用于驅動led的電路和方法

用于驅動led的電路和方法
【專利摘要】本發明公開了用于驅動LED的電路和方法。一種用于驅動發光二極管的電路包括響應于驅動信號的第一半導體開關和續流裝置，耦接在提供電源電壓的第一電源端與提供參考電位的第二電源端之間。LED和電感器，串聯耦接在第一半導體開關和續流裝置的共用電路節點與第一電源端或者第二電源端之間。電流測量電路，耦接至所述LED并提供表示流過至少一個LED的負載電流的負載電流信號。包括開關控制器的第一反饋電路，接收負載電流信號和參考信號，比較負載電流信號與參考信號并且根據該比較產生驅動信號。調制器，提供作為參考信號的具有期望的占空比和振幅的調制信號。
【專利說明】用于驅動LED的電路和方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及用于驅動發光二極管(LED)的電路和方法。具體地，涉及用于驅動負載電流被調節為以期望的值保持所得的感知亮度的LED的電路和方法。
【背景技術】
[0002]最近幾年中，出現了作為可變光源的發光二極管。也被稱為固態照明裝置或者簡稱LED的發光二極管是高效的、耐用以及長的持久性的照明裝置。自從1960年第一批LED進入市場以來該技術已經得到了巨大的發展。LED目前是各種特定照明市場中的工業標準，且受歡迎的燈迅速進入一般照明市場。例如，LED燈比白熾燈、鹵素燈泡和熒光燈能效更高并且持久性更長。技術的發展使得LED的能效通常是白熾燈的四倍至五倍并且具有超過幾萬小時的使用壽命。
[0003]LED是電流驅動的裝置，LED的亮度與其平均正向電流(也稱為其平均負載電流)成比例。為此，通常使用提供恒定電流的電流源來驅動LED。恒定電流源消除了由LED的正向電壓的變化引起的負載電流變化，并且因此確保恒定的LED亮度。在已知的LED驅動器(通常被實施為諸如降壓轉換器、升壓轉換器、或者升降壓轉換器的開關轉換器)中，集成多個部件來對電壓進行評估并且將這些電壓與參考電壓相比較。功率半導體開關(例如，M0SFET)通常根據該比較的結果導通和斷開，以對電感器充電或者放電。
[0004]本申請注意到AN8>74 “Buck Configuration High-Power LED Driver MicrochipTechnology, 2006描述了控制供給至LED的負載電流的開關電源電路。然而，在需要執行LED電流的測量和激活開關(例如，由于傳播延遲)以對電感器進行充電或者放電的延時期間，超過了 LED電流的期望的最大值。這就導致期望的平均負載電流與供給至LED的實際平均負載電流之間的失配，從而致使LED的亮度不期望的增強。
[0005]盡管在電路設計中可以考慮到該失配，然而，供給至LED的平均負載電流以及因此LED亮度本身將因LED的正向電壓的不同(其隨溫度而變)以及因串聯連接的LED數目的不同、以及施加至LED和LED驅動器的電源電壓的不同而不同。即，普通的LED驅動器一即使當設計成電流源時一由于上述提及的延時周期通常不能保持平均負載電流恒定(例如，當電源電壓或者LED前向電壓變化時或者因為電感器不同的電感值)。因此，對于各種不同的情況需要重新配置LED驅動器。
[0006]需要一種經濟單有效的解決方案來對于不同的電源電壓或不同的LED前向電壓確保(幾乎)恒定的亮度，而無需重新配置電路。

【發明內容】

[0007]描述了用于驅動發光二極管(LED)的電路。根據本發明的一個示例，該電路包括第一半導體開關與續流裝置，串聯耦接在提供電源電壓的第一電源端和提供參考電位的第二電源端之間，其中，第一半導體開關響應于驅動信號。至少一個LED和電感器串聯地耦接在第一半導體開關與續流裝置的共用電路節點和第一電源端或者第二電源端之間。電流測量電路耦接至LED并且提供表示流過至少一個LED的負載電流的負載電流信號。第一反饋電路包括通斷控制器，所述通斷控制器接收負載電流信號和參考信號、將負載電流信號與參考信號相比較以及根據該比較產生驅動信號。調制器提供作為參考信號的具有期望占空比和峰值的調制信號。此外，第二反饋電路接收負載電流信號、確定平均負載電流信號并根據平均負載電流信號和參考值調整供給至第一反饋電路的調制參考信號的峰值。
[0008]根據本發明的另一示例，該電路包括串聯地耦接在提供電源電壓的第一電源端和提供參考電位的第二電源端之間的第一半導體開關與續流裝置，其中，第一半導體開關響應于驅動信號。至少一個LED和電感器串聯地耦接在第一半導體開關與續流裝置的共用電路節點和第一電源端或者第二電源端之間。電流測量電路被耦接至LED并且提供表示流過至少一個LED的負載電流信號。第一反饋電路包括通斷控制器，所述通斷控制器接收負載電流信號和參考信號、將負載電流信號與參考信號相比較、以及根據該比較產生驅動信號。調制器提供作為參考信號的具有期望占空比和峰值的調制信號。此外，設置了第二反饋電路。第二反饋電路包括濾波器和調節器。濾波器接收負載電流信號并且提供表示平均負載電流的濾波信號。調節器接收該濾波信號和作為設置點值的參考值，根據預定的控制法則基于參考值和濾波信號之間的差值確定控制信號，并根據控制信號調整調制的參考信號的振幅。
[0009]此外，描述了用于驅動至少一個LED的LED驅動器。LED驅動器在驅動器輸出端和分別提供電源電壓和參考電位第一電源端或第二電源端之間串聯耦接至電感器。根據本發明的一個示例，LED驅動包括串聯地耦接在提供電源電壓的第一電源端與提供參考電位的第二電源端之間的第一半導體開關和續流裝置。第一半導體開關響應于驅動信號。此外，第一半導體開關和續流裝置的共用電路節點連接至輸出端。LED驅動進一步包括電流測量電路，所述電流測量電路耦接至LED并且提供表示流過至少一個LED的負載電流的負載電流信號。調制器提供作為參考信號的具有期望占空比和振幅的調制信號。
[0010]第一反饋電路包括通斷控制器，所述通斷控制器接收負載電流信號和參考信號，將負載電流信號與參考信號相比較并根據該比較產生驅動信號。此外，設置了第二反饋電路。第二反饋電路包括濾波器和調節器。濾波器接收負載電流信號并且提供表示平均負載電流的濾波信號。調節器接收濾波信號和作為設置點值的參考值，根據預定的控制法則基于參考值和濾波信號之間的差值確定控制信號，并根據控制信號調整調制參考信號的振幅。
[0011]仍進一步描述了用于驅動至少一個LED的方法。該至少一個LED在輸出端和分別提供電源電壓和參考電位的第一電源端或第二電源端之間串聯耦接至電感器。根據本發明的一個示例，該方法包括:測量流過至少一個LED的負載電流，由此產生表示負載電流的負載電流信號；根據驅動信號交替地將電源電壓或者參考電位施加至輸出端，將負載電流信號與參考信號相比較并且根據該比較產生驅動信號；從負載電流信號確定平均負載電流信號；產生具有斷開電平、導通電平和占空比的通/斷調制輸入信號；根據平均負載電流信號和參考值調整輸入信號的導通電平并且提供調整的信號作為參考信號。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0012]參照以下附圖和描述將能更好地理解本發明。附圖中的部件無須按比例繪制，而是在于強調對本發明的基本原理的示出。此外，在附圖中，相同的參考標號表示對應的部件。在附圖中:
[0013]圖1示出了降壓拓撲中的LED驅動電路；
[0014]圖2示出了圖1的電路中的電流特性；
[0015]圖3示出了降壓配置中的LED電流控制電路；
[0016]圖4示出了圖3的電路中的LED電流特性和開關的開關狀態；
[0017]圖5a、圖5b和圖5c示出了 LED驅動電路的三個不同的示例。
[0018]圖6示出了具有改進的上電屬性的另一示例性LED驅動電路；
[0019]圖7示出了類似于圖6的示例的另一示例性LED驅動電路；
[0020]圖8更詳細地示出了圖5c的LED驅動電路；
[0021]圖9示出了可用于在本文中描述的LED驅動電路中的控制器的一個示例；
[0022]圖10通過相關信號的時序圖示出了圖8的示例的功能；以及
[0023]圖11示出了用于在本文中描述的示例中的調制器的一個示例性實施方式。
【具體實施方式】
[0024]在下列具體描述中，將參照構成本說明的一部分的附圖，其中通過示出如何實施本發明的具體實例來示出。鑒于此，參照所描述的附圖的定向使用諸如“頂部”、“底部”、“正面”、“背面”、“前”、“后”等的方向性術語。由于示例性實施方式的組件能夠定位在多個不同的方向上，故方向性術語用于示出的目的而并非限制。應當理解的是，在不偏離本發明的范圍內，可以采用其他的示例并且做出結構上或者邏輯上的改變。因此，下列詳細的描述并不具有限制性意義，并且由所附權利要求限定本發明的范圍。應當理解的是，除非明確表示并非如此，否則，在本文中描述的各種示例性實施方式的特性可以相互組合。
[0025]圖1示出了包括降壓轉換器(buck converter)的LED驅動器。在該驅動電路中，開關Si耦接在提供電壓VIN的第一電源端與電感器U的第一端之間。二極管Di耦接在開關Si和電感器Q的共用電路節點與提供參考電位GND的第二電源端之間。二極管Di的正極從而連接至第二電源端。輸出電容器Q耦接在電感器U的第二端和提供參考電位GND第二電源端之間。作為LED或者幾個LED的串聯電路(也稱為“LED鏈”)的負載并聯地耦接至電容器Q。
[0026]降壓轉換器是將高電源電壓VIN轉換成低輸出電壓的電壓調節器。這可通過快速地切換電源電壓和接地之間的電感器/電容器(LC)網絡，從而使得交替地將電源電壓VIN或者參考電位(接地)GND施加至LC網絡來實現。當開關Si閉合時，電感器U連接至輸入電壓VIN，LC電路處于其“充電狀態”，并且增大的電感電流L從第一電源端(施加了輸入電壓VIN)通過電感器U傳輸至由輸出電容器Q和LED構成的并聯電路。
[0027]當充電電流込經過電感器U流至LED時，充電電流込的部分能量作為磁場存儲在電感器U中。當開關Si被(重新)斷開時，電路進入其“放電狀態”并且電感器U的磁場衰減，盡管電流繼續流向LED。當電感電流L下降至零時，開關Si再次閉合并且充電/放電循環重新開始。該切換循環的結果是電感電流k在整個循環的過程中傾斜上升和下降，如圖2所示。
[0028]LC網絡中的電容器(^用來將電感電流L平滑為流向LED的DC電流。當電感電流IL大于負載電流時，由電感電流込提供負載電流并且任何剩余電流Ic均流入電容器(^從而對其充電。在圖2中，這在示出隨著時間變化的電容器電流I。的時序圖中作為階段B示出。當電感電流IJ拳到負載電流所需的以下時，通過電容器Q的電流1。反向并且電容器電流Ic增補電感電流L以彌補電感電流L和所需負載電流之間的差值。在圖2中，這在示出電容電流I。的時序圖中作為階段A示出。
[0029]反饋電路通常被實施以調節由開關轉換器提供給負載的輸出電流(即，負載電流iLED)o這樣的反饋電路對負載電流進行監測并且將其與穩定基準相比較。基于該比較的結果，電路調整切換操作的占空比以補償任何偏差。反饋電路補償由組件或者時序容差產生的負載電壓的任何變化，并且其調整占空比以補償輸入電壓VIN的變化，從而將負載電流保持在其期望電平。
[0030]一種切換電源設計概念為在連續和不連續的電感電流L之間進行區分的構思。在通常被稱為“不連續電流模式”(簡稱:DCM)的一個操作模式中，如上所述，電感電流k在每個放電周期結束時下降至零并且在有限的時間段內保持為零。然而，在通常被稱為“連續電流模式”(簡稱:CCM)的另一操作模式中，電感電流k不下降至零。而是，電感器U在整個開關周期保持為DC電流分量。
[0031]所得的電感電流L其波形既有AC分量又有DC分量。DC分量等于切換循環期間的平均電流LAve并且由參考電壓VDKIVE確定。AC分量為疊加在DC分量IAve上的三角形波形并且由驅動器電路(即，開關轉換器)的切換引起。CCM操作的優勢在于電感電流L連續地流向輸出，從而降低對電容器Q的充電存儲的要求。
[0032]圖3示出的驅動電路利用了以CCM操作的開關轉換器中的電感電流込的DC分量IAve。開關晶體管?\、電感器L2、LED (其也可被視為表示LED鏈)以及電流測量電阻器R2 (分流電阻器)串聯地耦接在提 供電源電位VBATT的第一電源端與提供參考電位GND(例如，接地)的第二電源端之間。晶體管?\的負載電流通路(例如，在M0SFET的情況下，漏源電流通路)耦接在電源電位VBATT的第一電源端與電感器L2之間。電感器L2耦接在晶體管?\的負載電流通路與LED之間。LED的正極耦接至電感L2。電流測量電阻器R2耦接在LED的負極與參考電位GND的第二電源端之間。
[0033]可以是肖特基二極管的二極管D2耦接在晶體管?\和電感器L2的共用電路節點與第二電源(GND)的之間。應注意的是，二極管仏操作為續流二極管并且可以用第二晶體管(例如，M0SFET)代替。在這種情況下，兩個晶體管可以形成晶體管半橋。電阻器札耦接在LED和電流測量電阻器R2的共用電路節點與比較器1的第一(非反向)輸入端之間。另一電容器C2耦接在比較器1和電阻器&的共用電路節點與第二電源端(GND)之間。比較器1的輸出耦接至晶體管?\的控制端(即，M0SFET情況下的柵極端)。在其第二(反相)輸入端子處，比較器1接收參考電壓vDKIVE。
[0034]當分析圖3的電路時，可以看出，電容器(:2和電阻器札形成了 RC低通濾波器。該濾波器在其輸入處接收與電感電流k成比例的電壓信號k.r2 (即，電流測量電阻器r2兩端的壓降)，并且提供作為輸出信號的電壓￥_，該電&VAve表示平均電感電流iAve。因此比較器1實質上是將表示平均電感電流的信號與對應的參考信號相比較。比較器1具有滯后作用。即，比較器1在平均電感電流上升至高于第一閥值時觸發晶體管1\斷開，并且在平均電感電流下降至低于小于第一閥值的第二閥值時觸發晶體管?\導通。在這點上，比較器1作為繼電器式控制器(bang-bang controller)(通斷控制器)。
[0035]除反饋電路(包括電阻器&、電容器C2、比較器1)和電流測量電阻器R2之外，圖3的電路與之前圖1中示出的示例基本相同。然而，在圖3的示例中不需要輸出電容器q(見圖1)。圖3中示出的降壓轉換器電路因此與圖1的降壓轉換器具有相似的充電/放電循環。通過導通晶體管?\來啟動切換循環(switching cycle)的充電狀態。這就致使從電源端(VBATT)流過晶體管?\、電感器L2、LED和分流電阻器R2的電流增加。當電容器(:2兩端的電壓(其表示平均電感電流)超過供給至比較器1的參考電壓VDKIVE時，比較器1斷開晶體管1\，因此啟動電路的放電狀態。
[0036]在放電狀態下，電流流過續流二極管D2、電感器L2與電阻器R2。電感電流込傾斜下降直至電容器(:2兩端上的電壓(表示平均電感電流)下降至參考電壓vDKIVE以下。因而，晶體管?\再次導通并且開始下一個循環。流過LED和電感器的所得的電流是與充電/放電循環同步的小三角形AC “脈動”電流疊加的DC電平IAve。圖4示出了這種情況。在其平均值IAVG附近的電流Iu；D的AC分量對于所有已知的切換調節器(switching regulator)是共用的。對于包括LED變暗能力的電路，參考電壓VDKIVE可以是通/斷調制DC電壓。例如，可以使用脈寬調制和調制的參考電壓的占空比表示暗度電平值。例如，50%的占空比降低最大亮度的一半的亮度，最大亮度對應于100%的占空比。
[0037]圖4示出了流過LED的負載電流(其等于電感電流)以及所得的晶體管?\的切換狀態。盡管設置了調節平均負載電流IAve的反饋電路，對于不同的電源電壓VBATT和不同的電感器L2的電感以及不同的LED正向電壓，該負載電流仍不同。這主要是延遲的結果，該延遲是在比較器輸出信號與晶體管?\的實際切換操作的轉變之間(例如，從低電平至高電平，反之亦然)時間的流逝。在這個延時期間，發生電感電流的瞬時溢出。即，電感電流的AC分量的峰值 電平高于延遲為零時的其原本值。施加至電感器的電壓越高，給定的延時時間的溢出就越高。類似地，感應系數越低，給定的延時的溢出就越高。因為用于激活和禁用晶體管?\的延時時間并不相等，對于電感電流的峰值越高，溢出則越高，結果，電感電流的平均值對于不同的電感器值以及不同的電源電壓％趴是不同的。變化的平均電感電流可以被感知為LED的變化亮度。即，LED的亮度以不期望的方式取決于電源電壓。圖3的LED驅動電路的反饋電路不能補償這種效果，并且因此，電源電壓VBATT的變化承擔對應的亮度變化。同樣當LED調光被激活時(通過施加調制的參考電壓，見圖3)，在參考電壓的導通期間出現了相同的問題。
[0038]圖5示出了能夠補償上述不期望的效果的一些示例性電路。圖5a示出了保持LED電流的平均值IAve恒定或者至少顯著地降低由電源電壓VBATT的變化產生的亮度變化的第一示例性電路。在本示例的上下文中，“平均值”被視為出現在(調制)參考信號SKEF的導通期間的短期平均值。即，LED電流的短期平均IAve是在參考信號的導通期間流過LED的平均電流，而根據參考信號的占空比，可顯著地降低LED電流的長期平均值。
[0039]圖5a的電路類似于圖3的電路。然而，半導體開關6是低端開關(low-sideswitch),而在圖3的示例中晶體管?\是高端開關(high-side switch)。在本示例中，低端開關6串聯地連接至電感器L2和LED (表示單個LED或者包括任何適當數量的LED的LED鏈)。開關6、LED以及電感器L2的串聯電路耦接在提供電源電壓VBATT (例如，車用電池的電池電壓)的第一電源端與處于參考電位GND (例如，接地)的第二電源端之間。電感器L2和LED的順序可互換。電流測量電路3可以耦接至串聯電路(由開關6、LED以及電感器L2組成)，從而使得電流測量電路可以測量供給至LED的負載電流i_。在本配置中，負載電流與電感電流k相等。電流測量電路3產生表示負載電流k的負載電流信號Si。在本領域中，許多合適的電流測量電路是已知的并且隨后參照圖5c說明一個示例性的電流測量電路。通過將合適的驅動信號SOTT施加到開關6的相應控制信號以導通和斷開半導體開關6。如果MOSFET被用作半導體開關，驅動信號SQUT可以是足以激活(導通)或者禁用(斷開)開關6的柵極電流或者柵極電壓。
[0040]由比較器2產生驅動信號(類似于圖3的示例)，其中，負載電流信號和參考信號SEEF被提供給比較器2，參考信號SKEF是根據期望的暗度電平SDIM由調制器9產生的通/斷調制信號。比較器2具有滯后作用，并且當SKEF-Stt的差值超過第一閾值時產生高電平的輸出信號SOTT(用于激活開關6)。類似地，當SKEF-&的差值下降至第二閾值以下時，該比較器2產生低電平輸出信號STOT (用于禁用開關6)。兩個閾值通常在大小上是相等的，但是具有相反的符號。在理想的情況下(沒有上述任何傳播延遲)，實際負載電流在平均導通電流Iavg附近變化，該平均導通電流1_對應于當參考信號非零(即，在參考信號的導通期間)時的參考信號SKEF。疊加的AC分量(也稱為:“脈動電流”)具有基本上三角波形以及取決于比較器2的滯后作用的峰-峰振幅。如上所述，驅動信號STOT的轉換與開關6的對應的切換操作之間的延遲會導致系統錯誤，從而產生實際平均負載電流IAve=IKEF+AI的正偏差ΛΙ，其中，IKEF是對應于參考信號SKEF的“理想”平均負載電流，而偏差ΛΙ取決于電源電壓VBATT。通常，比較器2是第一反饋電路CU的一部分，其中，比較器2實質上實施了通斷控制器(也稱為繼電器式控制器)以調節負載電流k。參考信號是第一反饋電路CU的通斷控制器的參考輸入(設定點值)。
[0041]調制器9根據期望的暗度電平SDIM產生通/斷調制參考信號SKEF。例如，可以使用脈寬調制(PWM)。然而，脈沖頻率調制(PFM)和脈沖密度調制(PDM，也稱Σ -Δ為調制)、隨機通/斷調制以及其他調制方案也適用。根據期望的暗度電平SDIM (其可以是諸如數字數或者模擬信號)，調制器9設定調制的占空比(通常以百分比表示)。在上下文中，例如，40%的占空比指參考信號平均60%的時間處于斷開電平(例如，在電壓信號的情況下為0V)而平均40%的時間處于導通電平(峰值電平，例如，5V)，其中，導通期間和斷開期間是交替的。開關6在參考信號SKEF的每個斷開期間是斷開的，而開關6在參考信號的整個導通期間根據比較器輸出信號(驅動信號STOT)交替地導通和斷開。因此，平均導通電流IAve對應于參考信號SKEF的導通電平。應當注意的是，參考信號SKEF的導通周期和斷開周期通常處于0.1至幾毫秒(例如，具有10000kHz或者更大的載波頻率的PWM)的范圍內，而在導通期間，開關6的切換操作具有處于幾微秒的范圍(例如，從100kHz至高達幾MHz的范圍的開關頻率)內的循環周期。
[0042]為補償上述延時的負面影響，已設置了第二反饋電路CL2(控制回路)。該第二反饋電路接收作為輸入信號的負載電流信號Si并且調整用于第一反饋電路CLi的(已調制的)參考信號SKEF的振幅(即，峰值電平)。根據由第二反饋電路CL2實施的控制法則，參考信號SEEF表示平均負載電流值IAve與預置恒定值之間的差值。隨后參照圖5C討論第二反饋電路的一個不例性實施方式。
[0043]第二反饋電路CL2的操作及其效果可歸納如下:在參考信號SKEF的導通期間，當負載電流的實際(短期)平均IAve響應于電源電壓VBATT的變化而變化時(由于上述延時的負面影響)，第二反饋回路(^2通過調整用于第一反饋電路的調制參考信號SKEF (即，設置點值)的導通電平(峰值電平)來抵消平均負載電流IAve的該變化。當平均負載電流響應于漸增的電源電壓VBATT而開始增加時，第二反饋電路CL2降低供給至第一反饋電路CU的參考信號SKEF (即，設置點值)的接通電平，從而補償升高的電源電壓％趴的影響。出于相同的原因，對于不同的電感器L2的電感值以及不同的LED正向電壓，LED的亮度不是恒定的。
[0044]圖5b的示例與圖5a中描述的電路幾乎相同。唯一的差別在于功率半導體開關6是高側開關而不是低側開關(如圖5a所示)。在這種情況下，可以在低側完成電流測量。續流二極管D3耦接在電感器L2和開關6的共用電路節點與參考電位GND (并不耦接至如圖5a中的電源電位VBATT)的之間。圖5b的LED驅動電路的操作與圖5a的LED驅動電路的操作相同。
[0045]圖5c基本示出了于圖5a所示的相同的LED驅動電路。然而，更詳細地示出了第二反饋電路(^2和電流測量電路3。類似于之前的示例，低側開關6串聯連接至電感器匕和LED，該LED可以由LED鏈代替。開關6、LED以及電感器L2的串聯電路耦接在第一電源端(電源電壓VBATT)和第二電源端(例如，接地GND)之間。電感器L2與LED的順序可互換。電流測量電路3包括串聯地耦接至LED的分流 電阻器R3，從而使得負載電流同樣經過分流電阻器并且分流電阻器R3上的壓降R3.Ι.與負載電流U (或者電感電流IfU)是成比例的。分流電阻器R3上的壓降R3.Ι_可以被供給至放大器ΑΜΡ，該放大器AMP放大所述壓降并且產生表示負載電流k的相應的負載電流信號Sw放大器AMP可以是諸如簡單的差分放大器、運算放大器、跨導放大器或者任何其他合適的放大電路。電流信號Si可以是電壓信號，可選地，是取決于實際實施的電流信號。通過將適當的驅動信號SOTT施加到開關6的相應控制信號(例如，當使用MOSFET作為功率半導體開關時的柵極信號)上而導通和斷開半導體開關6。
[0046]第一反饋電路接收作為輸入信號的負載電流信號以及調制參考信號SKEF，調制參考信號的導通電平(即，峰值電平或者振幅)可以被視為用于由上述比較器2實施的通斷控制器的設置點值。比較器2接收參考信號SKEF和負載電流信號并且產生用于驅動功率半導體開關6的輸出信號SQUT，如參照圖5a所說明的。第一反饋電路CU的操作與圖5a的示例中的完全相同，因此在這里不再重復。負載電流的波形與開關6的切換操作對應于參考信號SKEF導通時(即，整個導通期間)圖4示出的時序圖。
[0047]為了在電源電壓VBAn (或者LED的取決溫度的正向電壓)變化的同時將負載電流ILED的實際的(短期的)平均iAve維持在恒定的電平，第二反饋電路cl2調節參考信號SKEF的導通電平從而調節用于第一反饋電路CLi的設置點值。如上所述，由第二反饋電路CL2實施的控制法則確保了根據平均負載電流值IAve和預置恒定值(例如，穩定電壓VSTAB)之間的差值調整參考信號SKEF的導通電平。為此，第二反饋電路CL2包括濾波器4電路，該濾波器4電路接收作為輸入信號的負載電流信號并且提供作為輸出信號的可以被視為表示(例如，移動)平均負載電流IAve的信號的濾波信號VAve。例如，濾波器可以是由電阻器和電容器構成的無源RC濾波器。可選地，可以使用任何合適的模擬數字轉換器來數字化負載電流信號Stt。在這種情況下，濾波器4可以被實施為使用數字處理器和合適的軟件的數字濾波器。使用合適的可編程的信號處理器，不僅可數字化地實施濾波器4，還可以數字化地實施整個第二反饋電路CL2 (甚至第一反饋電路CLi的部分)。在這種情況下，此處被稱為電路的實體可被視為軟件實施的功能單元。
[0048]將濾波器輸出信號VAve (表示平均負載電流IAve)以及穩定的參考值(例如，穩定的參考電壓或者數字實施方式的寄存值)供給至調節器5。在簡單的示例中，調節器5可以是P控制器。然而，調節器5還可以是PI控制器、PID控制器或者PT1控制器等。通常，控制器5可被配置為最小化或者至少降低平均負載電流(由信號VAve表示)與參考值VSTAB之間的任何偏移量VSTAB-VAve。具有諸如PI控制器的I部件的調節器可實現零偏移量的穩定狀態控制。
[0049]調節器5可包括運算放大器51。根據使用的調節器5的類型(P、P1、PIC、PTI等)，需要不同的組件來設置調節器5。例如，在PT1控制器的情況下，運算放大器51在其反相輸入端接收參考值VSTAB。第一電阻器Rn與第二電阻器R12和電容器C4的并聯電路串聯耦接在運算放大器51的反相輸入端與輸出端之間。圖9示出了這樣的調節器5的示例。在一些示例性實施方式中，使用PT1控制器是有利的。然而，在其他實例中，可以使用其他類型的控制器5。在這種情況下，需要在不同配置的其他組件來實施相應的控制器類型。
[0050]可以在調節器5內放大和改變偏移量VSTAB-VAve，并且調節器輸出信號可直接提供給調制器電路9。調制器電路9可包括電平調整電路7，所述電平調整電路7接收調節器輸出信號以及預定振幅的通/斷調制信號并且根據調節器輸出信號將所述調制信號進行電平調整。將電平調整的調制信號作為參考信號SKEF提供給第一反饋電路CLlt)電路7可被配置為改變參考信號SKEF的振幅(導通電平)，其為用于第一反饋電路％ (即，在參考信號SKEF的導通期間的開關控制器2)的設置點值。電路7可簡單地執行一種電平移位。后面將討論電路7的示例。
[0051]圖6示出了用于獨立于電源電壓VBATJf平均負載電流1_保持在期望電平的的另一示例性電路。該電路總體上對應于圖5a和圖5c示出的電路。然而，更為詳細地示出了濾波器4(平均電路)。濾波器4例如可包括由電阻器R5和電容器C3構成的無源一階RC低通濾波器，其他濾波器類型(例如，高階濾波器，數字濾波器)同樣也適用。
[0052]為避免在動(在對電路上電之后)過程中的不期望的瞬態效應，可以使用初始化電路8將濾波器4的濾波器輸出設定為處于或者接近于由穩定參考值VSTAB給定的期望值的初始值。在圖6的示例中實施的簡單的(因而非常合算并且適用于低成本應用程序)實施方式中，初始化電路8在LED驅動電路上電之后立即快速地對連接至濾波器輸出的電容器C3進行預充電。這可通過經由半導體開關T2臨時將穩定參考電壓VSTAB連接至電容器來實現。開關T2在預定(例如，固定的)時間段內閉合。使用定時器電路81可控制開關的閉合和重新打開，例如，定時器電路81可以是響應于上電信號產生預定長度的脈沖的定時器電路(例如，單穩態觸發器)。
[0053]在圖6描述的示例中，半導體開關Τ2 (例如，MOSFET或者BJT)的第一端經由另一電阻器R6(可選的)連接至電阻器&與電容器(:3之間的共用電路節點。半導體開關T2的第二端耦接至提供穩定電壓值VSTAB的電壓源。然而，還可以使用任何其他的電壓值作為初始值，例如，VSTAB的90%。開關T2的控制輸入(在MOSFET的情況下，為柵極；在BJT的情況下，為基極端)連接至上述定時器電路81。如果定時器單元被實施為單穩態觸發器，則其將與預定的電壓保持在電容器C3處一定的時間，從而將濾波器輸出初始化至期望的初始值。例如，時間延遲單元81由上電復位信號觸發。一旦系統上電，該上電復位信號就是可用的。
[0054]圖7示出的示例非常類似于之前圖6的示例。不同之處僅在于，定時器電路81的實施。在本不例中，定時器電路81還響應于驅動信號SoUT該驅動信號SoUT觸發功率半導體開關6激活和禁用。在本示例中，定時器電路響應于功率半導體開關6的導通觸發重新初始化(例如，通過激活開關1~2固定的時間段)，但只有當開關6在已斷開預定的時間。S卩，在參考信號SREF的導通期間開關6的“正常”切換操作過程中不會觸發重新初始化，而僅在開關6通過其斷開的斷開時間段結束時觸發重新初始化。即，當功率半導體開關6的切換操作臨時中斷(例如，出于調光目的)預定的最短時間時，當開關6的正常切換操作恢復時觸發了重新初始化。
[0055]圖6與圖7中描述的LED驅動電路被配置將濾波器4的電容器C3上的電壓，從而濾波器輸出信號VAve的值鉗制為對應于穩定參考值VSTAB的值。通常，對于電路驅動LED來說這樣的功能不是必須的，然而，在電路啟動和調光操作過程中是有用的，在這期間根據預定的調制方案(例如，脈寬調制、Σ -Δ調制等)將負載電流重復地導通和斷開。
[0056]圖8的示例示出了類似于圖5c的電路的LED驅動器電路。然而，本示例另外包括對使用在調制器9中的示例性電平調整電路的更詳細的說明。
[0057]如在之前的示例中，濾波器4可以是包括電阻器R5和電容器C3的無源RC濾波器。調節器5可包括運算放大器51 (例如，見圖5c)。
[0058]在本示例中，電平調整電路7的操作類似于電平移位器。其包括晶體管T3。晶體管Τ3耦接至調節器5的輸出端。晶體管Τ3的負載電流路徑連接在參考電位GND與電阻器R9之間。另一電阻器R1(l耦接在電阻器R9與正電位％的端子之間。供給至第一反饋電路的參考信號SKEF在兩個電阻器R9和R1(1之間的共用電路節點處被抽頭。正如已經提及的，電平調整電路7根據預定的特性曲線，將由調節器5產生的參考信號SKEF’(S卩，控制信號)進行電平移位，在本示例中，預定的特性曲線取決于晶體管T3與電阻器R1(l和電阻器R9的特性。本示例中示出的電平調整電路7可以被視為可控分壓器，該可控制分壓器將輸入電壓Vs(其由本示例中的通/斷調制器91提供)劃分成部分電壓\.(R9+RQN)/(R9+R1Q+RQN)，其中，Ron是晶體管T3的導通電阻，并且因此參考電壓SKEF’的函數由調節器5提供并且被提供給晶體管的控制端(即，在MOSFET的情況下，為柵極端)。分壓器的中間抽頭提供“電平調整”參考信號SKEF的電平調整電路7的輸出電路節點，這是由調節器5提供的控制信號SKEF’(即，一對一對應)的雙射函數。該函數取決于特性曲線和電阻器R9與R1(l的電阻值。
[0059]通常，由電路7提供的函數根據特性曲線調整由調節器7提供的控制信號SKEF’的電平。圖10中示出的可控分壓器被視為一個簡單的示例。本領域技術人員使用差分電路(例如，放大器電路等)將會毫無困難地實現相同的或者類似的功能。在數字實施方式中，特性曲線可以由存儲在存儲器中的參數或者由查詢表的插值法來限定。然而，對于低成本的應用，數字解決方案會過于復雜且昂貴。
[0060]根據期望的占空比(通常以百分比表示)通過通/斷調制供給至電平調整電路7的輸入電壓Vs可容易地實施調光能力。例如，30%的占空比需要參考信號SKEF平均斷開(例如，在接地電位處，0V) 70%的時間。為此，已提供了用來為電平調整電路生成輸入信號\的調制器8。任何類的調制均適用，諸如脈寬調制、脈沖頻率調制、Σ -Δ調制(也稱為脈沖密度調制)、各種隨機調制方案等。應注意的是，可以不同于圖7示出的示例的方式來實現對參考信號SKEF的調制。本領域技術人員使用不同的電路將毫無困難地實現相同的或者類似功能。例如，可以使用根據輸入信號vs恒定的調制信號(例如，由調制器8提供)被激活與禁用的開關將接收參考信號SKEF的比較器輸入連接至接地電位。
[0061]應當注意的是，圖7的示例中示出的濾波器初始化可以有效地應用于本示例。與功率半導體開關6的切換頻率(例如，在幾百千赫范圍內)相比較，調制器9的調制頻率通常更小(例如，低于10千赫)。即，當調光被激活時，斷開時間段會比較長，因而，由濾波器4提供的平均負載電流信號￥_下降。然而，由濾波器提供的所關注的值為在負載電流的導通階段期間的平均負載電流。為了避免瞬態效應，諸如在電路的電源導通階段過程中看到的，濾波器輸出每次在開關6在被斷開“長的”時間段()之后被切換為導通時被初始為接近于期望的平均負載電流信號電平VAve的值，每次開關6在斷開“更長的”時期之后接通(即，當參考信號SKEF沒有被調制器9消除(blank)時，長于在“正常”切換操作期間的斷開時間)。為此，初始化單元81 (見圖7)忽略出現在驅動信號SQUT中的上升沿，除非其已經低了一段給定的最小斷開時間。該最短斷開時間可以被選擇為適合濾波器4的時間常數。[0062]圖10示出了示例性的50%占空比的(通/斷調制器91)的調制器輸出信號的波形，對應的負載電流信號Sp平均負載電流信號VAve以及提供給第一反饋電路CU的所得的參考信號VKEF。如上所述，開關調制器91產生通/斷調制信號，所述通/斷調制信號在本示例中為0V或者2.5V并且具有取決于提供給調制器作為輸入信號的暗度電平SDIM的占空比。在圖10的頂部圖中示出了相應的波形。第二圖示出了由電流測量電路3提供并且供給至平均電路4 (濾波器4，也可參見圖7)的對應的負載電流信號Sa。可以看到在調制器輸出信號\的導通階段期間，功率開關6的高頻切換操作(在本示例中約為400KHz開關頻率)。第三定時圖示出了所得的平均負載電流信號￥_，所述平均負載電流信號VAve可以在包括上述初始化能力的濾波器電路4的濾波器輸出處觀察。在調制器輸出\的斷開階段期間，濾波器輸出信號被鉗制成接近于期望的平均值的一個值。該鉗制極大地降低了濾波器電路4的穩定時間(停留時間，settle time)。圖10的底部圖示出了所得的參考信號VKEF。如上所述，參考信號VKEF的導通電平由第二反饋電路CL2調節。
[0063]圖11示出了脈寬調制發生器，其可結合上述示例用作通/斷調制器9或91。在已知的LED驅動器中，可以改變供給至比較器2的參考電壓(例如，見圖5a)以使LED電流減弱。然而，這個方法通常不精確并且取決于溫度。
[0064]圖11示出的PWM調制器電路包括鋸齒波發生器&和比較器C0MP2。該鋸齒波發生器ST包括第一電流鏡CM1、第二電流鏡CM2以及比較器COMPi。電容器C5耦接在比較器COMPi的非反相輸入端與輸出端之間。此外，電容器仏耦接至第一電流鏡CMi，從而使得以恒定電流^對電容器充電，該恒定電流^與電流鏡恒定輸入電流i。是成比例(在本示例中，i^io/ΙΟ)的。晶體管T4耦接在比較器COMPi的非反相比較器輸入與參考電位GND的端子之間。晶體管！\的控制端(例如，柵極)耦接至比較器COMPJ^輸出。因此，電容器仏在比較器輸出切換至高電平時經由晶體管T4放電。
[0065]電阻器R13耦接在第二電流鏡CM2與參考電位GND的端子之間。比較器COMPi的反相輸入端連接至電流鏡cm2與電阻器r13的共用電路節點。另一電阻器r14與另一晶體管τ5的串聯電路與電阻器R13并聯耦接。晶體管τ5根據比較器COMPi的比較器輸出信號而導通和斷開。在晶體管!^被斷開時，由第二電流鏡CM2提供的恒定電流i2 (在本示例中?.3)流過電阻器r13，從而在電阻器r13上產生壓降v2=i2.r13。因此，當電容器上的(線性上升)電壓Vi達到閥值電壓V2時，比較器COMPi從低電平切換至高電平。比較器COMPi的非反相輸入端提供對應于電容器c5上的電壓Vi的鋸齒波發生器的輸出信號(鋸齒波信號)。
[0066]外部提供的模擬電壓通過該第二比較器C0MP2變換成對應的PWM-信號\。恒定電流L通過第一電流鏡CMi變換成電流h。例如，其可以是高端pMOS電流鏡。例如，參考電流io可以是ΙΟμΑ。如果使用1:10的電流鏡，h的電流值約為1 μ Α。第二電流鏡0112產生第二電流i2。例如，第二電流鏡0112產生比恒定電流1(|高三倍的電流12(12=30^)。然后，這個電流i2流過電阻器R13從而在電阻器上產生電壓V2。
[0067]當比較器COMPi的比較器輸出低時，晶體管^兩者均不導通(斷開)。電容(:5在這個期間內由電流h充電。當電容C5兩端的電壓％超過電壓\時，比較器COMPi變為激活并且將兩個晶體管Τ4、Τ5切換為導通。因為晶體管Τ5連接電阻R14并與電阻R13并聯，晶體管T4將電容C5突然放電至V2 (V2=i2.R13.R14.(R13+R14))的值。因為電容C5不得不經由晶體管1\放電，故電壓^比電壓Vi下降的更快。斷開時間可以由晶體管1\的長寬比限定。
[0068]當電容器電壓％下降至電壓V2以下時，比較器COMPi的輸出信號返回至低電平并且晶體管T4、Τ5再次變成非導電。結果，在比較器COMPi的反相輸入端再次提供電壓V2=i2.r13，并且電容c5再次開始充電。
[0069]在這個電路內，通過電阻器R13可以設定上限閥值并且通過電阻器R14 (并聯耦接至電阻器r13)設定下限閥值。
[0070]另一比較器C0MP2在第一輸入端接收鋸齒波發生器ST的輸出電壓并且將其與供給至第二輸入端的參考電壓VDIM相比較。當鋸齒形電壓達到參考電壓VDIM時，比較器輸出切換。PWM信號的占空比與參考電壓VDIM是成比例的。
[0071]盡管已經詳細地描述了示例性實施方式及其優點，然而，應當理解的是，在不脫離由所附權利要求限定的本發明的精神`與范圍內，可以做出各種改變、替換和變形。注意上述變形與申請的范圍，應當理解的是，本發明并既不受上述描述限制也不受附圖限制。而是，本發明僅受以下權利要求及其法定等同物的限制。
[0072]為了便于描述以說明一個元件相對于第二元件的定位，使用了諸如“在…下方”、“在…之下”、“下部”、“在…之上”、“上部”等空間相對術語。這些術語意在包含除不同于附圖中描述的這些定位之外的裝置的不同的定位。此外，術語諸如“第一”、“第二”等也用于描述各種元件、區域、部分等而并不旨在限制。相同的術語在整個描述中指代相同的元件。
[0073]如本文中使用的，術語“具有”、“含有(containing)”^包括(including)”和“包含(comprising)”等是表示所述元件或者特性的存在的開放性術語,但是并不排除另外的元件或者特性。單數形式“一個(a)”、“一個(an)”和“所述(the)”意在還包括復數形式，除非上下文清楚地表示并非如此。
【權利要求】
1.一種用于驅動發光二極管的電路，所述電路包括:響應于驅動信號的第一半導體開關和續流裝置，耦接在提供電源電壓的第一電源端與提供參考電位的第二電源端之間；LED和電感器，串聯耦接在所述第一半導體開關和所述續流裝置的共用電路節點與所述第一電源端或者所述第二電源端之間；電流測量電路，耦接至所述LED并被配置為提供表示流過所述LED的負載電流的負載電流信號；第一反饋電路，包括通斷控制器，所述通斷控制器被配置為接收所述負載電流信號和參考信號，以將所述負載電流信號與所述參考信號相比較，從而根據所述比較產生所述驅動信號；調制器，被配置為提供作為參考信號的具有期望的占空比和振幅的調制信號；以及第二反饋電路，被配置為接收所述負載電流信號以確定平均負載電流信號，并根據所述平均負載電流信號與參考值之間的差值調整調制的參考信號的振幅。
2.根據權利要求1所述的電路，其中，所述第二反饋電路包括:濾波器，被耦接為接收所述負載電流信號并提供表示所述平均負載電流的濾波信號；以及調節器，被配置為接收所述濾波信號和作為設置點值的所述參考值，以根據預定的控制法則基于所述參考值與所述濾波信號之間的差值確定控制信號，并根據所述控制信號調整所調制的參考信號的所述振幅。
3.根據權利要求2所述的電路，其中，所述調制器包括電平調整電路，所述電平調整電路被配置為從所述調節器接收所述控制信號，以根據所述控制信號將通/斷調制輸入信號進行電平調整，從而提供所述參考信號。
4.根據權利要求3所述的電路，其中，所述電平調整電路包括放大器。
5.根據權利要求3所述的電路，其中，所述電平調整電路包括具有可控分壓比的分壓器，所述分壓器被配置為接收通/斷調制輸入電壓并將所述輸入電壓的一部分作為參考信號提供給所述第一反饋電路，所述可控分壓比響應于由所述調節器提供的所述控制信號。
6.根據權利要求3所述的電路，其中，所述輸入信號在零電平和對應于所述信號振幅的峰值電平之間被調制，其中，所述調制為下列中的一種:脈寬調制、脈沖頻率調制、Σ -Λ調制或者隨機通/斷調制。
7.根據權利要求3所述的電路，其中，所述調制器被耦接為提供有暗度電平并提供作為所述電平調整電路的輸入信號的調制信號，所述調制信號具有零電平或根據對應于所述暗度電平的占空比的預定峰值電平。
8.根據權利要求2所述的電路，其中，所述第二反饋電路進一步包括初始化電路，所述初始化電路被配置為響應于以下事件中的至少一個將所述濾波器的輸出初始化為處于或者接近于所述參考值的初始值:所述電路的上電；在所述第一半導體開關被禁用預定的最小時間后激活所述第一半導體開關；或者從所調制的參考信號的斷開期間轉變到導通期間。
9.根據權利要求8所述的電路，其中，所述初始化電路包括定時電路和耦接至所述濾波器的另一個開關；以及其中，所述開關在由定時單元激活了預定的時間段時將所述濾波器的輸出連接至具有處于或者接近于所述參考值的電壓電平的初始電壓，從而將所述濾波信號初始化為所述電壓電平。
10.一種用于驅動LED的LED驅動器，所述LED在驅動器輸出端與第一電源端或者第二電源端之間與電感器串聯耦接，所述第一電源端承載電源電壓且所述第二電源端承載參考電位，所述LED驅動器包括:第一半導體開關和續流裝置，耦接在所述第一電源端與所述第二電源端之間，所述第一半導體開關響應于驅動信號，且所述第一半導體開關與所述續流裝置之間的共用電路節點被連接至所述輸出端；電流測量電路，耦接至所述LED，所述電流測量電路被配置為提供表示流過所述LED的負載電流的負載電流信號；調制器，被配置為提供作為參考信號的具有期望的占空比和振幅的調制信號；第一反饋電路，包括通斷控制器，所述通斷控制器被配置為接收負載電流信號和所述參考信號，以將所述負載電流信號與所述參考信號相比較，從而根據所述比較產生所述驅動信號；第二反饋電路，包括濾波器和調節器，其中，所述濾波器被耦接為接收所述負載電流信號并且提供表示平均負載電流的濾波信號；以及其中，所述調節器被配置為接收所述濾波信號和作為設置點值的參考值，以根據預定的控制法則基于所述參考值與所述濾波信號之間的差值確定控制信號，并根據所述控制信號調整所述參考信號的所述振幅。
11.一種用于驅動LED的方法，所述LED在輸出端與第一電源端或者第二電源端之間串聯耦接至電感器，所述第一電源端承載電源電壓且所述第二電源端承載參考電位，所述方法包括:測量流過所述LED的負載電流；產生表示所述負載電流的負載電流信號；根據驅動信號交替地將所述電源電壓或者所述參考電位施加至所述輸出端；將所述負載電流信號與參考信號相比較；根據所述比較產生所述驅動信號；從所述負載電流信號確定平均負載電流信號；產生具有斷開電平、導通電平和占空比的通/斷調制輸入信號；以及根據所述平均負載電流信號和參考值調節所述輸入信號的所述導通電平并提供所調節的信號作為參考信號。
12.根據權利要求 11所述的方法，其中，確定所述平均負載電流信號包括:對所述負載電流信號濾波；以及提供作為平均負載電流信號的濾波信號。
13.根據權利要求12所述的方法，其中，確定所述平均負載電流信號進一步包括響應于下列事件中的至少一個將所述濾波信號初始化為處于或者接近于所述參考值的信號值:上電信號的檢測、或者在所述參考電位已被施加至所述輸出端長于預定的最小時間之后所述電源電壓被施加到所述輸出端的檢測。
14.根據權利要求12所述的方法，其中，產生所述參考信號包括:確定所述濾波信號與所述參考值之間的差值；根據預定的控制法則基于所述差值產生控制信號；以及調整所述輸入信號的 電平以提供所述參考信號。
【文檔編號】H05B37/02GK103687186SQ201310403618
【公開日】2014年3月26日 申請日期:2013年9月6日 優先權日:2012年9月7日
【發明者】貝恩德·普夫老姆 申請人:英飛凌科技奧地利有限公司