專利名稱:鎮流器的制作方法
技術領域:
本發明涉及可開關地耦合到電壓源給燈供電的鎮流器,包括-包括至少一個開關元件用于產生燈電流的逆變器,-被耦合到開關元件的控制極用于產生使開關元件可交替地導通和截止的驅動信號的振蕩器;-由驅動信號來控制燈電流的調光接口。
本發明還涉及小型熒光燈。
US4,952,849公開了上述說明的鎮流器。該公知鎮流器給燈提供高頻電流,使燈高效率工作。而且通過調節驅動信號的頻率,利用公知鎮流器操作的燈能夠在相對寬范圍內調光。然而公知鎮流器的缺點是調光設備要求附加電路,使得公知鎮流器的整套裝置相對復雜和費用高。
本發明目的是提供一種使燈高效率工作的鎮流器,使得燈能被調光并且還能以相對簡易的方法安裝。
因此開篇中說明的鎮流器的特征在于鎮流器還包括被耦合到調光接口的檢測電路,用于檢測鎮流器和電壓源之間耦合中的每次中斷,以及用于根據在預定時間間隔內檢測到的中斷次數來調節驅動信號。
通過觸發將電壓源接至鎮流器的主開關,中斷鎮流器和電壓源之間的耦合。根據在預定時間間隔內檢測到的中斷次數調節驅動信號,結果也就調節了燈的光輸出。
根據本發明的鎮流器得到了良好的效果,其中檢測電路根據檢測到的中斷次數調節驅動信號的頻率。
尤其是根據本發明的鎮流器還包括臨時電壓源,在第一次中斷開始的預定時間間隔內為檢測電路供電。
檢測電路能夠相對容易和可靠地實現,其包括在預定時間間隔內識別被探測到的中斷次數的計數器。當鎮流器還包括用于計數器各非零值的電流時,各電流源產生不同電流值,并且其中振蕩器基于對應非零值計數器的電流源產生的電流值來改變驅動信號的頻率,而且頻率的調節以相對容易可靠的方式來實現。
根據本發明的鎮流器優選實施例還包括復位電路,用于將振蕩器產生的驅動信號的頻率改變到響應超過預定時間間隔之中斷的預先指定值。例如預先指定值能夠對應著燈的額定光輸出,以便當鎮流器在已經關閉至少為預定的時間間隔之后打開時,燈具有額定的光輸出。復位電路最好包括比較器和雙穩裝置,用于隨著鎮流器和電壓源之間耦合的恢復復位計數器。
由于其使得除連接供電電壓源的接線之外再不用任何附加接線時可調節燈的光輸出,因此根據本發明的鎮流器相當小而且簡單,因而非常適合用于小型熒光燈。
為較全面理解本發明,需要結合附圖并參考下述說明,其中
圖1說明按照本發明第一實施例鎮流器的部分框圖和部分示意圖;圖2是說明用于調節由燈負載產生的亮度級的圖1控制電路的部分框圖和部分邏輯圖;圖3是說明按照本發明第二實施例鎮流器的部分框圖和部分示意圖;圖4是圖3輸入整流器電路示意圖。
圖5是圖4輸出電路示意圖;和圖6A、6B、6C和6D是圖3供電電源和接著三路開關的輸入整流器之間開關轉換接線的方框圖。
如圖1所示,按照本發明第一實施例,用于給一個或多個熒光燈供電的鎮流器B連接在供電電源MPS和一對熒光燈11和12之間。供電電源MPS為50或60Hz電壓源,120伏RMS電壓。鎮流器B包括輸出電路20,DC-AC變換器(還公知為DC-AC逆變器)電路24,預處理器28,輸入整流電路32,控制電路CC和電壓源40。
開關SW例如但不限于為墻式開關,給鎮流器供電和中斷供電(即耦合和中斷供電電源MPS和鎮流器B之間的耦合)。輸入整流器電路32包括濾波器和橋式整流器。濾波器阻止由鎮流器B產生的高頻分量被引入供電電源MPS。橋式整流器整流供電電源MPS供給的交流(AC)信號。預處理器28響應由輸入整流器電路32產生的、具有大約為170伏峰值的全波整流后的50或60Hz的電壓,給DC-AC變換器電路24提供平均值約為245伏的DC電壓。來自預處理器電路28的DC電壓通過DC-AC變換器電路24被變換成方波AC電壓,加在輸出電路20上,其頻率范圍約為25到50KHz。應當理解,這里所述電壓及頻率值以及其它變量和分量之值僅僅是用于說明目的以便于理解本發明,而不應理解為對其進行限制。
預處理器電路28和DC-AC變換器電路24兩者包括SMPS(開關模式電源)電路,并受到由輸出電路20和預處理器電路28引出的各種信號響應的控制電路CC的控制。預處理器電路28是可調頻寬比的向上變換器,接控制電路CC的GPC端的脈寬調制選通信號。DC-AC變換器電路24是半橋式變換器電路,接控制電路CC的GHB端的方波選通信號。
控制電路CC是集成電路,包括對來自預處理器電路28和輸出電路20的各種信號起反應的邏輯和模擬電路,產生脈寬調制和方波選通信號。在鎮流器B初始接電和其穩定工作期間,工作電壓通過電壓源40給控制電路CC供電。
除另外注解之外,鎮流器B在結構和工作上與美國專利US4,952,849的熒光燈控制器10之鎮流器類似。類似參考字母和數字標識鎮流器B和US4,952,849熒光燈控制器內的類似結構和工作的元件。美國專利US4,952,849闡述了輸出電路20,DC-AC變換器電路24,預處理器28,輸入整流器電路32和電壓源40結構和工作的更詳細說明。
控制電路CC是20腳集成電路,用來控制電壓調節,低電源鎖定保護,燈電壓調節,低半橋電壓鎖定,過壓保護,半橋振蕩,脈寬調制,輸出緩沖,容性負載保護,偏置,過電流保護,功率因數放大,DC誤差放大和燈電流整流。下面將對這20腳進行簡要的功能說明。更完整地說明請參考美國專利4,952,849的控制電路36。
控制電路CC的VREG端提供穩定電壓。該穩定電壓作為參考電壓和控制電路CC中控制邏輯電路的電源。電壓源40提供的DC電源電壓由控制電路CC的VSUPPLY端檢測,用來確定預處理器電路28和DC-AC變換器電路24應何時打開或關閉。一旦電源電壓上升超過上跳點,預處理電路28和DC-AC變換電路24開始工作。當DC-AC變換電路關閉時,其不允許重新打開,直到VSUPPLY端的電源電壓超過上跳點,并且最小時間延遲已超過由控制電路CC的DMAX端外部元件的設置值。
控制電路CC檢測何時由VLAMP端電壓代表的燈電壓超過了參考電壓。在這種條件下,燈電壓達到其最大允許開路值,控制電路CC增加由GHB端產生的方波驅動信號的頻率,由此提高DC-AC變換器電路24的開關頻率。結果燈電壓減小。開關頻率的增加速度由連接在控制電路CC的START端的外部電阻和電容設定。
禁止DC-AC變換器電路24半橋式振蕩器點燃燈,直到預處理器輸出電壓達到由外部元件設定的預定值。預處理器輸出電壓由控制電路CC過壓輸入端OV檢測。當該輸入超過VREG端電壓的預先設定部分時,DC-AC變換器24的開關頻率向下掃描擺動,開始燈點火序列。
當OV端電壓大于VREG端電壓時,控制電路CC阻止預處理器DC輸出電壓的任何更進一步的增加。當SMPS空載及電路欠阻尼時,在接通期間可能發生預處理器產生的過壓或過沖。控制電路CC在CVCO端產生三角波。GHB端的方波驅動信號頻率部分地依賴于饋入FMIN端的電流值和連接在CVCO端的外部電容值。
在US4,952,849的控制電路36中,CP端掃描電壓(鋸齒波形)與CVCO端產生的三角波形具有相同頻率和斜率并同步。掃描電壓是由電流源和充電電容器的組合產生的,后者外部連接在CP端。根據本發明,通過在CVCO端采用三角波信號,在控制電路CC中產生(合成)該掃描信號。刪去了US4,952,849中與CP端相連的充電電容器。因此空出控制電路36的一腳,被控制電路CC用作為VCST端。與VCST端相連的外部文件(即電容器CSTORE和電阻312)在開關SW至少被觸發一次期間確定預定的時間間隔,由此調節燈負載的照度級。
通過將DC-AC變換器電路24的開關頻率限制在高于由半橋驅動的外部LC網絡諧振頻率,控制電路CC還防止燈移走期間半橋功率晶體管的失效。在高于諧振的頻率處,半橋LC負載網絡的厚電壓與原電流同相。在低于諧振的頻率處,原電流與原電壓同相。在低于諧振的頻率處,DC-AC變換器24的一對功率管在其各個漏極電流具有高瞬態峰值時刻被驅動導通。由于高峰值電流和高瞬態功率損耗,在諧振和低于諧振的工作能夠導致開關失效。控制電路CC中的保護邏輯檢測相對半橋柵極驅動電壓的LC網絡電流相位,以確定諧振條件是否滿足。IPRIM輸入電壓表示外部LC網絡的原電流。當IPRIM的電壓比預定電平更高并且柵極驅動信號為高時,DC-AC變換器的開關頻率快速增加以避免DC-AC變換器電路工作在低于諧振狀態。
過電流情況一般發生在SMPS接通或者AC線電壓即供電電源MPS有電源中斷的時候。過電流由連接在電流檢測輸入端CS1的外電阻檢測。檢測峰值整流AC線電壓的相位和幅值調制預處理器電路28的電源開關占空比以便改善AC線電流的正弦波形。在控制電路CC的PF輸入端檢測功率因數輸入。
通過外電阻分壓器和濾波網絡,DC端檢測DC輸出電壓。控制電路CC包括連接DC端的DC誤差放大器,以便在預處理器電路20的DC輸出提供負反饋控制。外電阻連接DC端以除去開關頻率噪聲。
外燈電流互感器和負載電阻用于將燈電流信號轉變成加在一對燈電流輸入端LI和LI2上的電壓。在CRECT端提供燈電流的全波整流輸出。控制電路CC內的差分誤差放大器把CRECT端電壓與基于VREG端電壓的內部參考電壓相比并調節DC-AC變換器電路24的開關頻率以將電流保持在預定范圍(即維持基本上恒定的平均燈電流)。控制電路CC通過GND端接地。
控制電路CC在結構和工作上與US4,952,849的控制電路36類似。除這里指明之外,控制電路CC結構和工作的更詳細說明可以參見US4,952,849的控制電路36。
現參考圖2,其說明控制電路CC內的電路系統,其根據開關SW的觸發(即中斷供電電源MPS對鎮流器B的供電),用來控制照度級,可能為一個或多個熒光燈11和12的燈負載,在第一次接通時,工作在照度的預定級的初始態。這個預定級通常是全照度的。應當理解,根據本發明,該預定級能夠為小于全照度。當鎮流器B初始供電和在其工作期間,工作電壓通過VSUPPLY端加在控制電路CC。控制電路CC在VREG端產生基于加在VSUPPLY端的工作電壓的穩定電壓。
照度預定級的改變通過在預定時間間隔內將開關SW接通和斷開(即觸發)一次或數次來傳送給鎮流器B。在首次斷開開關SW之前,即當燈負載工作在全照度時,2位計數器303處于0計數(即Q0=0,Q1=0)。計數器303是正邊沿觸發兩位脈動計數器,帶有高有效復位(active highreset)。
當開關SW斷開時,VSUPPLY端的電壓將降低。結果VREG端電壓斜坡下降。當VREG端電壓降低到預置電平時(即Vtrip),施密特觸發器306產生用作計數器303時鐘輸入的脈沖。VCST端電壓接至施密特觸發器306以為后者供電。施密特觸發器306產生的時鐘脈沖使計數器303的計數增加一。當開關SW關斷,即供電電源MPS和鎮流器B之間的連接(耦合)中斷時,電容CSTORE暫時給計數器303供電。電容CSTORE經電阻312放電。二極管313阻止電容CSTORE經電阻314放電。與開關SW通常斷開的時間周期相比,電阻312和電容CSTORE的RC時間常數相對較長,在此時間周期期間,加在電容CSTORE兩端電壓基本恒定。當開關SW現在重新閉合時,計數器303計數值為1(即Q0=1,Q1=0)。響應計數值1的譯碼器315產生切換信號,使平時關斷的開關318閉合。電流源I1的電流現接至CRECT端。
從電流源I1注入CRECT端的電流把燈負載10設置到其標稱額定值即全級照度的50%。通過在預定的時間間隔內觸發一次開關SW并假設初始態為100%的預定級照度(即全照度),燈負載的照度級將被調光到全輸出的50%。
引起照度減小的反饋技術方案如下流入CRECT端由電流源I1供給的附加電流暫時升高了CRECT端的電平。燈電流誤差放大器231的同相輸入處的電壓升高了。燈電流誤差放大器231的輸出控制電流源230。隨著燈電流誤差放大器231同相輸入處的電壓的升高,電流源230的電流值增大。電流源230和電流源229的輸出經加法電路228加在一起。加法電路228的輸出用作控制電路CC內的脈寬調制器和振蕩器電路的FCONTROL信號,即作為控制電壓控制振蕩器(VCO)400工作頻率的控制信號。VCO400控制產生在GED3端的方波選通信號的發生,即用于DC-AC變換器電路24的開關頻率的方波選通信號。VCD400工作的詳細說明可結合US4,952,849的圖8,這里作為引用參考。
隨著電流源230電流的增加,加法電路228的電流即FCONTROL信號增加。FCONTROL信號的這種增加提高了VCO頻率即GHB端方波選通信號的頻率。為建立電壓控制振蕩器工作的最小頻率,控制電流通過FMIN線加在電流源229,正如US4,952,849所公開的。電流源229還由頻率掃描放大器260控制。頻率掃描放大器260具有連接參考電壓源Vr(正比于VREG端的穩定電壓)的同相輸入端和連接START端的倒相輸入端,如US4,952,849所公開。電流源229輸出FMIN或頻率掃描放大器260供給的電流中較大的一個。
隨著DC-AC變換器電路24開關頻率的增加,燈負載電流下降。燈負載電流的這種下降導致經過LI和LI2端輸入到有源整流器236電流之間差值的相應下降。流入LI和LI2端電流之間差值的這種下降導致電流源234電流的下降。電流源234電流的下降使CRECT端的電壓變低,直到同相輸入端電壓變成等于燈電流誤差放大器231倒相輸入處的電壓為止。對開關頻率不要求進一步的調節。與當燈負載為全照度時的CRECT端電壓相比較,由于燈電流誤差放大器231的高增益,CRECT端電壓保持基本相同。
根據計數器303的值,能夠有照度的兩個附加等級。當開關SW在預定的時間間隔內暫時中斷來自供電電源MPS的供電兩次時,計數器303的計數值將為2。響應計數值2(即Q0=0,Q1=1)的譯碼器315將接通平時關斷的開關321。電流源I2的電流現在加在CRECT端。通過將電流源I2的電流注入CRECT端,燈負載在經過DC-AC變換器電路24開關頻率的相關增加將被設置為標稱額定值即全級照度的25%。因此,通過在預定的時間間隔內觸發開關SW兩次,并假設初態為100%預定級照度(即全照度),燈負載照度級將被設置為全輸出的25%。當開關SW在預定的時間間隔內中斷來自供電電源MPS的供電三次時,計數器303的計數值為3。響應計數值3(即Q0=1,Q1=1)的譯碼器315將接通平時關斷的開關324。電流源I3的電流現在加在CRECT端。通過將電流源I3的電流注入CRECT端,燈負載在經過DC-AC變換器電路24開關頻率的相關增加將被設置為標稱額定值即全級照度的8%。因此,通過在預定的時間間隔內觸發開關SW三次,并假設初態為100%預定級照度(即全照度),燈負載照度級將被調光至全輸出的8%。通過在預定的時間間隔內觸發開關SW四次,由于計數器303現在計數為0,燈負載的照度級將設為初始的照度預定級。
電流源I3產生的電流大于電流源I2產生的電流,電流源I2產生的電流大于電流源I1產生的電流。換句話說,注入CRECT端電流值愈大,燈電流誤差放大器230同相輸入端的臨時電壓愈高。電流源230產生更多電流,其導致DC-AC變換器電路24開關頻率的較大增加。開關頻率增加愈大,燈電流和相關光輸出的減小愈大。
按照本發明,其它等級的調光是可能的,并不局限于50%,25%和8%。通過向CRECT端注入各等級要求的相應該照度等級的電流,能夠提供其它等級的照度。還能提供或多或少等級的調光。對于每個要求的調光等級,來自電流源的不同等級的電流饋入CRECT端。還應當理解按照本發明,初始預定級照度不需要為標稱額定的全輸出。例如,初始等級照度能夠低于全輸出。照度等級變化的次序也不需要順序地降低直至被復位到初始預定級照度。從初始預定級照度開始,對于每次觸發開關SW,照度等級能夠順序地增加,降低或者按要求變化。
開關SW要至少被觸發一次的預定時間間隔是由電阻312和電容CSTORE的RC時間常數決定的。預定時間間隔等于開關SW斷開時電容CSTORE給計數器303供電的轉換時間。
當開關SW斷開的時間間隔大于電阻312和電容CSTORE的RC時間常數(即超過其間開關SW被觸發一次的預定時間間隔時,電容CSTORE兩端電壓衰減,使得不再為計數器303供電。當通過閉合開關SW再次給鎮流器B供電時,VREG端電壓假定為高邏輯電平。在由于電阻314和電容CSTORE的RC時間常數的結果,電容CSTORE的電壓上升(即在VCST端)很久之前,VREG端的電壓假定為高邏輯電平。在VREG端電壓為高邏輯電平,VCST端電壓為低邏輯電平時,復位計數器303。復位電路包括兩個比較器327和330及諸如S-R觸發器333的雙穩裝置。比較器327和330將其參考電壓VH和VL與VCST端的電壓進行比較。參考電壓VH和VL是VREG端電壓分壓得到的。當VREG端和VCST端的電壓分別為高和低電平時,SR觸發器333產生將計數器303復位為0值的脈沖。當計數器303為0計數值時,開關318,321和324斷開。從電流源I1,I2或I3不存在饋入CRECT端的附加電流,以便減小/變暗燈負載的光輸出。燈負載即燈I1和I2處在其標稱額定全光輸出。一旦VCST端的電壓上升到其高邏輯電平17,由S-R觸發器333產生的脈沖終止。該脈沖的寬度由參考電壓VH,VL及VCST端電壓的上升時間控制。
任何電源線瞬態下落將不會使計數器303觸發,因為VREG端的電壓經過了輸入整流器電路32的很好濾波并在該下落期間不會降到零。通常當鎮流器B接通時,VREG端的電壓在大約40至50毫秒內上升至大約7.4伏。當鎮流器B關閉時,VREG端的電壓在大約500毫秒內降到0伏,VCST端的電壓在大約5秒內從大約6.7伏降到大約0伏。換言之,預定的時間間隔通常約為5秒。在該預定的時間間隔期間,電容CSTORE兩端的電壓從大約6.7伏放電至大約0伏。
正如現在所能理解,調光是通過把電流源I1,I2或I3供給的附加電流注入CRECT端,引起電流進入VCO400處的電壓把半橋式逆變器的開關頻率變高來實現的。燈電流減小,直到CRECT端電壓下降到使同相輸入端的電壓與燈電流誤差放大器231倒相輸入端的電壓相同為止。
按照本發明的可選實施例,小型熒光燈的分級調光是通過采用三路開關獲得的。如圖3所示,小型熒光燈CFL在結構和工作上與圖2鎮流器B和燈I1和I2燈負載的組合類似。燈CFL和鎮流器B等同的這些元件用相同的參考字母數字標記。
如圖4所示,除用輸入整流器32'的倍壓器VD代替了輸入整流器32的橋式整流器之外,燈CFL的輸入整流器32與鎮流器B的輸入整流器32相同。輸入整流器32'產生全波整流的50或60赫(Hz)峰值約為240伏的電壓直接加在DC-AC變換器電路24。輸入整流器32'的更詳細說明能夠參考這里引用的US4,952,849中圖6所公開的輸入整流器32。小型熒光燈CFL與鎮流器B相比不包括預處理器電路。
如圖5所示,與燈12和13連接到鎮流器B輸出電路20相比,小型熒光燈CFL的輸出電路20'僅連接了一個燈L。由于連接到輸出電路20′的只有一個燈而不是兩個燈,輸出電路20'內就不包括輸出電路20內調節和啟動兩只燈所要求的元件。輸出電路20'的詳細說明可參考US4,952,849圖2中所公開的輸出電路20。
再參考圖3,除了控制電路CC'不再要求控制電路CC和鎮流器B的預處理器28之間的連接之外,控制電路CC'與控制電路CC相同。由于小型熒光燈CFL沒有預處理器,就不需要這種連接。
如圖3和6所示,開關SW'是標準三路開關。開關SW'包括具有三個節點A,B和C的插座。小型熒光燈CFL通常包括標準或小孔(small-bore)熒光管,彎曲或折疊成具有裝在Edison型燈座內的電子鎮流器部分(例如輸入整流器32',DC-AC變換器電路24,輸出電路20',電壓源40和控制電路CC')的小型形狀。該燈座一般擰進開關SW'的插座,使輸入整流器32'與節點A和B耦合。
開關SW'有四個開關位置。圖6A表示在第一個位置的開關SW'(即斷開位置),此時供電電源MPS不與輸入整流器電路32'耦合。圖6B表示在第二個位置的開關SW',此時供電電源MPS與輸入整流器電流32'耦合。圖6C表示在第三個位置的開關SW',此時供電電源MPS不與輸入整流器電路32'耦合。圖6D表示在第四個位置的開關SW',此時供電電源MPS與輸入整流器電路32'耦合。
當首次接通小型熒光燈CFL時,開關SW'從其第一個位置轉換到其第二個位置。當要求燈光改變時,在預定的時間間隔內例如5秒,通過把SW'從其第二個位置轉換到第三個位置然后到第四個位置能夠觸發一次開關SW'。換言之,供電電源MPS通過開關SW'可開關地耦合到輸入整流器電路32'。當處在第一個位置(圖6A)和第三個位置(圖6C)時,供電電源MPS和輸入整流器電路32'之間的耦合被中斷。控制電路CC'檢測每次中斷并在GHB端產生具有基于所檢測到的供電電源MPS和輸入整流器32'之間的耦合中斷次數的頻率的選通(驅動)信號。
正如現在所能理解的,鎮流器B和小型熒光燈CFL將調光方案結合在控制要求的照度等級中,該調光方案通過分別觸發開關SW和SW'來響應供電電源MPS中的一個或多個中斷。通過在預定的時間間隔內產生觸發所得電源線中斷的次數確認要求的照度級。即使鎮流器的電源中斷超過預定的時間間隔,一旦電源恢復,燈負載將被復位到預定的照度級。
權利要求
1.一種可開關地耦合到電壓源用于給燈供電的鎮流器,包括-包括至少一個開關元件用于產生燈電流的逆變器,-被耦合到開關元件的控制極,用于產生使開關元件交替地導通和截止的驅動信號的振蕩器;-經驅動信號用于控制燈電流的調光接口,特征在于鎮流器還包括被耦合到調光接口用于檢測鎮流器和電壓源之間耦合中的各中斷及用于在預定的時間間隔內依據檢測到的中斷次數來調節驅動信號的檢測電路。
2.根據權利要求1的鎮流器,其中檢測電路依據檢測到的中斷次數調節驅動信號的頻率。
3.根據權利要求1或2的鎮流器,還包括臨時電壓源,給檢測電路在第一次中斷開始的預定時間間隔供電。
4.根據前述權利要求一項或多項的鎮流器,其中檢測電路包括在預定的時間間隔內確認檢測到的中斷次數的計數器。
5.根據權利要求4的鎮流器,還包括每個非零值計數器的電流源,每個電流源產生不同的電流值,并且其中振蕩器根據對應非零值計數器的電流源產生的電流的值改變驅動信號頻率。
6.根據前述權利要求一項或多項的鎮流器,還包括復位電路,用于將由振蕩器產生的驅動信號頻率改變到響應超過預定時間間隔之中斷的預定值。
7.根據權利要求4和權利要求6的鎮流器,其中復位電路包括比較器和雙穩裝置,用于隨鎮流器和電壓源之間耦合的恢復復位計數器。
8.一種小型熒光燈,包括根據前述權利要求一項或多項的鎮流器。
全文摘要
熒光燈負載的分級調光,采用檢測經觸發開關產生的電源線中斷來實現。通過在預定的時間間隔內產生觸發所得的電源線中斷次數確認要求的調光級。即使鎮流器供電電源的中斷超過了預定的時間間隔,一旦電源恢復,燈負載將被復位到預定的照度級。
文檔編號H05B41/392GK1215541SQ97193650
公開日1999年4月28日 申請日期1997年12月4日 優先權日1996年12月17日
發明者I·瓦塞克, V·雅雅拉, E·德莫爾 申請人:皇家菲利浦電子有限公司