誤差電壓運算電路輸出的平滑電路。
24．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后作為誤差數據輸出的誤差電壓運算電路；在預定時間保持所述A/D變換器的輸出數據，并根據與過去數據的比較進行壓電變壓器諧振點檢測的峰值檢測電路；把所述誤差數據與上次頻率設定數據相加后輸出的頻率設定電路；切換所述頻率設定電路的輸出與前N次頻率設定數據，并輸出作為壓電變壓器驅動脈沖的頻率設定數據的選擇器；以適應所述選擇器輸出數據的分頻比，對預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
25．如權利要求24所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，所述分頻電路的分頻比構成為在驅動脈沖的N周期期間分散。
26．如權利要求24所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，還備有在驅動脈沖N周期期間把所述A/D變換器的輸出數據加以平均后，向所述誤差電壓運算電路輸出的平滑電路。
27．如權利要求24所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，其構成為所述峰值檢測電路的輸出數據在所述A／D變換器的輸出數據比基準數據大或所述誤差電壓運算電路輸出數據的絕對值比預定值小時復位，并在所述A/D變換器的輸出數據比基準數據小且比上次A/D變換器的輸出數據小時置位。
28．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；檢測壓電變壓器輸出電壓的電壓檢測電路；檢測所述電流檢測電路與電壓檢測電路所得到的正弦波狀的電壓中大的一方的電壓值并變換成直流電壓的整流電路；使所述電壓檢測電路的輸出周期性地在預定期間阻斷的阻斷電路；把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；檢測所述阻斷電路導通時的A/D變換器的輸出電壓從而判定冷陰極管點亮的點亮檢測電路；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；切換點亮狀態的基準數據與啟動時的基準數據，并輸出所述基準數據的選擇器；啟動時設定初始頻率，從下次起，把所述誤差數據加至上次頻率設定數據后輸出的頻率設定電路；以適應所述頻率設定電路輸出數據的分頻比，對預定頻率時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管；其構成是所述阻斷電路導通時，使所述壓電變壓器驅動脈沖頻率保持恒定。
29．如權利要求28所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，還包括在驅動脈沖N周期期間，分散所述分頻電路分頻比的分散電路，并構成所述分散電路僅在點亮時工作。
30．如權利要求28所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，還包括在驅動脈沖N周期期間把所述A/D變換器的輸出數據加以平均后，向所述誤差電壓運算電路輸出的平滑電路。
31．如權利要求30所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，構成為在所述阻斷電路導通時，使所述平滑電路輸出保持恒定，并使所述分頻電路輸出的驅動脈沖頻率保持恒定。
32．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；檢測所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓并變換成直流電壓的整流電路；把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；檢測A/D變換器的輸出電壓從而判定冷陰極管點亮的點亮檢測電路；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；啟動時設定初始頻率，從下次起，把所述誤差數據加至上次頻率設定數據后輸出的預率設定電路；以適應所述頻率設定電路輸出數據的分頻比，對預定頻率時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；對所述分頻電路輸出的驅動脈沖進行輸出控制的輸出使能電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管；再啟動處理電路，若經預定時間后所述點亮檢測電路還不判定點亮，則禁止所述輸出使能電路，把所述頻率設定電路輸出的頻率設定數據設定為初始頻率，再次進行啟動處理。
33．如權利要求32所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，還包括檢測所述壓電變壓器輸出電壓的電壓檢測電路和使所述電壓檢測電路的輸出周期性地在預定期間阻斷的阻斷電路，并構成所述整流電路檢測所述電流檢測電路與電壓檢測電路所得到的正弦波狀電壓中電壓值大的一方的電壓并變換成直流電壓，以便在所述阻斷電路導通時進行點亮檢測。
34．如權利要求32所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，構成為在所述再啟動處理電路進行預定次數再啟動處理后，所述點亮檢測電路還不判定點亮時，停止輸出。
35．如權利要求32所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，所述再啟動電路包括第1計數電路，以預定周期進行計數，在該計數值達到預定值時，輸出復位信號，把所述頻率設定電路的頻率數據切換成初始值且把所述輸出使能電路切換成禁止；第2計數電路，對所述計數電路輸出的復位信號進行計數，在該計數值達到預定值時，把所述輸出使能電路切換成禁止，停止其計數值。
36．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；檢測壓電變壓器輸出電壓的電壓檢測電路；檢測所述電流檢測電路與電壓檢測電路所得到的正弦波狀的電壓中大的一方的電壓值并變換成直流電壓的整流電路；使所述電壓檢測電路的輸出周期性地在預定期間阻斷的阻斷電路；把整流的電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；啟動時設定初始頻率，從下次起，把所述誤差數據加至上次頻率設定數據后輸出的頻率設定電路；以適應所述頻率設定電路輸出數據的分頻比，對預定頻率的時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；對所述分頻電路輸出的驅動脈沖進行輸出控制的輸出使能電路；檢測所述阻斷電路導通時所述A/D變換器輸出電壓A與所述阻斷電路阻斷時所述A/D變換器輸出電壓B的異常檢測電路；保護電路，具有下述功能輸出復位信號，在所述輸出電壓B比預定電平小時，把所述頻率設定電路的頻率數據切換成預定期間初始頻率且把所述輸出使能電路切換成預定期間禁止；另一方面，在輸出電壓A比預定電平小而輸出電壓B在預定電平以上時，使輸出使能電路禁止，停止輸出；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
37．一種通過使驅動脈沖頻率變化而使輸出電壓變化，從而控制流過冷陰極管的電流的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，它包括檢測負荷電流的電流檢測電路；把所述電流檢測電路得到的正弦波狀的電壓變換成直流電壓的整流電路；把整流電壓信號變換成數字信號的A/D變換器；把所述A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差的數據乘以常數倍后輸出作為誤差數據的誤差電壓運算電路；把所述誤差數據箝定在預定范圍中加以輸出的箝定電路；把所述箝定電路的輸出數據加至上次頻率設定數據后輸出作為壓電變壓器驅動脈沖的頻率設定數據的頻率設定電路；以適應所述頻率設定數據的分頻比對預定頻率時鐘進行分頻，從而生成壓電變壓器驅動脈沖的分頻電路；用于驅動所述壓電變壓器的功率晶體管。
38．如權利要求37所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，還包括峰值檢測電路，在預定期間保持所述A/D變換器的輸出數據，并根據與過去數據作比較，進行所述壓電變壓器諧振點檢測；在所述峰值檢測電路檢測諧振點時，在諧振點附近進行控制的峰值控制電路；判定控制狀態是峰值控制狀態還是通常控制狀態的狀態檢測電路；其構成是根據所述狀態檢測電路的輸出值切換所述箝定電路的箝定值。
39．如權利要求38所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，其構成是與通常控制時相比，在峰值控制時，使箝定值變小。
40．如權利要求37所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，還包括檢測所述冷陰極管是點亮前狀態還是點亮后狀態的點亮檢測電路；其構成是根據所述點亮檢測電路的輸出值切換所述箝定電路的箝定值。
41．如權利要求37所述的壓電變壓器驅動電路，其特征在于，構成為在點亮前，所述誤差電壓運算電路輸出的誤差數據為負時，把輸入所述頻率設定電路的誤差數據箝定為0。
全文摘要
本發明提供一種可以低頻時鐘得到頻率分辨率高的驅動脈沖、且可以低成本構成進行電壓檢測并可進行數字處理的壓電變壓器驅動電路;該驅動電路其構成是,誤差電壓運算電路把A/D變換器的輸出數據與外部提供的基準數據的差數據乘常數倍后輸出作為誤差數據;頻率設定電路根據誤差數據,把壓電變壓器驅動脈沖的頻率設定成M位數據;分頻比分散電路對預定頻率的時鐘進行分頻,從而生成壓電變壓器驅動脈沖;分頻比分散電路的分頻比,在壓電變壓器驅動脈沖的N(N為整數)周期期間分散,使N周期期間平均分頻比與N除頻率設定電路輸出的M位數據的商值實質上相等。
文檔編號H05B41/282GK1287707SQ9980187
公開日2001年3月14日 申請日期1999年10月19日 優先權日1998年10月21日
發明者中西英行, 小林隆宏 申請人:松下電器產業株式會社