專利名稱：線性恒流控制器的制作方法
技術領域：
本發明涉及線性恒流控制器電路，具體而言，涉及一種用于驅動恒流源負載的高效率線性恒流控制器，包含該控制器的芯片與驅動裝置，以及包含所述驅動裝置的照明燈具。
背景技術：
由于具有光效高、壽命長、無輻射與低功耗等特點，發光二極管(LED)在照明工業中的應用日益廣泛。作為一種恒流源負載，LED需要與恒壓源負載不同的控制器。目前，工
業界主要有兩大類驅動LED的控制器。一類是開關恒流控制器，主要特點在于需要電感和變壓器，在各種條件下效率一般都實現得較高，但同時成本也高。另一類是線性恒流控制器，它不需要電感和變壓器，雖然在某些條件下效率很難實現得高，但是成本相對較低。在申請人本人的中國專利申請CN102333405A(2012年I月25日公開)中，披露了一種新型的線性恒流控制器，其效率可實現得與開關恒流控制器的效率相當。參照圖1，圖I示出了該控制器的電路結構。其中，IIOV或220V交流電網電壓經整流橋180整流后，輸入電壓源VIN提供單向脈動的電網電壓，電流則分為三路，第一路經電阻205和電阻206分壓后給控制器200提供前饋信號；第二路經電阻103給電容204充電，電容204為控制器200提供電源供電；第三路經過LED負載190和電容185后，進入控制器200內部功率場效應管201的漏極，再從功率場效應管201的源極流出經檢測電阻202到參考地。控制器200主要包括電網電流控制電路220和誤差放大電路230，它們構成的控制環路實現對電網電流的精確控制。電網電流控制電路220基于VSD節點電壓信號和經放大的誤差信號ΕΑ0，控制在單向脈動電網電壓的取電流窗口內獲取電網電流。其中，VSD節點電壓來自電阻205和電阻206對輸入電壓源VIN的分壓，它起著前饋作用，使得控制環路對于電網電壓的波動能夠很快地響應。電網電流控制電路220決定了電網電流的三個參數，一是電流峰值；二是取電流的電網電壓窗口下限值VLED ;三是電網電壓窗口上限處的電網電流下降/上升的斜率。基于經電網電流控制電路220流出的電網電流的檢測信號CS，誤差放大電路230決定電網電流的平均電流，也就是LED負載190的平均電流，同時輸出經放大的誤差信號ΕΑ0。信號EAO送到電網電流控制電路220，以與VSD電壓一起決定電壓窗口上限值VLED+Λ V。如圖I所示，電網電流控制電路220包括減法器211、加法器212、快速放大器213以及功率場效應管201。其中，減法器211的一個輸入端接收來自VIN的分壓信號，另一輸入端接收經放大的誤差信號ΕΑ0，產生輸出信號SUB0，該輸出信號的電壓為兩個輸入信號的電壓差與系數K的乘積，其中K大于等于I ;加法器212的一個輸入端接收信號SUB0，另一輸入端接收電網電流的檢測信號CS,產生輸出信號ADDO ;快速放大器213的一個輸入端接收信號ADD0，另一輸入端接收參考電壓REFP，其輸出端連接功率場效應管201的柵極；功率場效應管201的漏極經LED負載190連接至VIN，其源極經檢測電阻202連接到參考地。
誤差放大電路230包括誤差放大器(EA) 214以及由電容215、電阻216組成的環路補償網絡。誤差放大器214的第一輸入端經環路補償電阻216接收電網電流的檢測信號CS，第二輸入端接收參考電壓REFA，它的輸出端產生信號ΕΑ0，連接到電網電流控制電路220中的減法器211。誤差放大器214和參考電壓REFA決定了 LED負載190的平均電流值。環路補償電容215，連接在誤差放大器第一輸入端與環路補償電阻216之間的節點和誤差放大器輸出端之間，該補償電容和上述補償 電阻216的作用是保持環路的穩定性，同時使得環路頻率帶寬遠小于VIN的頻率100Hz，以實現平均恒流。上述現有技術雖然有助于降低線性恒流控制器的成本、提高效率及可靠性，但不足之處在于，其制造成本仍然偏高。圖I中，高壓功率場效應管201位于控制器200的內部，由于超高壓集成電路制造工藝復雜，導致制造成本較高。而在現代微電子領域，制造成本幾乎決定了集成電路產品的成敗，所以追求低制造成本是微電子行業不變的主題。
發明內容
針對上述缺陷，本發明的目的在于，降低現有線性恒流控制器及相應驅動裝置的制造成本，并改善它們的應用靈活性與熱安全性。本發明的上述目的通過提供線性恒流控制器、芯片、驅動恒流源負載的裝置以及照明燈具而實現。根據本發明的第一方面，提供一種線性恒流控制器，所述控制器與一高壓功率管的源極相連，所述高壓功率管的漏極經恒流源負載連接至輸入電壓源，所述輸入電壓源提供對交流電網電壓整流的單向脈動電網電壓，第一電阻、第二電阻串聯連接在所述輸入電壓源與控制器的電源端之間，所述高壓功率管的柵極連接第一電阻、第二電阻之間的節點，所述控制器包括電網電流控制電路，基于一來自所述輸入電壓源的分壓信號和一經放大的誤差信號，控制在所述單向脈動電網電壓的取電流窗口內獲取電網電流；以及誤差放大電路，基于經所述電網電流控制電路流出的電網電流的檢測信號，確定所述電網電流的平均電流，以及產生所述經放大的誤差信號。在第一方面中，優選的是，所述電網電流控制電路包括減法器，其一輸入端接收來自所述輸入電壓源的分壓信號，另一輸入端接收所述經放大的誤差信號，產生第一輸出信號，所述第一輸出信號的電壓為所述兩個輸入信號的電壓差與系數K的乘積，其中K大于等于I;加法器，其一輸入端接收所述第一輸出信號，另一輸入端接收所述電網電流的檢測信號，產生第二輸出信號；快速放大器，其一輸入端接收所述第二輸出信號，另一輸入端接收第一參考信號；以及低壓MOS管，其柵極連接所述快速放大器的輸出端，其漏極連接所述高壓功率管的源極，其源極經一檢測電阻連接至參考地。優選的是，所述誤差放大電路包括誤差放大器以及由電阻和電容組成的環路補償網絡，其中，所述誤差放大器第一輸入端經環路補償電阻接收所述電網電流的檢測信號，第二輸入端接收第二參考信號，其輸出端產生所述經放大的誤差信號；環路補償電容，連接在所述誤差放大器第一輸入端與環路補償電阻之間的節點和所述誤差放大器輸出端之間。優選的是，所述控制器還包括過溫保護電路，其根據所述控制器的溫度處理所述電網電流的檢測信號，并將處理后的檢測信號提供給所述電網電流控制電路中的加法器以及誤差放大電路中的誤差放大器。
優選的是，所述過溫保護電路包括溫度傳感器、跨導運算放大器、二極管以及第三電阻，其中，所述跨導運算放大器的一輸入端接收所述溫度傳感器的輸出信號，其另一輸入端接收第三參考信號，其輸出端經所述二極管連接第三電阻的一端，第三電阻的另一端連接所述低壓MOS管的源極與檢測電阻之間的節點。根據第二方面，提供一種芯片，其特征在于，包括上述第一方面中所述的控制器。根據第三方面，提供一種驅動恒流源負載的裝置，包括線性恒流控制器、高壓功率管、第一電阻以及第二電阻，其中，所述控制器與高壓功率管的源極相連，所述高壓功率管的漏極經恒流源負載連接至輸入電壓源，所述輸入電壓源提供對交流電網電壓整流的單向脈動電網電壓，所述第一電阻、第二電阻串聯連接在所述輸入電壓源與控制器的電源端之間，所述高壓功率管的柵極連接第一電阻、第二電阻之間的節點，所述控制器包括電網電流控制電路，基于一來自所述輸入電壓源的分壓信號和一經放大的誤差信號，控制在所述單向脈動電網電壓的取電流窗口內獲取電網電流；以及誤差放大電路，基于經所述電網電流控制電路流出的電網電流的檢測信號，確定所述電網電流的平均電流，以及產生所述經 放大的誤差信號。在第三方面中，優選的是，所述電網電流控制電路包括減法器，其一輸入端接收來自所述輸入電壓源的分壓信號，另一輸入端接收所述經放大的誤差信號，產生第一輸出信號，所述第一輸出信號的電壓為所述兩個輸入信號的電壓差與系數K的乘積，其中K大于等于I;加法器，其一輸入端接收所述第一輸出信號，另一輸入端接收所述電網電流的檢測信號，產生第二輸出信號；快速放大器，其一輸入端接收所述第二輸出信號，另一輸入端接收第一參考信號；以及低壓MOS管，其柵極連接所述快速放大器的輸出端，其漏極連接所述高壓功率管的源極，其源極經一檢測電阻連接至參考地。優選的是，所述誤差放大電路包括誤差放大器以及由電阻和電容組成的環路補償網絡，其中，所述誤差放大器第一輸入端經環路補償電阻接收所述電網電流的檢測信號，第二輸入端接收第二參考信號，其輸出端產生所述經放大的誤差信號；環路補償電容，連接在所述誤差放大器第一輸入端與環路補償電阻之間的節點和所述誤差放大器輸出端之間。優選的是，所述控制器還包括過溫保護電路，其根據所述控制器的溫度處理所述電網電流的檢測信號，并將處理后的檢測信號提供給所述電網電流控制電路中的加法器以及誤差放大電路中的誤差放大器。優選的是，所述過溫保護電路包括溫度傳感器、跨導運算放大器、第一二極管以及第三電阻，其中，所述跨導運算放大器的一輸入端接收所述溫度傳感器的輸出信號，其另一輸入端接收第三參考信號，其輸出端經所述第一二極管連接第三電阻的一端，第三電阻的另一端連接所述低壓MOS管的源極與檢測電阻之間的節點。優選的是，在電氣性能允許的條件下，所述高壓功率管與控制器在電路板上盡可能靠近。優選的是，所述高壓功率管與控制器位于一個集成電路封裝內。優選的是，所述裝置還包括位于所述恒流源負載與高壓功率管之間的第二二極管，所述第二二極管的正極與恒流源負載連接，其負極與所述高壓功率管的漏極連接。優選的是，所述裝置還包括一位于所述控制器外部的電容，所述電容的一端連接至參考地，另一端連接至所述低壓MOS管的漏極與高壓功率管的源極之間的節點。
根據第四方面，提供一種照明燈具，其特征在于，包括上述第三方面中所述的裝置以及LED負載。本發明克服技術上實現的障礙，創新地將高壓功率管與控制器電路相分離，從而使得線性恒流控制器及相應驅動裝置的制造成本下降50%左右。而且，按照本發明，因可選用各種類型的功率管，明顯增強了線性恒流控制器與驅動裝置的應用靈活性。例如，可根據實際需要而選用各種電壓規格的功率管、各種電流規格的功率管，或者各種封裝形式的功率管。若交流電網電壓高，就選用耐壓高的功率管；若輸出電流大，就選擇輸出電流能力大的功率管。
為更好地理解本發明，下文以實施例結合附圖對本發明作進一步說明。附圖中
圖I為現有技術的線性恒流控制器的電路結構示意圖；圖2為本發明一實施例的線性恒流控制器的電路結構示意圖；圖3為本發明另一實施例的線性恒流控制器的電路結構示意圖；圖4示出了圖3中過溫保護電路的一種具體實現方式；圖5示出了過溫保護電路的工作原理。
具體實施例方式參照圖2，圖2為本發明一實施例的線性恒流控制器的電路結構示意圖，相同的附圖標記始終指示相同的元器件。與圖I所示現有線性恒流方案不同的是，圖I中控制器200內部的功率場效應管201被替換為兩個元件，外部的高壓(耐壓在400V以上)功率管201b和內部的低壓(耐壓在40V以下)MOS管201a，它們級聯在一起。相應地，在電阻103與電容204之間，圖2的電路中增設一電阻109，電阻103、電阻109串聯連接在輸入電壓源VIN與控制器200a的電源端VCC之間。高壓功率管201b的漏極通過LED負載190連接到輸入電壓源VIN，它的柵極連接電阻103與電阻109之間的節點。低壓MOS管201a取代圖I中功率場效應管201的位置，它屬于電網電流控制電路220a，與其他電路一起集成在控制器200a的內部。低壓MOS管201a的柵極與快速放大器213的輸出端連接，源極連接到節點CS，其漏極連接高壓功率管201b的源極。通過改變電阻109與電阻103的阻值比例，可自由調節高壓功率管201b的柵極電壓，具體表達式如下。V(GATE) = VIN*R109/(R103+R109)+V(VCC)(I)這樣做的好處在于，一是可以選擇各種開啟電壓的功率管，高開啟電壓的功率管就需要高一點的柵極電壓；二是可以調節功率管201b與低壓MOS管201a之間的功率分配，功率管201b的柵極電壓設置越高，MOS管201a承擔的電壓(等于V (GATE) _VGS201b)就越大，因此，在輸出電流不變的前提下，控制器200a承擔的功率就會越大。這樣，可適當減輕功率管201b的散熱難度。因功率管201b的散熱是整個系統的設計難點，所以，這樣的功率分配調節為找到最佳散熱成本提供了一種手段。例如，假設系統總功耗為1.5W，功率管201b和MOS管201a承擔著幾乎全部的系統功耗。GATE電壓設置得越高，則MOS管201a承擔的電壓就越高，201a承受的功率也就越高，那么功率管201b承擔的功率就越小。
一般情況下，功率管201b承擔著系統的大部分功耗。功耗大，難免就會產生很多熱量，導致功率管201b的工作溫度較高。如果工作溫度超過150攝氏度，就會影響功率管的壽命；如超過200攝氏度，功率管的壽命可能只有幾小時，甚至瞬間燒毀。考慮到這一點，優選地，可在控制器內部設置一過溫保護電路，以間接地保護功率管201b。參照圖3，圖3為本發明另一實施例的線性恒流控制器的電路結構示意圖。控制器300內設有過溫保護電路310。電網電流的檢測信號CS經過溫保護電路310處理后，再以CSOTP信號輸出到電網電流控制電路220a中的加法器212，并輸出到誤差放大電路230中的誤差放大器214。因此，CSOTP信 號既含有真實的輸出電流信息CS，又含有控制器300的溫度信息，這兩方面的信息經過特定的函數關系處理后，就可以達到過溫保護的目的。圖4示出了圖3中過溫保護電路的一種具體實現方式。圖4中，過溫保護電路310包括溫度傳感器311、跨導運算放大器(0TA)312、二極管313以及電阻314。其中，跨導運算放大器312的正輸入端接收溫度傳感器311輸出的信號，該信號例如為與溫度成正比的PTAT (與絕對溫度成正比)電壓；負輸入端接收一參考電壓REFT ;其輸出端通過二極管313連接到電阻314，電阻314的另一端連接到節點CS。二極管313的作用是單向導通，這意味著，跨導運算放大器312只有輸出電流為流出才有效，即，只有當PTAT電壓大于參考電壓REFT時才會有電流通過二極管313。PTAT電壓正比于控制器300的管芯溫度，因此，當控制器300的溫度小于設定的溫度閾值(此閾值由REFT來決定)，由于二極管313的阻擋，跨導運算放大器312的輸出電流無法到達電阻314上，也就是說，過溫保護電路310沒有啟動。只有當控制器300的溫度大于設定的溫度閾值，跨導運算放大器312才會輸出一定大小的電流到電阻314上，這意味著過溫保護電路310的啟動。電阻314上的壓降越大，CS電壓就會越小，也就意味著系統輸出電流會越小。上述含義可用數學公式表達如下，其中，Gm為跨導運算放大器312的跨導參數。V (CSOTP) = Gm* (V (PTAT) -V (REFT)) *R314+V (CS)當 V (PTAT) > V (REFT) (2)= V (CS)當 V (PTAT) < V (REFT)過溫保護電路310的工作原理如圖5所示。系統在tl時刻開機，開機后系統溫度慢慢升高，溫度傳感器311的輸出PTAT電壓也成線性比例上升。當PTAT電壓升到VREFT后(即，系統溫度達到了過溫保護臨界點)，此時為t 2時刻，跨導運算放大器312開始輸出電流到電阻314上。此后，控制器300的溫度就會停在過溫保護臨界點上，而不會再上升，如圖中實線所示。t 2時刻后的虛線表示不設過溫保護電路310的溫度上升曲線，可見，溫度會不斷上升，直到某個元件被燒毀為止。在t2時刻之前，輸出電流都維持在正常水平，t2時刻之后，開始降低輸出電流，目的是為了降低輸出功率，從而降低系統的熱功耗以使溫度穩定在臨界溫度點。t 3時刻后輸出電流又穩定了，這是系統為實現溫度調節而自動找到的一個溫度電流平衡點。高壓功率管201b的完整過溫保護過程描述如下。開機后，系統熱功耗幾乎全部集中在功率管201b和控制器300內部的MOS管201a兩個元件上，通常前者要遠大于后者。一般情況下，功率管201b都與控制器300放在一起，控制器300中溫度傳感器311感知到的溫度信息包含了兩方面的熱功耗信息，一是控制器300內部的MOS管201a的熱功耗；二是控制器300外部的功率管201b的熱功耗。在外部條件不變的情況下，兩者加起來的總功耗基本不變，如前文所述，通過調節電阻109可實現總功耗在兩個元件之間的功耗分配。MOS管201a的熱功耗可以100%用來使控制器300溫度升高，而功率管201b的熱功耗只能有一部分傳遞到控制器300使其溫度升高，兩者靠得越近，傳的熱越多。公式3可概括以上信息，其中，T300表示控制器300的熱平衡溫度，P2tlla表示MOS管201a的熱功耗，P2tllb表示功率管201b的熱功耗。C是熱耦合系數，表達功率管201b與控制器300之間熱耦合的強弱程度，C越大，熱耦合越強。K·是熱阻系數，表達控制器300的散熱能力，散熱能力越差，K300越大。K2tllb是功率管201b的熱阻系數，同樣地，散熱能力越差，K2tllb越大。Ta是系統工作的環境溫度。可見，控制器300的熱平衡溫度與六方面因素有關，一是系統的總熱功耗(P2(lla+P2Cllb) ;二是兩個功率元件201b和201a之間的功率分配(與電阻109大小有關)；三是兩個元件之間的熱耦合強度；四是控制器300自身的散熱能力；五是功率管201b自身的散熱能力；六是環境溫度。T300 — K300*P201a+C*K201b*P201b+TA (3)由公式4可見，功率管201b的熱平衡溫度與三方面因素有關，一是其自身散熱能力，二是其承受的熱功率，最后是環境溫度。
T201b — K2(llb*P2(llb+TA(4)將公式4代入公式3，可得到控制器300的熱平衡溫度與功率管201b的熱平衡溫度之間的關系，如公式5所示。T300 = K300*P201a+C*(T201b-TA)+TA (5)可見，通過限制控制器300的最高工作溫度，完全能夠實現間接地對功率管201b進行過溫保護。假定環境溫度Ta = 60度，控制器300熱阻K3tltl = 100，MOS管201a的功率P20Ia = 0.4瓦，熱耦合系數C = O. 43，并假定控制器300的過溫保護閾值溫度設為130度，那么，根據公式5可計算出，功率管201b的最高工作溫度也被限制在130度左右。也就是說，只要控制器300的最高溫度被限制在130度以下，同樣地，功率管201b的最高溫度也將被限制在130度以下。在以上示例中，考慮到高壓功率管201b和控制器300是分離的，因此，熱耦合系數C選做O. 43，表示較強的熱耦合，這就要求功率管201b和控制器300在空間上相距非常近。這一點較易理解，控制器300要對功率管201b提供有效的過溫保護，就需要盡量準確地感知功率管201b的溫度，勢必要求功率管201b在空間上盡量靠近控制器300，也就是說，它們之間的熱耦合強度要盡量大。本發明中，優選地，可采用以下兩種方式之一來使得二者在空間上靠近。一種方式是，在電路板上，在電氣性能允許的條件下，使功率管201b和控制器300盡可能靠近，使得熱耦合盡量強烈。由于空間開放的緣故，一般這種熱耦合強度都會弱一些，通常C在O. 3以下；另一種方式是，將功率管201b和控制器300封在一個密閉空間里，比如，將功率管201b管芯和控制器300管芯封在一個集成電路封裝內，這樣，能夠將熱耦合系數C做高，如做到C = O. 6。需要指出，圖4中所示的具體電路結構只是圖3中過溫保護電路的一個示例，所述過溫保護電路也可以采用其他形式的電路結構，只要能夠實現前文所述的過溫保護原理即可。這對于本領域技術人員而言是易于理解的。再次參照圖4，優選地，可在LED負載190與高壓功率管201b之間設置二極管201c，二極管201c的正極與LED負載190及電容185的負極接在一起，它的負極連接高壓功率管201b的漏極。由于功率管201b外置以后，容易引入難以預料的干擾，最危險的干擾就是負電流，可能致使控制器300無法正常工作。而利用二極管201c的單向導通特性，就能有效地避免負電流對控制器300的干擾。同時，由于負電流會導致效率損失，二極管201c還能起到提升系統效率的作用。當然，二極管201c也可以位于其他位置，例如，位于電阻103和電容185、負載190之間，201c的正極連接到電阻103、電阻205和整流橋180正輸出的共同連接點，負極連接電容185的正極。這種接法也能達到同樣的效果。優選地，如圖4所示，還可在控制器300的外部設置電容301，電容301的一端連接至參考地，另一端與節點IN連接。在節點IN，功率管201b的源極與低壓MOS管201a的漏極相連接。由于節點IN為直流高阻抗，極易引入噪聲，因而會干擾控制器300及功率管201b的工作，甚至導致系統燒毀。電容301的作用就在于，提供一條低阻抗交流通路，濾除可能的干擾，從而保證系統安全運行。顯而易見，在此描述的本發明可以有許多變化，這種變化不能認為偏離本發明的 精神和范圍。因此，所有對本領域技術人員顯而易見的改變，都包括在所附權利要求書的涵蓋范圍之內。
權利要求
1.一種線性恒流控制器，所述控制器與一高壓功率管的源極相連，所述高壓功率管的漏極經恒流源負載連接至輸入電壓源，所述輸入電壓源提供對交流電網電壓整流的單向脈動電網電壓，第一電阻、第二電阻串聯連接在所述輸入電壓源與控制器的電源端之間，所述高壓功率管的柵極連接第一電阻、第二電阻之間的節點，所述控制器包括電網電流控制電路，基于一來自所述輸入電壓源的分壓信號和一經放大的誤差信號，控制在所述單向脈動電網電壓的取電流窗口內獲取電網電流；以及 誤差放大電路，基于經所述電網電流控制電路流出的電網電流的檢測信號，確定所述電網電流的平均電流，以及產生所述經放大的誤差信號。
2.如權利要求I所述的控制器，其特征在于，所述電網電流控制電路包括 減法器，其一輸入端接收來自所述輸入電壓源的分壓信號，另一輸入端接收所述經放大的誤差信號，產生第一輸出信號，所述第一輸出信號的電壓為所述兩個輸入信號的電壓差與系數K的乘積，其中K大于等于I ; 加法器，其一輸入端接收所述第一輸出信號，另一輸入端接收所述電網電流的檢測信號，產生第二輸出信號； 快速放大器，其一輸入端接收所述第二輸出信號，另一輸入端接收第一參考信號；以及 低壓MOS管，其柵極連接所述快速放大器的輸出端，其漏極連接所述高壓功率管的源極，其源極經一檢測電阻連接至參考地。
3.如權利要求2所述的控制器，其特征在于，所述誤差放大電路包括誤差放大器以及由電阻和電容組成的環路補償網絡，其中， 所述誤差放大器第一輸入端經環路補償電阻接收所述電網電流的檢測信號，第二輸入端接收第二參考信號，其輸出端產生所述經放大的誤差信號； 環路補償電容，連接在所述誤差放大器第一輸入端與環路補償電阻之間的節點和所述誤差放大器輸出端之間。
4.如權利要求3所述的控制器，其特征在于，所述控制器還包括過溫保護電路，其根據所述控制器的溫度處理所述電網電流的檢測信號，并將處理后的檢測信號提供給所述電網電流控制電路中的加法器以及誤差放大電路中的誤差放大器。
5.如權利要求4所述的控制器，其特征在于，所述過溫保護電路包括溫度傳感器、跨導運算放大器、二極管以及第三電阻，其中，所述跨導運算放大器的一輸入端接收所述溫度傳感器的輸出信號，其另一輸入端接收第三參考信號，其輸出端經所述二極管連接第三電阻的一端，第三電阻的另一端連接所述低壓MOS管的源極與檢測電阻之間的節點。
6.一種芯片，其特征在于，包括權利要求I至5中任一項所述的控制器。
7.—種驅動恒流源負載的裝置，包括線性恒流控制器、高壓功率管、第一電阻以及第二電阻，其中，所述控制器與高壓功率管的源極相連，所述高壓功率管的漏極經恒流源負載連接至輸入電壓源，所述輸入電壓源提供對交流電網電壓整流的單向脈動電網電壓，所述第一電阻、第二電阻串聯連接在所述輸入電壓源與控制器的電源端之間，所述高壓功率管的柵極連接第一電阻、第二電阻之間的節點，所述控制器包括 電網電流控制電路，基于一來自所述輸入電壓源的分壓信號和一經放大的誤差信號，控制在所述單向脈動電網電壓的取電流窗口內獲取電網電流；以及 誤差放大電路，基于經所述電網電流控制電路流出的電網電流的檢測信號，確定所述電網電流的平均電流，以及產生所述經放大的誤差信號。
8.如權利要求7所述的裝置，其特征在于，所述電網電流控制電路包括 減法器，其一輸入端接收來自所述輸入電壓源的分壓信號，另一輸入端接收所述經放大的誤差信號，產生第一輸出信號，所述第一輸出信號的電壓為所述兩個輸入信號的電壓差與系數K的乘積，其中K大于等于I ; 加法器，其一輸入端接收所述第一輸出信號，另一輸入端接收所述電網電流的檢測信號，產生第二輸出信號； 快速放大器，其一輸入端接收所述第二輸出信號，另一輸入端接收第一參考信號；以及 低壓MOS管，其柵極連接所述快速放大器的輸出端，其漏極連接所述高壓功率管的源極，其源極經一檢測電阻連接至參考地。
9.如權利要求8所述的裝置，其特征在于，所述誤差放大電路包括誤差放大器以及由電阻和電容組成的環路補償網絡，其中， 所述誤差放大器第一輸入端經環路補償電阻接收所述電網電流的檢測信號，第二輸入端接收第二參考信號，其輸出端產生所述經放大的誤差信號； 環路補償電容，連接在所述誤差放大器第一輸入端與環路補償電阻之間的節點和所述誤差放大器輸出端之間。
10.如權利要求9所述的裝置，其特征在于，所述控制器還包括過溫保護電路，其根據所述控制器的溫度處理所述電網電流的檢測信號，并將處理后的檢測信號提供給所述電網電流控制電路中的加法器以及誤差放大電路中的誤差放大器。
11.如權利要求10所述的裝置，其特征在于，所述過溫保護電路包括溫度傳感器、跨導運算放大器、第一二極管以及第三電阻，其中，所述跨導運算放大器的一輸入端接收所述溫度傳感器的輸出信號，其另一輸入端接收第三參考信號，其輸出端經所述第一二極管連接第三電阻的一端，第三電阻的另一端連接所述低壓MOS管的源極與檢測電阻之間的節點。
12.如權利要求10或11所述的裝置，其特征在于，在電氣性能允許的條件下，所述高壓功率管與控制器在電路板上盡可能靠近。
13.如權利要求10或11所述的裝置，其特征在于，所述高壓功率管與控制器位于一個集成電路封裝內。
14.如權利要求11所述的裝置，其特征在于，所述裝置還包括位于所述恒流源負載與高壓功率管之間的第二二極管，所述第二二極管的正極與恒流源負載連接，其負極與所述高壓功率管的漏極連接。
15.如權利要求11所述的裝置，其特征在于，所述裝置還包括一位于所述控制器外部的電容，所述電容的一端連接至參考地，另一端連接至所述低壓MOS管的漏極與高壓功率管的源極之間的節點。
16.一種照明燈具，其特征在于，包括權利要求7至15中任一項所述的裝置以及LED負載。
全文摘要
本發明公開了一種線性恒流控制器，包含該控制器的芯片、驅動裝置以及照明燈具。所述控制器與一高壓功率管的源極相連，所述高壓功率管的漏極經恒流源負載連接至輸入電壓源，所述輸入電壓源提供對交流電網電壓整流的單向脈動電網電壓，第一電阻、第二電阻串聯連接在所述輸入電壓源與控制器的電源端之間，所述高壓功率管的柵極連接第一電阻、第二電阻之間的節點，所述控制器包括電網電流控制電路，基于一來自所述輸入電壓源的分壓信號和一經放大的誤差信號，控制在所述單向脈動電網電壓的取電流窗口內獲取電網電流；以及誤差放大電路，基于經所述電網電流控制電路流出的電網電流的檢測信號，確定所述電網電流的平均電流，以及產生所述經放大的誤差信號。按照本發明，能夠使得線性恒流控制器及相應驅動裝置的制造成本明顯下降，并顯著增強它們的應用靈活性。
文檔編號H05B37/02GK102711328SQ201210171380
公開日2012年10月3日 申請日期2012年5月30日 優先權日2012年5月30日
發明者劉立國, 李嶷, 許瑞清, 金紅濤 申請人:許瑞清