專利名稱：一種一路參考電流驅動多路并聯led的電流源電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種一路參考電流驅動多路并聯LED(Light-Emitting Diode發光二極管)的電流源電路。
背景技術：
白光LED具有發熱量低、耗電量少(白熾燈泡的八分之一，熒光燈泡的二分之一)、壽命長(數萬小時以上，是熒光燈的10倍)、反應速度快、體積小可平面封裝等優點，易開發成輕薄短小的產品，是替代傳統照明器具的潛力商品。在全球能源短缺的憂慮再度升高的背景下，白光LED在照明市場的前景備受全球矚目，歐、美及日本等先進國家也投注許多人力，并成立專門的機構推動白光LED研發工作。它將成為21世紀的新一代光源，第四代電光源，以替代白幟燈、熒光燈和高壓氣體放電燈等傳統光源，白光LED孕育著巨大的商機。
目前在手持設備(手機、MP3、MP4等)中，白光LED作為彩屏顯示屏的背光顯示已經得到廣泛的應用，而藍光、紅光等不同顏色的LED則作為鍵盤燈和裝飾燈也得到了廣泛應用。
LED驅動電路一般可分成串聯驅動和并聯驅動兩種。
LED的光特性通常都描述為LED工作電流的函數，而不是電壓的函數，控制LED的發光亮度，就是要控制LED的工作電流。串聯驅動的方式可以保證所有LED流過的電流完全一致，提供相當好的LED間的電流匹配精度，從而達到均勻的顯示亮度。但是串聯驅動采用電感型DC-DC升壓轉換原理驅動多個LED，隨之而來的一個很大的問題就是EMI(電磁干擾)問題，由于串聯型驅動電路的開關管工作在高頻通斷狀態，高頻的快速瞬變過程是一個干擾源，外接的電感會使得干擾的輻射現象相當嚴重，尤其在移動通信終端，會對移動通信終端的接收靈敏度帶來很大的影響。
而并聯驅動電路，由于無需使用電感進行升壓，那么它對外形成的EMI干擾就遠遠小于串聯驅動電路。但是在并聯驅動電路中，如何保證各個并聯LED電流匹配度是值得關注的問題。
在現有的并聯驅動LED的電流源電路中，一般通過鏡像一個小電流(μA級)來得到LED所需的大電流(mA級)。
如圖1所示，ISET(104)為一電流基準。通過誤差放大器(102)和調整管(103)的共同作用可以使得電流鏡(101)中MN0和MN1的漏端電壓相等，由于它們的源端共同接地所以VDS1＝VDS0。由于MN0和MN1的柵接同一驅動電壓所以VGS1＝VGS0。圖2是一個簡單NMOS器件示意圖。根據NMOS(N型金屬氧化物半導體)管的電流公式I=12μnCOXWL[2(VGS-VTH)VDS-VDS2](1+λVDS)---(1)]]>λ為溝道長度調制系數，表示給定的VDS增量引起的溝道長度相對變化，對于越長的L，λ越小。一級SPICE模型中典型情況下λ＝0.1V-1。W、L分別為溝道寬度和有效溝道長度。VTH是閾值電壓。μn是遷移率。COX是單位面積的柵氧化層電容。
在VDS1＝VDS0時，流經MN0與MN1電流之比為IMN1IMN0=W1L0W0L1---(2)]]>這樣，LED1的工作電流和Iset的電流比例關系完全由MN1和MN0的寬長比決定，實現了精確的LED工作電流控制，在驅動多個LED的情況下，只需要把這樣的基本一對一的電流源單元復制多次即可。但是這樣做的缺點是對于n路并聯的LED的驅動，需要n個Iset電流，這樣從轉換的效率看，更多的電流被消耗掉，降低了轉換效率。
對于n路并聯的LED驅動，需要n個誤差放大器單元、n個調整管MNA和n個電流源管MN0，這樣會增加較多的器件或者芯片面積。
出于節省功耗和芯片面積、提高轉換效率的目的，需要采用一對多的電流源方式來驅動多路LED。如圖1所示，更多的LED2～LEDn通過MN2～MNn(105)這樣的驅動管驅動，在相同的工作電流要求下，MN2～MNn與MN1應當具有相同的(W/L)比值。但是由于MN2～MNn的漏源電壓VDS并不反饋給電流鏡管MN0。而實際應用中，由于LED正向導通壓降并不會完全一致，可能會略有差別(一般白光LED的正向導通壓差在±100mV以內)，MN2～MNn漏端電壓無法和MN1完全一樣，這樣流經MN2～MNn的電流就不像式(2)中那樣和僅僅和MOS管的寬長比有關，而且和漏源電壓VDS相關。
以MN2為例，當工作在飽和區，式(3)是NMOS工作在飽和區的電流公式。式(4)是工作在飽和區的MN2與MN0的電流之比。
I=12μnCOXWL(VGS-VTH)2(1+λVDS)---(3)]]>IMN2IMN0=W2L0(1+λVDS2)W0L2(1+λVDS0)---(4)]]>IMN2IMN1=1+λVDS21+λVDS1≈1---(5)]]>由于λ＝0.1，|VDS2-VDS0|＜0.2V，有式(2)，(4)得到式(5)。易知在飽和區的時候，不同的VDS能夠引起的電流失配非常小，不到2％，而正常應用中，LED有足夠的電壓驅動，可以確保絕大多數情況下電流鏡都是工作在飽和區。這也說明多數情況下不需要嚴格的一對一匹配驅動LED。
極端情況下，當VDS＜＜2(VGS-VTH)時，NMOS工作在線性區。式(6)是線性區電流導通公式。式(7)是工作在線性區的MN2與MN0的電流之比。
I=μnCOXWL(VGS-VTH)VDS---(6)]]>IMN2IMN0=W2L0VDS2W0L2VDS0---(7)]]>IMN2IMN1=VDS2VDS1---(8)]]>
由式(2)，(7)得到式(8)。在VDS很小的線性區情況下，VDS的不同將導致極大的電流失配。如果VDS1＝50mV，VDS2＝VDS1+200mV，根據式(8)IMN2＝5IMN1，過大的電流可能會損害LED，盡管在多數情況下，驅動管并不工作在線性區域，但是依然需要考慮線性區工作情況下的安全性。
另一個問題，這種簡單的一對多電流鏡結構需要第一路LED1必須被接上并且正常工作，如果在應用中LED1不接或者損壞(一般LED的損壞狀態為開路)，MN1漏端懸空將導致誤差放大器(102)的正端懸空，這種電流鏡結構中的懸空，會導致調整管(103)截止，MN0不導通電流，這樣MN2～MNn處于一種不受控狀態，LED2～LEDn無法正常工作。因此，由于LED1的故障狀態導致其余的LED2～LEDn均無法工作，這在實際應用中無法接受。
圖1中一對多驅動結構的缺陷在于當驅動管的源漏端壓差較小工作在線性區時，LED正向導通壓降不同，MN2～MNn將可能導通一個較大的電流，可能損壞LED當LED1不接或者開路損壞時，其它的LED會受到影響，無法正常工作。
發明內容
本發明的目的在于提供一種一路參考電流驅動多路并聯LED的電流源電路，既可以實現正常工作時較好的電流匹配性，較高的轉換效率，同時又保證在極端情況或者異常情況下電路的安全性和容錯能力。具體表現為在極端情況下，最大的LED的工作電流是受限的，不會對LED造成損壞，同時任何一路LED不接或發生開路故障，其它的LED也能正常工作。
如圖3所示，本發明所提供的一種一路參考電流驅動多路并聯LED的電流源電路，包括電流鏡對管(201)，誤差放大器(202)，調整管(203)，參考電流ISET(204)，多路驅動管(205)和VDS鉗位電路(206)。
VDS鉗位電路(206)實際上是一個二選一的選通電路，正常工作時，MN1的VDS1選通接誤差放大器(202)的正端。當VDS1很低或者懸空時，VDS鉗位電路(206)輸出一個設定的電壓VSAFE(例如取VSAFE為200mV)給誤差放大器(202)正端，MN0的漏源電壓VDS0即為VSAFE。
在上述的用于一路驅動多路并聯LED的電流源電路中，創新地引入了一個VDS鉗位電路(206)。該模塊一端接誤差放大器(202)的輸入另一段接MN1的漏端，誤差放大器(202)的另一輸入端接MN0的漏端，輸出接調整管(203)的柵，調整管的漏端接產考電流，源端接MN0的漏端。
在上述的電路中，一路參考電流驅動多路并聯電流源，構成電流鏡的晶體管是NMOS管。
在上述的電路中，其他多路驅動管(205)包含了一個或者多個NMOS管，NMOS管的柵端和源端接在一起，漏端分別對應一個或者多個的電流輸出。
在上述的電路中，電流鏡(201)中的NMOS管和其他多路驅動管(205)中的NMOS管的柵端由同一個信號線所驅動。
在上述的電路中，VDS鉗位電路能夠給誤差放大器(202)提供一個有效的偏置電壓，無論MN1的漏端是何種情況。
在上述的電路中，正常工作時，其它驅動管(205)中各個NMOS管的漏端電壓接近NMOS管MN1的漏端電壓。MN1的漏端電壓等于MN0的漏端電壓。
在上述的電路中，異常工作時，MN0的漏端電壓由VDS鉗位電路(206)給出。
本發明的優點1、正常工作時具有較好的電流匹配性2、僅使用一路參考電流即可達到一路或者多路的電流源輸出，具備較高的工作效率。
3、異常情況下限制了最大LED電流，避免了LED由于工作電流過大而損壞，提高了系統可靠性。
4、即使LED1懸空或者發生開路故障時，其它LED也能正常工作。提高了系統容錯性。
5、本發明(圖3)實現上述功能同時，與原電路(圖1)相比僅僅增加一個簡單的VDS鉗制電路，保持了電路簡單的架構，沒有明顯增加版圖面積和功耗。
圖1是現有用于一路驅動多路并聯LED的電流源電路的原理圖；圖2是NMOS管示意圖；圖3是本發明用于一路驅動多路并聯LED的電流源電路的原理圖；圖4是VDS鉗位電路原理圖；圖5是應用本發明電路的實際產品原理圖。
具體實施例方式
VDS鉗位電路(206)實際上是一個二選一的選通電路，如圖4所示，包含一個遲滯比較器(301)，一個反相器(302)，兩個傳輸門(303)和(304)。兩個輸入信號分別為VSAFE和VDS，VSAFE是一個保護電壓，例如取200mV，VDS是MN1的源漏電壓差。當LED1正常工作時，VDS大于VSAFE，比較器(301)輸出為高，傳輸門(303)導通，傳輸門(304)斷開，VOUT為VDS。當LED1懸空或者發生故障而開路后，MN1的源漏電壓差低于VSAFE，比較器(301)輸出為低，傳輸門(304)導通，傳輸門(303)斷開，VOUT為VSAFE。
極端情況下若VDS很小，驅動管進入線性區。
根據式(8)，假設VDS2＝VDS1+200mV，當VDS1＝VSAFE＝200mV時，IMN2＝2IMN1＝2ISET(W1L0/W0L1)，ISET(W1L0/W0L1)即LED正常工作電流。此時流經MN2的電流最大。2倍LED正常工作電流并不會燒毀LED。
當VDS1＞200mV，VDS 1逐漸增大時，IMN2/IMN1＜2，IMN2＜21SET(W1L0/W0L1)，而且驅動管逐漸遠離線性區進入飽和區。
當VDS1＜200mV，VDS1繼續減小時，VDS0＝VSAFE＝200mV。
IMN1IMN0=W1L0VDS1W0L1VSAFE≤W1L0W0L1---(9)]]>IMN1＜ISET(W1L0/W0L1)流經MN1的電流小于正常工作電流。
IMN2IMN0=W2L0VDS2W0L2VSAFE=W2L0W0L2VDS1+200mV200mV<2W2L0W0L2---(10)]]>IMN2＜2ISET(W2L0/W0L2)流經MN2的電流小于2倍正常工作電流。
可以看到，極端情況下LED2～LEDn的最大電流被限制住，不會燒毀LED。同時，這里假設VDS＝200mV時驅動管完全進入線性區，適當增大MN1、MN2～MNn的寬長(W/L)比值，可以使得MN1、MN2～MNn在給定的VDS壓差情況和流過額定工作電流的情況下，工作狀態介于飽和區和線性區之間，甚至是工作在線性區，VDS的壓差并不會導致如此大的電流差。
若MN1的漏端懸空，VDS0＝VSAFE，MN0導通電流，MN2～MNn等其它驅動管依然可以導通期望的電流。
正常情況下，VDS0＝VDS1，并且驅動管工作在飽和區，根據式(5)電流匹配度能夠保證在2％以內。
圖5為應用本發明的實際產品原理圖。實際驅動3路LED，Vdrive信號由參考電流源偏置產生。
以上實施例僅供說明本發明之用，而非對本發明的限制，有關技術領域的技術人員，在不脫離本發明的精神和范圍的情況下，還可以作出各種變換或變型，因此所有等同的技術方案也應該屬于本發明的范疇之內，應由各權利要求限定。而納入權利要求的范圍之內。
權利要求
1.一種一路參考電流驅動多路并聯LED的電流源電路，包括電流鏡(201)，誤差放大器(202)，調整管(203)，參考電流(204)，其它多路驅動管(205)和VDS鉗位電路(206)，其特征在于引入了一個VDS鉗位電路(206)，該模塊一端接誤差放大器(202)的正輸入端，另一端接電流鏡(201)NMOS管(MN1)的漏端；誤差放大器(202)的負輸入端接電流鏡(201)NMOS管(MN0)的漏端，輸出接調整管(203)的柵端；調整管的漏端接產考電流，源端接電流鏡(201)NMOS管(MN0)的漏端。
2.根據權利要求1所述的電路，其特征在于其他多路驅動管(205)包含了一個或者多個NMOS管，NMOS管的柵端和源端接在一起，漏端分別對應一個或者多個的電流輸出。
3.根據權利要求1所述的電路，其特征在于電流鏡(201)中的NMOS管和其他多路驅動管(205)中的NMOS管的柵端由同一個信號線所驅動。
4.根據權利要求1所述的電路，其特征在于VDS鉗位電路(206)能夠給誤差放大器(202)提供一個有效的偏置電壓，無論NMOS管(MN1)的漏端是何種情況。
5.根據權利要求1所述的電路，其特征在于正常工作時，其它多路驅動管(205)中各個NMOS管的漏端電壓接近NMOS管(MN1)的漏端電壓，NMOS管(MN1)的漏端電壓等于NMOS管(MN0)的漏端電壓。
6.根據權利要求1所述的電路，其特征在于異常狀態下，NMOS管(MN0)的漏端電壓由VDS鉗位電路(206)給出。
全文摘要
一種一路參考電流驅動多路并聯LED的電流源電路，包括電流鏡(201)，誤差放大器(202)，調整管(203)，參考電流(204)，其它多路驅動管(205)和VDS鉗位電路(206)，其特征在于VDS鉗位電路(206)分別接MN1的漏端和誤差放大器(202)的正輸入端，電流鏡(201)和其他多路驅動管(205)的柵端通過一個共同的Vdrive信號線驅動，正常工作時，MOS管MN1和MN0的漏端電壓在誤差放大器(202)和調整管(203)的作用下保持一致，其它驅動管(205)與MN1即使有較小的漏端壓差依然能獲得較好的電流匹配。異常情況下，VDS鉗位電路能夠給出一個適當的偏置電壓，使得MN1的漏端無論是什么情況，其它驅動管(205)不會導通過大電流，并且能夠正常工作。
文檔編號H05B41/14GK1913736SQ20061012771
公開日2007年2月14日 申請日期2006年8月30日 優先權日2006年8月30日
發明者孫洪軍, 吳珂 申請人:啟攀微電子(上海)有限公司