用于獲得減小的噪聲的負載控制電路及方法

專利名稱：用于獲得減小的噪聲的負載控制電路及方法
技術領域：
本發明涉及負載控制電路，例如，電燈調光電路，尤其涉及一種用于減 小噪聲的改良負載控制電路，特別與變壓器供電的照明負載的調光控制有 關。本發明也可以被用于控制電機的速度，諸如風扇、電動窗口處理以及電 氣工具如鉆孔機、研磨機和磨沙機。
背景技術：
低壓照明設備，例如，鹵素燈，近年來的使用不斷增加。這些電燈在低
壓下工作，例如12V或24V，于是，采用變壓器將正常線電壓減小為操作該電 燈所需的低電壓。
用戶在操作這種電燈時關于噪聲的抱怨有所增加。該噪聲被認為源于多 種因素，包括在與發光體相同的空間中低切面變壓器的使用，環形變壓器 使用的增加(相對"線圈和線芯"變壓器，如具有EI線芯的變壓器，該變壓 器具有由E-形和1-形片制成的疊片鐵芯)，以及住宅應用中的明線或導軌低 壓照明設備的使用的增加。主要的，該增加似乎是由于大型VA (伏-安)環 形變壓器(典型地，在150-600VA的范圍內)的使用。
噪聲一直是伴隨磁低壓(MLV)負載的問題。與變壓器初級繞組串聯放 置的電燈除嗡鳴線圈或扼流圈通過增加電流的上升時間來減小或消除噪聲。 盡管如此，鑒于現在上述因素常常存在于低壓發光體的實施方案中，該解決 辦法被證明是不夠的。看來噪聲的一個原因是由于輸入波形中的直流(DC) 分量使得變壓器飽和更容易。當變壓器具有少許或沒有氣隙時，這尤其是個 問題，例如象環形變壓器也是如此。
因此需要一種改進的負載控制電路，具體的說， 一種調光電路，用于低
壓發光體和具有MLV負載的應用中，以減小噪聲的產生。
圖l表示了典型的現有技術雙線斷相(有時稱為"相位-控制")調光電
路100。調光電路100被認為是一個雙線調光器，因為唯一需要的連接是熱端 (HOT terminal) 102和調光熱端(DIMMED HOT terminal) 106，熱端102被 連接到行頻交流(AC)電壓104的電源的第一接線端，調光熱端106被連接到 負載108的第一接線端。負載108的第二接線端被連接到交流(AC)電壓源104 的第二接線端，以完成該電路徑。調光熱端輸出電壓包括斷相AC電壓波形， 為本領域技術人員所公知，其中電流在AC波形的每個半周期的某一相角之后 只被提供到電燈負載。
為了完成這些，采用觸發三極管110來控制傳遞給負載108的電壓量。計 時電路120包括雙移相電阻器電容器(RC)電路，該雙移相電阻器電容器(RC) 電路具有電阻器R122、電位計R124以及電容器C126、 C128。在每個半周期中 的所選相角之后為了接通觸發三極管IIO，計時電路120設置閾值電壓，該閾 值電壓是電容器C128兩端的電壓。電容器C128的充電時間響應于電位計R124 的電阻變化而變化，以改變觸發三極管導通時的所選相角。雙向觸發二極管 130與觸發三極管110的控制輸入或柵極串聯，并被用作觸發裝置。雙向觸發 二極管130具有轉折電壓(例如30V)，以及僅當閾值電壓超過雙向觸發二極 管的轉折電壓加上觸發三極管的柵壓時，將電流通到觸發三極管的柵極。現 有技術電路也采用包括電感器L142、電阻器R144以及電容器C146的輸入噪聲 /EMI濾波器級。
圖2A中表示了另一現有技術電路200。該電路采用電壓補償電路250，該 電壓補償電路250包括雙向觸發二極管252和電阻器R254，用于調整電位計 R224的電壓，從而補償線電壓振幅變化。眾所周知，雙向觸發二極管具有負 阻抗傳輸功能，所以，當通過雙向觸發二極管的電流減小，該雙向觸發二極 管兩端的電壓增加。隨著調光器兩端的電壓減小，通過雙向觸發二極管252
的電流也減小。結果，雙向觸發二極管252兩端的電壓增加，導致流過R224 到C228的電流增加，由此導致電容器C228很快充電到閾值電壓。這導致觸發 三極管210的導通時間增加，以補償調光器兩端的減小的電壓，由此保持設 置的亮度級。
此外，圖2A中所示的現有技術電路包括DC電壓校正電路260，該DC電壓 校正電路260包括電容器C264和電阻器R262，用于保持零伏DC的凈平均輸出 電壓。在美國專利4,876，498中，描述了DC電壓校正電路的工作，在此將其 全部引入以供參考，因此在此將不作進一步描述。
圖1和圖2A中的現有技術裝置被認為當負載被耦合到調光器的輸出端時 導致負載中，如MLV電燈負載中過量噪聲的產生，所述MLV電燈負載包括變壓
器供電的低壓燈泡。
圖2B表示了由圖2A中的現有技術電路提供的600VA環形鐵芯變壓器兩端
的電壓波形。該波形展示了在兩個半周期中的不對稱。在此使用的不對稱， 意味著正半周期t2(p。s)中觸發三極管的導通時間與負半周期t2(,中觸發三極 管的導通時間不同。結果，在正半周期過程中負載兩端的電壓曲線以下的面 積(用伏秒測量)與負半周期過程中負載兩端的電壓曲線以下的面積(用伏 秒測量)不同。該不對稱導致輸出電壓具有凈DC分量。普遍認為，該不對稱 導致變壓器飽和，因此增加噪聲。在部分標記A中，圖2B所示的過沖電壓表 示由于輸出電壓波形中的不對稱，變壓器被飽和。在此情況下，電燈除嗡鳴 線圈或扼流圈將不能消除來自變壓器的噪聲，該噪聲源于輸出電壓中的不對 稱，因為該線圈或扼流圈沒有消除凈DC分量。
圖3A表示了另一現有技術電路的示意圖，該電路包括三線調光器300， 所述三線調光器300具有用于直接連接到AC電壓源的中線的中性端。該電路 具有與圖2A的現有技術電路類似的結構，以及包括觸發三極管310、計時電 路320、觸發電路330、電壓補償電路350以及DC校正電路360。計時電路320
包括電位計R324，用于設置觸發三極管310的所需導通時間，并由此設置調 光器300的所需輸出電壓，以及充電到閾值電壓的電容器C328。觸發電路330 包括由二極管D331， D332以及晶體管Q333， Q334構成的電流放大器、由電橋 BR335,電阻器R336， R337構成的全波橋式整流器、由硅雙向開關338、光耦 合器339以及電阻器R340、 R341構成的閾值裝置。光耦合器339在中性端 (NEUTRAL)和觸發三極管310之間提供電絕緣。電橋BR335允許電流在AC線 電壓的兩個半周期過程中從同一方向流過光耦合器339的光電二極管339A。 硅雙向開關338只有當電容器C328兩端的電壓達到閾值時才允許電流流過光 電二極管339A。
人們已發現，與圖1和2A的電路相比，圖3A的電路導致較小的噪聲。圖 3B表示了圖3A的電路的輸出波形，示出如何利用較小DC分量使波形更對稱。 圖3A中的三線調光器具有更對稱的輸出波形，因為中性連接的存在允許計時 電路320被從負載斷開。三線調光器的計時電路320從熱端(HOT terminal) 通過計時電路320到中性端(NEUTRAL terminal)進行充電。相反，圖2A的 雙線調光器的計時電路220從熱端通過計時電路220到調光熱端進行充電，然 后通過負載到AC電壓源的中性連接。
人們已認識到，如果雙線負載控制電路的雙向開關的導通時間在正和負 半周期中是相同的，那么輸出電壓波形顯示出更大的對稱性，并且因此，顯 示出減小的DC分量。人們相信，雙向觸發二極管和觸發三極管在它們各自的 工作模式中電壓和電流特性曲線的不對稱有助于輸出波形的不對稱和DC分 量。具體地說，不對稱的三種原因已經被確定(1)在第一方向上的雙向 觸發二極管的轉折電壓與第二 (相反)方向上的雙向觸發二極管的轉折電壓 不同；(2)在第一方向上導通時的雙向觸發二極管的伏-安特性曲線與在第 二方向上導通時雙向觸發二極管的伏-安特性曲線不同；以及(3)在第一方 向上接通時進入觸發三極管的柵極的電流與在第二 (相反)方向上接通時輸
出觸發三極管的柵極的電流不同。
參考圖3C，可以看到雙向觸發二極管的電壓-電流(V-I)特性曲線。已
經發現，在第一象限中工作的雙向觸發二極管的v-i特性曲線很少(如果有
過的話)與在第三象限中工作的相同雙向觸發二極管的V-l特性曲線對稱。 例如，VB。+，是導通的第一 (或前向)方向中的雙向觸發二極管的轉折電壓， 其大小不可能等于V,，所述VB。-是導通的第二 (或反向)方向中的雙向觸發
二極管的轉折電壓。轉折電壓大小的不相等尤其影響圖2A中雙線調光器中所 示的電容器C228的充電時間。
第一 (I)和第三(III)象限操作中的V-I特性曲線的形狀，特別是， 轉折電壓的大小，Vbb+和Vbb-，影響電容器C228最終放電的級別。如果這些V-1 特性曲線不完全對稱，那么在線周期的每個半周期未端，電容器C228不可能 放電至相同點。這在每個半周期的開始時可能導致電容器C228的初始條件不 相同。由此，在從半周期至半周期的相同時間量中，電容器C228將不會始終 充電至所需的閾值電壓。
參考圖3D，在其中可能看到波形，-VC228，用于電容器C228兩端的電壓， 以及圖2A中的雙線調光器的觸發三極管的柵電流的波形，ImE。在圖3D中， 垂直電壓刻度是20V/div，垂直電流刻度是0.5A/div，以及水平時間刻度是 2ms/div。在該圖中，為了便于觀察，電容器電壓V，的極性己被反轉。應當 理解，此刻，該觸發三極管開始導通，當觸發三極管在第一 (或正)方向(對 應于象限I中的導通)開始導通時，電流尖峰，S,(約0.65A)，流入觸發三 極管柵極引線中，以及當觸發三極管開始在第二 (或負)方向(對應于象限 ni中的導通)中導通時，尖峰電流，Sm (約1.1A)，流出觸發三極管柵引 線。因此，可以看到在負半周期過程中流出觸發三極管柵極的電流幾乎為正 半周期過程中流入觸發三極管柵極中的電流的兩倍大。兩個方向中的尖峰電 流大小的不相等導致在每個半周期的末端電容器C228放電至不同的級別，這
在隨后的半周期的開始時，又導致C228的初始條件不同。電容器C228的初始 條件的差異使得一個半周期的觸發三極管的導通時間不同于下一個半周期。 因此，需要一種雙線負載控制電路為MLV負載，如變壓器供電的電燈負 載，提供實質上不具有DC分量的對稱電壓波形。具體地說，需要具有雙向觸 發二極管和觸發三極管的雙線調光器，其中雙向觸發二極管和觸發三極管中 的不對稱被顯著的減小或消除。

發明內容
本發明的目的是提供一種改進的負載控制電路，例如，減小噪聲的調光 器電路，特別當與MLV電燈負載一起使用時。
本發明的另一目的是提供一種負載控制電路以提供實質上不具有DC分 量的電壓輸出波形。
本發明的目的通過一種負載控制電路來實現，該負載控制電路包括用 于將交流源波形的正和負半周期的至少一部分切換至負載的雙向半導體開 關，所述雙向半導體開關具有控制電極；所述負載控制電路還包括相角設置 電路，該相角設置電路包括計時電路，當雙向半導體開關導通時，所述計時 電路在AC源波形的每個半周期過程中設置相角；該相角設置電路包括與所述 開關的控制電極串聯連接的電壓閾值觸發裝置；該相角設置電路還包括串聯 連接于計時電路的輸出端和半導體開關的控制電極之間的整流器電橋，該整 流器電橋具有第一對接線端和第二對接線端，所述第一對接線端串聯連接于 計時電路的輸出端和半導體開關的控制電極之間，所述第二對接線端與電壓 閾值觸發裝置連接，由此與負載控制電路串聯連接的負載中產生的噪聲被減 小。
本發明的目的還通過一種方法來實現，該方法用于從交流(AC)源波形
減小被斷相負載控制電路驅動的電負載中產生的噪聲，該方法包括當雙向
半導體開關導通時，在AC源波形的每個半周期過程中設置相角，提供與所述 開關的控制電極串聯連接的電壓閾值觸發裝置，由此當閾值電壓被超出時，
控制電極電流被提供給所述開關；還包括提供控制電極電流給所述開關，因
此控制電極電流僅僅在一個方向流過電壓閾值觸發裝置，由此減小控制電極 電流中的不對稱，以及有助于減小負載中的噪聲。
本發明的目的還通過一種負載控制電路實現，該負載控制電路具有用于 與受控負載串聯連接的第一和第二接線端，該負載控制電路包括用于將交流 源波形的正和負半周期的至少一部分切換至負載的雙向半導體開關，所述雙
向半導體開關具有控制電極；所述負載控制電路還包括相角設置電路，該相 角設置電路包括計時電路，當雙向半導體開關導通時，所述記時電路在AC源 波形的每個半周期過程中設置相角，該相角設置電路包括與所述開關的控制 電極串聯連接的電壓閾值觸發裝置；所述相角設置電路還包括在計時電路和 半導體開關的控制電極之間連接的第一電路，該第一電路用于確保流過電壓 閾值觸發裝置的電流僅僅在一個方向上流動，其中該第一電路具有第一對接 線端和第二對接線端，所述第一對接線端串聯連接在計時電路的輸出端和半 導體開關的控制電極之間，所述第二對接線端與電壓閾值觸發裝置連接，由 此與負載控制電路串聯連接的負載中產生的噪聲被減小。
本發明的目的還通過一種雙線調光器來實現，該雙線調光器用于將來自
交流電即線電壓源的電能傳遞到負載，該雙線調光器包括雙向半導體開關，
用于被耦合于所述電源和所述負載之間，所述半導體幵關具有控制輸入端并
且可用于提供輸出電壓至所述負載；計時電路，用于被耦合于所述電源和所 述負載之間并且具有一輸出端，所述計時電路用于產生表示所述雙向半導體 開關的所需導通時間的信號；觸發裝置，具有與所述計時電路的所述輸出端 串聯電連接的第一接線端和與所述雙向半導體開關的所述控制輸入端串聯 電連接的第二接線端，當電流從所述第一接線端流至所述第二接線端時，所
述觸發裝置具有第一伏-安特性曲線，以及當電流從所述第二接線端流至所 述第一接線端時，所述觸發裝置具有第二伏-安特性曲線，其中所述第一伏-
安特性曲線實質上與所述第二伏-安特性曲線一致；以及在所述計時電路的
所述輸出端和所述半導體開關的所述控制輸入端之間串聯電連接的阻抗，所 述阻抗保證流入所述控制輸入端的電流大小實質上與流出所述控制輸入端 的電流大小相等。
本發明的其他目的、特點和優點將從以下參考附圖對本發明所做的詳細 說明中直觀的得出。


下面對本發明做進一步詳細的描述，其中
圖l示出了現有技術雙線調光器電路；
圖2A示出了另一現有技術雙線調光器電路；
圖2B示出了圖2A中的調光器電路的輸出電壓波形； 圖3A示出了現有技術三線調光器電路； 圖3B示出了圖3A中的調光器電路的輸出波形；
圖3C示出了典型的雙向觸發二極管的V-I特性曲線；
圖3D示出了圖2A中的調光器電路的觸發三極管柵電流和計時電路電容 器電壓波形；
圖4A示出了依照根據本發明的改進負載控制電路； 圖4B示出了圖4A中的負載控制電路的輸出電壓波形； 圖4C示出了圖4A中的負載控制電路的觸發三極管柵電流和計時電路電 容器電壓波形；
圖5示出了依照本發明的用于風扇電機速度控制的負載控制電路； 圖6示出了本發明采用電壓補償雙向觸發二極管的電路；以及
圖7示出了用于具有和不具有本發明元件的負載控制電路的多種實施例
的輸出電壓波形的直流(DC)分量相對輸出電壓的有效值(RMS)值的標繪圖。
本發明的其他目的、特點和優點將從以下詳細說明中直觀的得出。
具體實施例方式
現在參考附圖，圖4A表示依照本發明的改進負載控制電路，具體地說， 是用于減小噪聲的調光器電路400。交流電源404的高電位側通常被連接到熱 端402，并且驅動電燈負載的變壓器的初級繞組的一側被典型地連接到調光 熱端406。所述調光器電路包括噪聲/EMI濾波器電路，該噪聲/EMI濾波器電 路包括電感器L442、電阻器R444以及電容器C446。電阻器R422、電位計R424 以及電容器C426、 C428構成雙移相RC計時電路420，其中通過電位計R424可 變地設置時間常數，由此改變電容器C428充電的時間。 一旦觸發裝置(雙向 觸發二極管430)的閾值被超出，電容器C428的充電率又將改變雙向半導體 開關(觸發三極管410)導通時交流(AC)波形的相角。
依照本發明，為了減小噪聲，雙向觸發二極管430被耦合到整流器電橋 470中，該整流器電橋470包括二極管D472、 D474、 D476和D478。整流器電橋 的第一對接線端AC1， AC2與計時電路的輸出端(R424和C428的接點)和觸發 三極管410的柵極串聯連接，優選情況下與另一電阻器R480串聯，之后將說 明其功能。雙向觸發二極管430被并聯于整流器電橋的第二或DC輸出端的一 對接線端DC+， DC-。
整流器電橋470的目的是保證通過雙向觸發二極管430的電流一直在同 一方向上流動。由于正和負半周期流過雙向觸發二極管的電流一直在同一方 向上，這通過雙向觸發二極管430消除正向和反向導通之間的任一不對稱。 利用正電流流動的慣例，流過雙向觸發二極管430的電流用于箭頭432所示方
向的兩個半周期。在正半周期過程中，電流流過二極管D472、箭頭432方向 的雙向觸發二極管430，然后流過二極管D476。對于負半周期，電流流過二 極管D474、箭頭432方向的雙向觸發二極管430，然后流過二極管D478。由此，
在雙向觸發二極管中由電流相反方向流動引起的任一不對稱被消除。
因此，所述雙向觸發二極管430和整流器電橋470構成觸發裝置，該觸發 裝置具有與計時電路420的輸出端串聯電連接的第一接線端AC1和與雙向半 導體開關410的控制輸入端串聯電連接的第二接線端AC2。此外，當電流從第 一接線端AC1流到第二接線端AC2時，該觸發裝置具有第一伏-安特性曲線， 以及當電流從第二接線端AC2流到第一接線端AC1時，該觸發裝置具有第二伏 -安特性曲線。因為在正和負線半周期過程中，所述整流器電橋470抑制電流 在同一方向上流過雙向觸發二極管430，第一伏-安特性曲線實質上與第二伏
-安特性曲線一致。
此外，圖2A中的補償雙向觸發二極管252已被從圖4A中的電路中消除了， 由此消除不對稱的另一勢源。盡管如此，圖4A中所示的橋式整流器470也可 以用于圖2A中的電路以減小不對稱。這在圖6中有表示，表示了圖4A那樣的 電路，但是采用電壓補償雙向觸發二極管652。通過以類似于將電橋670裝入 雙向觸發二極管630的方式，在整流器電橋內裝入補償雙向觸發二極管652， 圖6中的負載控制電路可以進一步被修改。
電阻器R480用作柵電流限制阻抗。該柵極電阻器限制柵電流，因此在連 續的正和負半周期中，觸發電容器C428的初始條件實質上是相同的。柵極電 阻器R480平衡兩個半周期中的柵電流，以補償計時電路電容器C428的放電， 因此在每個連續的半周期開始時的初始條件實質上是相同的。電阻器R480的 優選值范圍從大約33歐姆至大約68歐姆。優選情況下，該電阻器R480的值約 為47歐姆。
盡管柵電流限制阻抗R480已經在位于觸發裝置(包括雙向觸發二極管
430和整流器電橋470)和雙向半導體開關410的控制導線之間表示出，阻抗 R480可以位于與雙向半導體開關410的控制導線串聯電連接的任何地方。例 如，阻抗R480可以位于計時電路420的輸出端和觸發裝置(雙向觸發二極管 430和電橋470)的輸入端之間。另一例，阻抗R480可以位于電橋470內部， 與雙向觸發二極管430串聯。
圖4B表示了圖4A中的電路的輸出電壓波形。如圖所示，該波形表示了更 大的對稱性，如所示正半周期中觸發三極管的導通時間t4 (p。s)實質上等于負 半周期中觸發三極管的導通時間t4(,。圖4B中，缺少圖2B中的波形標記A的 一部分，表示了變壓器負載不再飽和，以及圖4B中的波形具有減小的DC分量。 通過在調光器的輸出端和中線之間放置RC低通濾波器，然后用萬用表在調光 器的輸出端測量直流(DC)電壓，以觀測圖4B中的波形的DC分量。利用圖4A 中的電路，在120VBMs線路上直流分量典型地測得為約40mV至約60mV。
現在轉到圖4C，可以看到圖4A中的負載控制電路的觸發三極管柵電流和 計時電路電容器的電壓波形。在圖4C中，垂直電壓刻度是20V/div，垂直電 流刻度是50mA/div，以及水平時間刻度是2ms/div。在正半周期中觸發三極 管開始導通時，約150mA的電流尖峰流入觸發三極管的柵極，以及在負半周 期中觸發三極管開始導通時，約150mA的電流尖峰流出觸發三極管的柵極。
(在圖4C的曲線中，為了便于觀察，輸出電壓的極性已經被反轉。)與現有 技術相比較，不僅觸發三極管柵電流之間的相對差被減小從約70% (即，約 1.1A相對約0.65A之間的差值)至幾乎為零，而且觸發三極管柵極電流的絕 對量也被減小至前一級別的約14% (即，從約l. 1A減小至約150mA)。
盡管圖4A中的實施例表示了以電橋中的雙向觸發二極管作為觸發裝置， 其他觸發裝置也可以被使用。例如，該觸發裝置可以是電橋內部的硅雙向開 關(SBS)、電橋內部的雙向觸發開關或電橋內部的齊納二極管。
圖5和圖6表示了本發明的另外兩個實施例。圖5表示了適合于控制電機 速度，如風扇電機的實施例。圖5中的實施例和圖4A中的實施例之間的主要
差異是電容器C426的消除。電容器C426有助于除去用于電燈負載的調光器中 的"瞬現(pop on)"。這是滯后現象，當從斷開狀態至所需的低亮度時， 用戶必須首先在電燈開啟之前將亮度提高至超出所需亮度的級別，然后將該 亮度調暗回所需的低亮度。但是，對于電機負載，電壓被用于驅動該電機， 即使在最低速度下，電壓也很少降到低于60伏，該電壓是調光器典型地"瞬 現(pop on)"狀態下的電壓。因此，滯后消除電容器通常可以從電機控制 負載電路中被省略。盡管如此，當"瞬現(pop on)"現象并非問題時，圖 5的實施例可以與電燈負載一起使用。
圖6表示了圖2A中的現有技術調光器電路按照本發明修改后的電路，該 電路在整流器電橋670內部放置觸發裝置即雙向觸發二極管630，以及放置與 雙向半導體開關即觸發三極管610的柵極串聯電連接的柵電流限流阻抗即電 阻器R680。
圖7表示了輸出電壓波形的DC分量相對輸出電壓的RMS值的曲線，該曲線 用于具有和不具有本發明元件的負載控制電路的多種實施例。圖7所示的值 通過測量連接到線電壓源的不同的雙線負載控制電路結構的DC輸出而獲得， 以驅動120V白熾燈負載。
在圖7中，曲線標記diac+和diac-表示基本上橫穿整個調光范圍的圖2A 中現有技術調光器電路的輸出電壓波形的DC分量，從當電燈沒有明顯的發光 量(約20 VRMS)時的低端至當基本上所有可用的線電壓(約115Vkms)都被提 供給電燈時的高端。
曲線標記diac+表示具有安裝在第一方向的觸發裝置雙向觸發二極管的 現有技術雙線調光器電路的輸出，曲線標記diac-表示具有安裝在第二方向 即相反方向的觸發裝置雙向觸發二極管的相同調光器電路的輸出。曲線標記 diac+/47ohn^Pdiac-/47ohm表示增加了47Q的觸發三極管柵電流限流電阻
器的現有技術雙線調光器電路的輸出。曲線標記diac w/ bridge表示在全波 整流器電橋內增加了觸發裝置即雙向觸發二極管的現有技術雙線調光器電 路。最后，曲線標記diac w/ bridge &47011111表示圖4八中的負載控制電路實 施例的輸出。因此，可以看到，優選情況下，輸出電壓的DC分量低于0.2VDc， 更優選的情況下，低于0.1Vdc，實質上貫穿負載控制電路的整個調光范圍。
盡管本發明參考特定實施例描述，但許多變化和改進以及其他用途將很 容易為本領域技術人員所公知。因此，本發明不應限于此處特定公開內容， 而僅限于所附權利要求。
權利要求
1.一種負載控制電路，具有用于與受控負載串聯連接的第一和第二接線端，所述負載控制電路包括用于將交流源波形的正和負半周期的至少一部分切換至負載的雙向半導體開關，該雙向半導體開關具有控制電極，所述負載控制電路還包括相角設置電路，該相角設置電路包括計時電路，當所述雙向半導體開關導通時，所述計時電路在交流源波形的每個半周期過程中設置相角；所述相角設置電路包括與所述開關的控制電極串聯連接的電壓閾值觸發裝置；所述相角設置電路還包括串聯連接于所述計時電路的輸出端和所述半導體開關的控制電極之間的整流器電橋，該整流器電橋具有第一對接線端和第二對接線端，所述第一對接線端串聯連接于所述計時電路的輸出端和所述半導體開關的控制電極之間，所述第二對接線端與所述電壓閾值觸發裝置連接；由此在與所述負載控制電路串聯連接的負載中產生的噪聲被減小。
2. 根據權利要求l所述的電路，其中所述電壓閾值觸發裝置包括雙向觸 發二極管、硅雙向開關、雙向觸發開關或齊納二極管。
3. 根據權利要求l所述的電路，其中所述半導體開關包括觸發三極管。
4. 根據權利要求l所述的電路，其中所述計時電路包括電阻器電容器時 間常數電路。
5. 根據權利要求l所述的電路，其中所述整流器電橋包括連接于橋式整 流器結構中的四個二極管。
6. 根據權利要求4所述的電路，其中所述電阻器電容器時間常數電路包 括用于調整當所述半導體開關的導通發生時的相角的電位計。
7. 根據權利要求1所述的電路，所述電路還包括濾波器，該濾波器包括 與所述負載控制電路串聯耦合的電感器。
8. 根據權利要求1所述的電路，所述電路還包括濾波器，該濾波器包括 與所述負載控制電路接線端跨接耦合的電阻器電容器電路。
9. 根據權利要求1所述的電路，其中所述負載包括降壓變壓器，該降壓變壓器具有與所述負載控制電路串聯耦合的初級繞組并具有連接于低壓電 燈負載的次級繞組。
10. 根據權利要求9所述的電路，其中所述變壓器包括環形鐵芯變壓器。
11. 根據權利要求l所述的電路，所述電路還包括與所述開關的控制電極 串聯耦合的電阻器。
12. 根據權利要求l所述的電路，其中所述整流器電橋確保所述電壓閾值 觸發裝置中的電流僅僅在一個方向上流動。
13. 根據權利要求l所述的電路，其中所述負載包括電燈負載。
14. 根據權利要求l所述的電路，其中所述負載包括電動機。
15. 根據權利要求1所述的電路，所述電路還包括電壓補償電路，該電壓 補償電路耦合至所述時間常數電路以改變在所述計時電路的輸出端提供的 電壓，從而補償所述負載控制電路兩端的電壓。
16. 根據權利要求15所述的電路，其中所述電壓補償電路包括雙向觸發 二極管。
17. —種用于從交流源波形減小被斷相負載控制電路驅動的電負載中產 生的噪聲的方法，該方法包括當雙向半導體開關導通時，在所述交流源波形的每個半周期過程中設置 相角；提供與所述開關的控制電極串聯連接的電壓閾值觸發裝置，由此當閾值電壓被超出時，控制電極電流被提供給所述開關；所述方法還包括提供控制電極電流給所述開關，以使該控制電極電流僅僅在一個方向上流過所述電壓 閾值觸發裝置，由此減小該控制電極電流中的不對稱，并且有助于減小負載中的噪聲。
18. 根據權利要求17所述的方法，其中所述提供控制電極電流給所述開 關的步驟包括提供在相角設置電路的輸出端和所述開關的控制電極之間串聯的整流器電橋，該整流器電橋具有第一對接線端和第二對接線端，所述第 一對接線端串聯連接于所述相角設置電路的輸出端和所述開關的控制電極 之間，所述第二對接線端與所述電壓閾值觸發裝置連接。
19. 根據權利要求17所述的方法，所述方法還包括提供與所述控制電極 串聯的電阻器以平衡每個半周期中流至控制電極的電流。
20. —種負載控制電路，具有用于與受控負載串聯連接的第一和第二接 線端，所述負載控制電路包括用于將交流源波形的正和負半周期的至少一部 分切換至負載的雙向半導體開關，該雙向半導體開關具有控制電極，所述負 載控制電路還包括相角設置電路，該相角設置電路包括計時電路，當所述雙向半導體開關 導通時，所述計時電路在交流源波形的每個半周期過程中設置相角；所述相角設置電路包括與所述開關的控制電極串聯連接的電壓閾值觸 發裝置，所述相角設置電路還包括連接于所述計時電路和所述半導體開關的 控制電極之間的第一電路，該第一電路用于確保流過所述電壓閾值觸發裝置 的電流僅僅在一個方向上流動，該第一電路具有第一對接線端和第二對接線 端，所述第一對接線端串聯連接于所述計時電路的輸出端和所述半導體開關 的控制電極之間，所述第二對接線端與所述電壓閾值觸發裝置連接；由此在與所述負載控制電路串聯連接的負載中產生的噪聲被減小。
21. 根據權利要求20所述的電路，其中所述第一電路包括整流器電橋。
22. 根據權利要求20所述的電路，其中所述電壓閾值觸發裝置包括雙向 觸發二極管、硅雙向開關、雙向觸發開關或齊納二極管。
23. 根據權利要求20所述的電路，其中所述半導體開關包括觸發三極管。
24. 根據權利要求20所述的電路，其中所述計時電路包括電阻器電容器 時間常數電路。
25. 根據權利要求21所述的電路，其中所述整流器電橋包括連接于橋式 整流器結構中的四個二極管。
26. 根據權利要求24所述的電路，其中所述電阻器電容器時間常數電路 包括用于調整當所述半導體開關的導通發生時的相角的電位計。
27. 根據權利要求20所述的電路，所述電路還包括濾波器，該濾波器包 括與所述負載控制電路串聯耦合的電感器。
28. 根據權利要求20所述的電路，所述電路還包括濾波器，該濾波器包 括與所述負載控制電路接線端跨接耦合的電阻器電容器電路。
29. 根據權利要求20所述的電路，其中所述負載包括降壓變壓器，該降 壓變壓器具有與所述負載控制電路串聯耦合的初級繞組并具有連接于低壓 電燈負載的次級繞組。
30. 根據權利要求29所述的電路，其中所述變壓器包括環形鐵芯變壓器。
31. 根據權利要求20所述的電路，所述電路還包括與所述開關的控制電 極串聯耦合的電阻器。
32. 根據權利要求20所述的電路，其中所述負載包括電燈負載。
33. 根據權利要求20所述的電路，其中所述負載包括電動機。
34. 根據權利要求20所述的電路，所述電路還包括電壓補償電路，該電 壓補償電路耦合至所述時間常數電路以改變在所述計時電路的輸出端提供 的電壓，從而補償所述負載控制電路兩端的電壓。
35. 根據權利要求34所述的電路，其中所述電壓補償電路包括雙向觸發二極管。
36. —種用于將來自交流電線電壓源的電能傳遞到負載的雙線調光器，該雙線調光器包括雙向半導體開關，用于被耦合于所述電源和所述負載之間，所述半導體開關具有控制輸入端并且可用于提供輸出電壓至所述負載；計時電路，用于被耦合于所述電源和所述負載之間并且具有一輸出端，所述計時電路可用于產生表示所述雙向半導體開關的所需導通時間的信號； 觸發裝置，具有與所述計時電路的輸出端串聯電連接的第一接線端和與 所述雙向半導體開關的控制輸入端串聯電連接的第二接線端，當電流從所述 第一接線端流至所述第二接線端時，所述觸發裝置具有第一伏-安特性曲線， 以及當電流從所述第二接線端流至所述第一接線端時，所述觸發裝置具有第 二伏-安特性曲線，其中所述第一伏-安特性曲線基本上與所述第二伏-安特 性曲線一致；以及阻抗，所述阻抗串聯電連接于所述計時電路的輸出端和所述半導體開關 的控制輸入端之間，以使所述阻抗保證流入所述控制輸入端的電流大小基本 上與流出所述控制輸入端的電流大小相等。
37. 根據權利要求36所述的調光器，其中所述觸發裝置包括整流器電橋，該整流器電橋具有用于接收交流電壓的第一對接線端和用 于輸出直流電壓的第二對接線端，其中所述第一對接線端是所述觸發裝置的 所述第一和第二接線端；以及耦合于所述整流器電橋的所述第二對接線端之間的雙向觸發二極管。
38. 根據權利要求37所述的調光器，其中所述阻抗包括電阻器。
39. 根據權利要求38所述的調光器，其中所述計時電路包括具有電位計 的雙移相電阻器電容器電路。
40. 根據權利要求38所述的調光器，其中所述計時電路還包括電壓補償 電路，所述電壓補償電路包括第二整流器電橋，具有用于接收交流電壓的第一對接線端和用于輸出直 流電壓的第二對接線端；以及第二雙向觸發二極管，耦合于所述整流器電橋的所述第二對接線端之間；由此所述電壓補償電路可用于改變與電源的有效電壓成反比關系的所 需導通時間，從而在所需級別上基本保持傳遞至所述負載的電能。
41. 根據權利要求40所述的調光器，其中所述計時電路還包括直流補償 電路，所述直流補償電路包括-直流補償電容器，串聯電連接于所述電壓補償電路雙向觸發二極管和所 述負載之間；以及直流補償電阻器，串聯電連接于所述電源和所述直流補償電容器與所述 電壓補償電路雙向觸發二極管的結點之間；由此所述直流補償電路可用于通過導致所述雙向半導體開關的導通時 間在交流半周期中增加和在互補交流半周期中減少來減小所述輸出電壓的 直流分量，從而基本上致使所述雙向半導體開關的導通時間在每個半周期中 相等。
42. 根據權利要求36所述的調光器，其中所述計時電路包括單移相電阻 器電容器電路。
43. 根據權利要求42所述的調光器，其中所述計時電路包括雙移相電阻 器電容器電路。
44. 根據權利要求43所述的調光器，其中所述計時電路還包括電位計。
45. 根據權利要求42所述的調光器，其中所述計時電路還包括電位計。
46. 根據權利要求36所述的調光器，其中所述計時電路還包括電壓補償 電路；所述電壓補償電路可用于耦合以改變與所述電源的有效電壓成反比關 系的所述雙向半導體開關的導通時間，從而在所需級別上基本保持傳遞到所 述負載的電能。
47. 根據權利要求46所述的調光器，其中所述電壓補償電路包括雙向觸 發二極管。
48. 根據權利要求47所述的調光器，其中所述電壓補償電路還包括整流 器電橋，所述整流器電橋具有用于接收交流電壓的第一對接線端和用于輸出 直流電壓的第二對接線端；其中所述雙向觸發二極管耦合于所述整流器電橋 的所述第二對接線端之間。
49. 根據權利要求48所述的調光器，其中所述輸出電壓包括交流分量和 直流分量；所述直流分量具有小于O. l伏的凈值。
50. 根據權利要求36所述的調光器，其中所述阻抗耦合于所述觸發裝置 的第二接線端和所述雙向半導體開關的控制輸入端之間。
51. 根據權利要求36所述的調光器，其中所述阻抗耦合于所述計時電路 的輸出端和所述觸發裝置的第一接線端之間。
52. 根據權利要求37所述的調光器，其中所述阻抗耦合于所述整流器電 橋的第二對接線端之間，與所述雙向觸發二極管串聯電連接。
全文摘要
一種負載控制電路，具有用于與受控負載串聯連接的第一和第二接線端，所述負載控制電路包括用于將交流源波形的正和負半周期的至少一部分切換至負載的雙向半導體開關，該雙向半導體開關具有控制電極。所述負載控制電路包括相角設置電路，該相角設置電路包括計時電路，當所述雙向半導體開關導通時，所述記時電路在交流源波形的每個半周期過程中設置相角。所述相角設置電路包括與所述開關的控制電極串聯連接的電壓閾值觸發裝置。所述相角設置電路還包括串聯連接于所述計時電路的輸出端和所述半導體開關的控制電極之間的整流器電橋，該整流器電橋具有第一對接線端和第二對接線端，所述第一對接線端串聯連接于所述計時電路的輸出端和所述半導體開關的控制電極之間，所述第二對接線端與所述電壓閾值觸發裝置連接。所述負載控制電路還包括與所述半導體開關的控制電極串聯電連接的阻抗。尤其當所述負載是驅動磁低壓電燈的環形變壓器并且所述負載控制電路是雙線調光器時，與所述負載控制電路串聯連接的負載中產生的噪聲被減小。
文檔編號H05B39/08GK101099415SQ200580046455
公開日2008年1月2日 申請日期2005年11月16日 優先權日2004年11月24日
發明者R·韋特曼 申請人:路創電子公司