受控的啟動模式的直接驅動冷陰極熒光照明的電路的制作方法

專利名稱：受控的啟動模式的直接驅動冷陰極熒光照明的電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及冷陰極熒光照明(CCFL)，具體地說涉及提供一種受控的啟動模式的方法。
背景技術：
在電子學技術領域中，液晶顯示器(LCD)是眾所周知的。在筆記本計算機中，它的LCD的背光部分是最大功耗的器件之一。該LCD通常采用一種冷陰極熒光燈(CCFL)用作背部照明。不過，為了正常的工作，該CCFL需要AC高壓電源。明確地說，該CCFL在約50kHz時，需要約600Vrms。而且，該CCFL的啟動電壓可以是象它正常工作的電壓的兩倍那樣高。因此，甚至于啟動CCFL工作需要超過1000Vcms。
在最佳的運用中，筆記本計算機中的電池必需產生該CCF1所需的AC高壓。為增加重要的電池壽命。在本領域中的技術人員力求提供一種裝置，把這低的DC電壓源轉變成所需的AC電壓。一種磁性變壓器(下文簡稱變壓器)可以提供上述的轉換。CCFL電路可在各個方面影響這個變壓器。
例如，

圖1示出一種示范性的Royer CCFL電路100，在該電路中，NPN晶體管Q1和Q2的發射極耦合到電感器，而NPN晶體管Q1和Q2的集電極則連接到變壓器T1初級線圈對向的兩端點。變壓器T1的中心抽頭連接到電池(在本例中，是12V電源)。變壓器T1的第二初級線圈連接在NPN晶體管Q1和Q2的基極之間。其它的一些元部件，例如兩極管D1/D2，電阻器R1、R2，電容器C1和200kHz的振蕩器組成了控制CCFL中電流的調整電路。在這結構中，Royer CCFL電路100基本上起著固定的輸出電壓轉換器的作用，其中，它在節點101處升高的電壓正比于次級線圈的圈數除以初級線圈的圈數。
重要的是，該被升高的電壓必須至少是CCFL的起弧電壓。明確地說，在起弧之前(即，CCFL如一開路)，沒有電流流經電容器C3，所以跨接在它兩端的電壓變高(即，高達起弧電壓)。不過，在起弧之后，電流開始流過電容器C3，所以跨接在它兩端的電壓降到所要的工作電壓。
圖2A示出示范性的直接驅動CCFL電路200，在該電路中，n型晶體管Q5和Q6的源極耦合到接地，而它們的漏極則連接到變壓器T3初級線圈對向的兩端點。p型晶體管Q4連接在變壓器T3的中心抽頭處和電池VBATT之間。變壓器T3次級線圈對向的兩端點連接到接地和CCFL的輸入端。在直接驅動CCFL電路200的一實施例中，晶體管Q5和Q6具有50％的占空因數(例如，在0和5V之間)，而晶體管Q4則有一在0％和100％之間的可調占空因數(例如，VBATT-7.5V和VBATT)(參見圖2B)。在工作中，直接驅動電路200有效地起著電流源輸出的作用。明確地說，當促使電流流經該CCFL時，輸出電壓201將提高以保證電流繼續流動。在CCFL啟動時，電壓201提高直到CCFL起弧或到電路200中某個部件停止工作為止。在CCFL起弧之后，在CCFL中將流動相同的電流，但電壓將降至所要的工作電壓。比起Royer CCFL電路100來，直接驅動CCFL電路200具有幾個已知的優點。明確地說，具有較少部件的直接驅動CCFL電路200通常可提供的效率比Royer CCFL電路100的高。而且，不同于Royer CCFL電路100，直接驅動CCFL電路200可有利地驅動多根CCFL管。例如，在于2002年10月3日提交的，題為“驅動CCFL的方法和系統”的第10/264,438系列號美國專利申請中描述了具有這種能力的一種已知的直接驅動CCFL的電路，該文結合在此供參考。
直接驅動電路不提供固定的次級電壓。而該CCFL決定次級電壓，不是驅動電路系統。因為該CCFL有效地設定它自己的工作點(即，提供自偏壓功能)，所以使用者不需要為CCFL檢出工作電壓，為鎮流電容選擇合適的電容值(例如，在Royer CCFL電路100中的電容器C3)，然后修改那些數值來保證在CCFL中將消耗足夠的功率以提供合適的光照。一般認為CCFL決定的次級電壓是有利的，因為它不用鎮流電容。
但是，CCFL的起弧特性可認為是使用時間和溫度這兩者的作用。就是說，當管子的使用時間已很長或處在非常冷的環境下時，CCFL可能不會正常地起弧。遺憾的是，如果CCFL不在預先確定的時間內起弧，直接驅動CCDFL電路200可能會把使管子起弧的困難當作“壞的”管子來斷定。就是說，在直接驅動CCFL電路200中的檢測電路系統，可能會斷定該管子是一次安全性事故，并在新的較高電壓起弧之前，錯誤地停止該CCFL的運作。
為使CCFL“共軸”到正常地起弧，某些使用者寧可把跨接在CCFL上的電壓在一短時段內保持比正常(仍歸是安全的)電壓較高一些。傳統的直接驅動CCFL電路，因為它的電流源的性質，不能夠提供固定電壓跨接在尚未起弧的CCFL上。
所以，在使用直接驅動CCFL電路時，不僅要改進冷啟動操作，而且還需要產生一種由CCFL提高有效壽命的方法。

發明內容
CCFL根據使用時間和溫度可顯示出不同的起弧特性。例如，一只老的或冷的CCFL要經較長的時間才能起弧。在直接驅動CCFL電路中的、采用標準啟動操作有起弧困難的CCFL，可能被當作有操作的故障。所以，根據本發明的一特點，可方便地控制直接驅動CCFL電路的啟動操作以保證提供CCFL起弧的機會。
在一實施例中，直接驅動CCFL電路的變壓器和CCFL負載，可在基本上不同于它們的共振頻率的一個頻率上被初始地驅動。根據某些條件，基本上能使這開關頻率以一種受控的方法接近共振頻率。可使用輸入到CCFL的電壓，流經CCFL的電流(如由正比于該電壓的CCFL的輸出電壓所指出的)，以及CCFL/變壓器組合的共振頻率等來監控這些條件。
在一實施例中，可監控CCFL的輸入電壓以確定該輸入電壓是否等于或小于預先確定的中間電壓。如果是這樣，那么可遞增地改變這開關頻率以接近變壓器/CCFL組合的共振頻率。不過，如果該輸入電壓大于預先確定的中間電壓，但小于預先確定的高電壓，那么，該頻率可保持在它現有的值。
另一方面，如果該輸入電壓超過預先確定的高電壓，那么，可重新設定這開關頻率到初始頻率，例如，基本上高于共振頻率的一個頻率，而可重復這啟動操作。當CCFL電流等于或大于預先確定值時，該CCFL可賦予“起弧”特性。在一實施例中，當CCFL啟動操作開始時，可設置一計時器。如果當不論輸入電壓大于預先確定的中間電壓，還是CCFL電流小于預先確定值時計時器已停止，那末，直接驅動CCFL電路可被停止運作。
還提供一種在穩態操作期間對直接驅動CCFL電路中故障情況的監控方法。穩態操作定義為在初始啟動時段之后的操作。在一實施例中，可以監控類似于那些在啟動操作中的情況。例如，對一預先確定的時鐘周期數，如果輸入電壓大于預先確定的中間電壓，或CCFL電流小于預先確定值(如通常測量正比于該電流的CCFL輸出電壓所指出的)，那么，直接驅動CCFL的電流可被停止運作。在一實施例中，如果輸入電壓等于或小于預先確定的中間電壓，而CCFL電流等于或大于預先確定值，則CCFL的開關頻率將朝著它的共振頻率減小。如果CCFL的電流頻率不大于共振頻率，那么，該電流頻率可予保持。
還提供一種從直接驅動CCFL電路的驅動過渡到穩態的方法。明確地說，在直接驅動電路中CCFL起弧之后，對一預先確定的調光周期數，該CCFL可促使為最大亮度。在這預先確定的調光周期數之后，然后就可實現故障監控。一“調光周期”包括CCFL開通時的一段時間和CCFL關斷時的一段時間。通過改變“開通時間”對“關斷時間”的比率，可調節該管子的平均亮度。調光周期的時段常常是6ms左右。
還提供一種用于確定在直接驅動CCFL系統中流經多根管子的電流的電路。該電路可包括用于確定來自第一管子的第一電壓的裝置，其中第一輸出電壓正比于流經第一管子的電流。該電路還可包括用于確定來自第二管子的第二輸出電壓的裝置，其中第二輸出電壓正比于流經第二管子的電流。該電路還可不僅包括用于把這已結合的電壓與預先確定的電壓作比較的裝置，而且可包括用于組合第一和第二輸出電壓的裝置。該預先確定的電壓(例如1.25V)正比于一電流，這電流可表明多根管子已起弧，或表明多根管子中的一根管子不能通過電流。
用于決定第一輸出電壓的裝置包括在低電壓源和第一管子的輸出端之間耦合的第一電阻器，和第一二極管，它具有連接到第一電阻器的陰極，和連接到用于組合的裝置的陰極。類似地，用于決定第二輸出電壓的裝置包括在低電壓源的第二管子的輸出端之間耦合的第二電阻器，和第二兩極管，它具有連接到第二電阻器的陰極，和連接到用于組合的裝置的陽極。
用于組合的裝置可包括在高電壓源和第一二極管陽極之間耦合的第三電阻器，在高電壓源和第二二極管陽極之間耦合的第四電阻器，第三二極管，它具有連接到第一兩極管陽極的陽極，和連接到用于比較的裝置的陰極，以及第四二極管，它具有連接到第二二極管陽極的陽極和連接到用于比較的裝置的陰極。
對于加到電路上的每對管子，可配置附加的電阻器/兩極管對來確定管子的輸出電壓。在一實施例中，對于加到電路上的每對管子，附加的電阻器/兩極管對連接到用于組合的裝置。
附圖簡述圖1示出示范性的Royer CCFL電路；圖2A和2B分別示出示范性的直接驅動CCFL電路以及與它有關的波形；圖3示出可控制CCFL啟動操作的示范性的直接驅動CCFL系統；圖4A示出用于在啟動操作期間控制直接驅動CCFL電路頻率的一種技術；圖4B示出示范性的穩態操作，在這穩態中，可監控與CCFL有聯系的各種情況；圖5示出CCFL系統的另一部分；圖6示出用于CCFL系統的示范性計時圖；圖7示出能使亮度極性可選擇的調光電路的一實施例；圖8示出VCO的一實施例；圖9示出能驅動兩個CCFL管的CCFL驅動電路；圖10A和10B示出在圖9的CCFL驅動電路中的各節點處的電壓；圖11示出能驅動四個CCFL管的CCFL驅動電路。
具體實施例方式
根據本發明的一特性，可監控與CCFL有聯系的各種情況。根據這些情況，可在啟動操作期間，適當地控制直接驅動CCFL電路的開關頻率。這個受控的啟動，能對慢起弧的CCFL有額外的機會來起弧。在一實施例中，可把該受控的啟動限制于一設定的時段，例如，1秒。如果CCFL在設定的時段期間起弧，那么，該CCFL可進入穩態操作。此時，可監控相同的情況以識別在直接驅動CCFL電路中的故障。
圖3示出一種包括直接驅動CCFL電路301的直接驅動CCFL系統300。在直接驅動CCFL電路301中，n型晶體管303和305的源極耦合到接地，而它們的漏極連接到變壓器304初級線圈對向的端點。把p型晶體管302連接在變壓器304的中心抽頭和電池電壓VBATT之間。在一實施例中，電池電壓VBATT能提供7-24V(通常是裝配在筆記本計算機應用中的三個鋰離子電池)。把變壓器304次級線圈對向的端點連接到接地和CCFL 308的輸入端。把CCFL 308的輸出端通過一對串聯連接的電阻器311和312耦合到(經過兩極管整流器314和315)VSS。
直接驅動CCFL電路301不僅還包括二極管314，而且還包括二極管315，二極管314的陽極連接到CCFL308的輸出端，而它的陰極則連接到電阻器311，二極管315的陰接連接到CCFL 308的輸出端，而它的陽極則連接到VSS。流經CCFL 308的電流可在導線313上檢測到，其中跨接在電阻器311上的整流電壓(由二極管314和315保證)正比于CCFL的電流。流經電阻器311和312的電流可通過在管腳CSDET處的導線317在節點316處檢測到。電阻器306和309形成分壓器，這樣，可通過導線318在節點307處檢測到CCFL的輸入電壓，然后利用整流器(例如，采用二極管342)從AC變換到DC來提供正比于CCFL輸入電壓的一電壓(在管腳OVPH和OVPL處)。
根據本發明的一特性，直接驅動CCFL電路301的開關頻率與它的共振頻率基本不同時才初始地工作，然后在受控的方式下接近它的共振頻率。這共振頻率由與變壓器304有聯系的寄生電感和電容所確定(以及和CCFL 308有聯系的某些寄生電容)。在一實施例中，初始的開關頻率可以是基本上比共振頻率高。這非共振的開關頻率影響變壓器304的工作，使得可以控制它提供給CCFL 308的輸出電壓。
重要的是，當開關頻率正在接近共振時，繼續監控跨接在CCFL的電壓(如在管腳OVPH，OVPL所檢測到的)。如果CCFL電壓超過某個預置值，那么，該驅動頻率保持不變直至該電壓降到預置值之下時為止。如果CCFL電壓超過另一較高的預置值，那么，開關頻率再次被提高到它的最大值，它停留在這個值上，直至CCFL電壓降低到在第二較高閥值之下時為止。
圖4A示出一種在啟動操作期間控制直接驅動CCFL電路頻率的方法400。在該400中，計時器401在步驟401中開始。該計時器對CCFL的啟動時段監控最大時間。如在下面說明的那樣如果在CCFL沒有建立正確工作的情況下，那個時段被超過，那么，驅動電路系統關斷該電路以避免一次可能的安全性事故。在一實施例中，這時段設置為1秒。
在步驟402中，把開關頻率設置到它的最大設定，而把SSV設定到0V。在SSV管腳處的電壓控制了在管腳OUTA處開關波形的最大占空因數。它通過箍住COMP管腳到不高于它本身電壓的一電壓來完成的。當在SSV處的電壓為0V時，在OUTA處的占空因數為0％。當SSV增加時，OUTA的占空因數也能增加。
可同時對隨后的三個步驟403，404，407作檢查。步驟404確定在管腳CSDET處的電壓(即，正比于流經CCFL電流的CCFL輸出電壓)是否小于預先確定的低電壓。在一實施例中，這低電壓是1.25V。如果在管腳CSDET處的電壓等于或大于該低電壓，那么，CCFL已經起弧，且此過程進行到穩態操作。
如果在管腳CSDET處的電壓小于預先確定的低電壓，且計時器尚未結束，如在步驟410所確定的，那么，控制流程進行到步驟403。步驟403確定在管腳OVPL的電壓(即，提供到CCFL輸入電壓的電壓代表)是否大于預先確定的中間電壓。在一實施例中，如經過由電阻器307和309組成的電阻分壓器(見圖3)檢測到的CCFL的中間電壓為2.5V。在這步驟，如果在管腳OVPL處的電壓不大于該中間電壓，那么，步驟405確定直接驅動CCFL電路的開關頻率是否大于預先確定的最小頻率(例如，在50kHz的量級上)。如果直接驅動CCFL電路的開關頻率大于預先確定的最小頻率，那么，在步驟406設定新的開關頻率。在一實施例中，這開關頻率通過從電流開關頻率(F(老的)減去遞增的頻率(delta)來確定。(在一實施例中，使在管腳FCOHP處的電壓得以提升，這就降低了開關頻率。)如果在管腳OVPL處的電壓大于該中間電壓(步驟403)，那么，步驟411確定計時器是否已經結束。如果計時器已結束，那末在步驟409關斷電路。如果計時器未結束，那么，開關頻率保持不變。在一實施例中，不讓在FCOMP處的電壓充電或放電，這就保持開關頻率不變。
步驟407確定在管腳OVPH的電壓是否大于預先確定的高電壓。在一實施例中，該預先確定的高電壓閾值(正比于輸入的CCFL電壓，且通過包括電阻器307和309的電阻分壓器檢測)為3.3V。
如果在管腳OVPH處的電壓大于預先確定的高電壓閥值，且計時器尚未結束(步驟408)，那么，開關頻率再次增加到它的最大設定值，而SSV被設定在0V。換句話說，如果對CCFL的輸入電壓大于這高電壓，從而指出該過程不提供充分的電壓控制，那么，開關頻率可被增加到最大頻率，而在管腳OUTA處的開關波形的占空因數將被重新設定到零，然后在SSV增加時使其增加，從而有效地再啟動CCFL。如果在管腳OVPH處的電壓不大于第三預先確定的電壓，那么控制就返回到共同作用的步驟403，404和407。如果計時器結束，如由在CCFL起弧前步驟408，410中的一個或411步驟所確定的，那么，該CCFL多半是有故障的，而啟動過程可在步驟409被結束。
因此，總起來說，如果CCFL輸入電壓的電阻分壓表示是在預先確定的高電壓(例如，3.3V)和預先確定的中間電壓(2.5V)之間，那么，開關頻率保持不變。如果CCFL輸入電壓的電阻分壓表示是小于預先確定的中間電壓，那么，開關頻率將降低直至達到它被預置的最小頻率時為止。注意，在CCFL中檢測到顯著的電流之后，它是當在管腳CSDET處的電壓大于1.25V時，在上述的實施例中出現的，那么，該驅動電路系統將轉到穩態工作的模式。該穩態工作模式包括接近于共振的開關頻率。
在穩態工作模式中，可實行正常的故障保護。例如，圖4B示出示范性的穩態操作420，在其中可監控如通過在管腳CSDET處的電壓檢測到的流經CCFL的電流。重要的是，當該電路首先啟動時，這種故障保護就不予工作，讓CCFL(即使是難處理的CCFL)起弧。方便的是，在穩態工作模式中，用來在啟動模式期間調節開關頻率的相同的電壓/頻率可被用于檢測故障情況。在一實施例中，在CCFL已起弧之后可檢測到三種故障情況。
在圖4B中，同時測試步驟417，412和413。步驟417確定在管腳OVPH處的電壓是否大于預定確定的高電壓，例如3.3V。步驟412確定在管腳OVPL處的電壓是否大于預先確定的中間電壓，例如2.5V。在一實施例中，這檢查僅在正常消隱時段之后完成。換句話說，在每次調光周期開始時，和在調光周期期間當CCFL被關斷時不能做這個檢查。步驟413確定在管腳CSDET處的電壓是否小于預先確定的低電壓，例如1.25V，以及N個時鐘周期是否已結束。在一實施例中，可把N設定為4，且僅在正常的一消隱時段之后開始計數。(通過對N個連貫的時鐘周期要求出現的故障，該電路能避免在一、二個異常信號的基礎上不準確地觸發一故障。)。換句話說，當在消隱時段時也不能做這個檢查。如果在步驟417，412和413中任何的檢查是肯定的，那么，在步驟416中關斷CCFL。相反，如果在步驟417，412和413中任何的檢查是否定的，那么，穩態操作420前進到步驟414。
在開關頻率已降低到它最后預置的最小值之前，CCFL直接驅動電路將從它的啟動模式轉換到穩態操作是十分可能的。步驟414和415指出即使在穩態操作中，開關頻率仍可以從較高值降低到它的接近CCFL/變壓器網絡的共振頻率最后的最小預置值。
圖5示出CCFL系統300(圖3)的另一部分，尤其是可用集成電路芯片來實現的一個部分320。在這實施例中，VC0529產生時鐘信號，該信號在被T型觸發電路547一分為二之后驅動緩沖器548和549(其中緩沖器549與548的極性相反)。緩沖器548和549的輸出又驅動直接驅動CCFL電路系統301的NMOS晶體管303和305(分別通過管腳OUTAPB和OUTC)。
在這個實施例中，與外部電阻334連接的(它又與電源的正極連接(例如，5V))PMOS晶體管528能控制提供到VCO 529的電流(其中該電流確定VCO 529的頻率范圍)。重要的是，在RDELTA處的電壓追隨在管腳FCOMP處的電壓。明確地說，隨著在管腳FCOMP處的電壓斜升得較高，在管腳RDELTA處的電壓也一樣。在管腳RDELTA處的較高電壓，經過外部電阻器334通過較少的電流，從而導致較少的電流經過PHOS晶體管528。較少的電流經過PMOS晶體管528導致較少的電流進入VCO 529，且最終滯后了RAMP的頻率和CLK的信號。相反，在管腳FCOMP處的較低電壓增加了經過晶體管528的電流，從而增加了進入VCO529的電流和它產生的頻率。因此，PMOS晶體管528有效地為VCO 529提供一頻率范圍。在一實施例中，通過施加一合適的電壓RES_FCOHP到NMOS晶體管542，可把在管腳FCOMP處的電壓重新設定到0V。一種故障邏輯電路541可以產生這個合適的電壓RES_FCOMP。
也可為VCO 529設定最小的頻率。在一實施例中，誤差信號放大器530可把在管腳RT2上的電壓與設定的參考電壓作比較，然后輸出這兩個電壓之間的差，作為放大的比較結果。當把外部電阻器335配置在管腳RT2和VSS之間時，誤差信號放大器530將驅動NMOS晶體管531，使得在管腳RT2處的電壓保持在1.5V。于是經過NMOS晶體管531并進入VCO 529的電流為1.5V除以電阻器335值。這個電流設定了VCO 529的最小頻率。電阻器335是這樣來選擇的，使得VCO 529的最小頻率接近變壓器/CCFL網絡的共振頻率。
管腳OVPH和OVPL上的電壓部分地控制故障邏輯電路541。明確地說，管腳OVPH上的電壓提供到比較器537，它把輸入電壓與上述的高電壓，例如3.3V作比較。管腳OVPL上的電壓提供到比較器538和539，它們各自把那個電壓與上述的中間電壓，例如2.5V作比較。注意，誤差信號放大器539的輸出控制PMOS晶體管540的柵極，當該晶體管開通時，使連接到管腳FCOMP的電容器341通過小的電流源充電。當在管腳FCOMP處的電壓升高時，VCO的頻率下降。當PMOS晶體管540關斷時，在管腳FCOMP處的電壓不改變，因此VCO的頻率也不改變。
故障電路541，利用誤差信號放大器537和538的輸出，提供關于圖4A和圖4B所描述的功能。例如，故障電路541產生提供到NMOS晶體管524的輸出信號RES_SSV，當RES_SSV信號是高電位時，NMOS晶體管524開通，從而使連接到管腳SSV的電容器333通過電流源550放電。這放電將限止PWM信號的占空因數直至驅動器OUTA被徹底關斷時為止。相反，當RES_SSV信號是低電位時，電容器333通過電流源521充電，使驅動器564在較大的占空因數下驅動管腳OUTA。
在這個實施例中，在管腳CSDET處的電壓(它監控流經CCFL的電流)提供到比較器543，它把那個電壓與預先確定的低電壓(例如1.25V)作比較。比較器543的輸出重新設定2-比特計數器544，它將在不同的情況下對每個時鐘周期向上計數。于是，可把2-比特計數器544的輸出提供給故障邏輯電路541。如果2-比特計數器544在未被比較器543重新設定的情況下，以兩進制的條件一直計數到4(或另外預先確定的2的乘方)，那么，故障邏輯電路541將把這個情況理解為故障并關斷CCFL電路。正如在下面說明的，在這種形式產生的故障，在消隱間隔期間是忽略的。
在這CCFL系統中，連接到管腳COMP的第一控制回路把它的DC信號提供到比較器532的正端。VCO 529把信號RAMP(與CLK信號同步的鋸齒波形)提供到比較器532的負端，其中RAMP信號的頻率是VCO控制電壓的函數。比較器532的輸出信號，即PWM信號(脈沖寬度已被調制)被提供到驅動器電路546。當PWM信號的占空因素變得較大時，驅動器546保持外部的PMOS晶體管302“開通”較長的一段時間，它增加轉移到CCFL的能量。注意，由VCO529產生的RAMP信號的頻率控制由比較器532產生的PWM信號的頻率。
如上所述，可在導線313上檢測流經CCFL 308的電流，其中跨接在電阻器311/312上的整流電壓(通過二極管314和315保證)正比于該CCFL的電流。那個整流電壓可驅動由電阻器330，電容331，和誤差信號放大器533所組成的積分器的輸入。明確地說，該積分器通過電阻器330接收在導線313上的電壓，其中電阻器330耦合到誤差信號放大器533的負端。誤差信號放大器533把這個信號與在它的非轉換端接收到的參考電壓(例如2.5V)作比較。把電容器331耦合到誤差信號放大器533的負端和輸出端。這積分器的目的是產生上述的信號COMP，使在節點310處按時間平均的電壓基本上符于2.5V的參考電壓。
在一實施例中，比較器525可產生信號BLANK，它可通過故障邏輯電路541忽略某個故障條件一段時間。不僅把比較器525的一輸入端耦合到電容器332和電容器340的端點(通過管腳SSC)，而且把它耦合到兩個電流源526中的一個(例如，一個是1μA而另一個是150μA)。電容器332具有連接到VSS的另一端，而電容器340具有連接到管腳SSCIST的另一端。
在CCFL308的“冷”啟動操作期間，即緊跟在預先確定的時段之后的啟動，在這時段中CCFL已被關斷，故障邏輯電路541可產生信號FIRST，它選擇較低值的電流源并開通連接到管腳SSCIST的NMOS晶體管551。相反，在隨后“熱”啟動期間，即，緊跟在少于預先確定的時段的時間間隔之后的啟動，故障邏輯電路541驅動FIRST信號而低電位，它選擇較高值的電流源并關斷NMOS晶體管551。照這樣，在冷啟動期間，在管腳SSC處的電壓斜升比在熱啟動期間較慢。慢得多的斜升可用于為初始啟動時段提供時間的間隔(例如1秒)。在每次調光周期結束時，信號RES_SSC將電容器332和340放電。在一實施例中，故障邏輯電路541可產生RES_SSC信號。
如果在管腳SSC上的電壓大于3V的參考電壓，那么，信號BLANK變低，它指出消隱時段的結束。另一方面，如果在管腳SSC上的電壓小于3V的參考電壓，那么，信號BLANK是高的，它指出消隱時間間隔有效。第一個消隱時間間隔也用作對初始啟動時段(例如1秒)的時間標記。
在一實施例中，提供到比較器532正輸入端的信號(即在導線551上的信號)可由箝位電路來限制。該箝位電路可包括誤差信號放大器522，它把輸出信號提供到NMOS晶體管523的柵極。NMOS晶體管523具有耦合到VSS的源極，和具有不僅耦合到導線551，而且耦合到誤差信號放大器522正輸入端的漏極。在這結構中，該箝位電路使在導線551上的信號以不快于已選定電流源521能對電容器333充電的速率來提高。該箝位電路還通過把開關占空因數減少到零按每個調光周期關斷CCFL一次。
在一實施例中，斜坡發生器534可產生由小電容器336限制的鋸齒波形(通過管腳CT1)。比較器535可把這鋸齒波形與在BRIGHT管腳上的電壓(即亮度控制電壓，該電壓正比于所需的亮度)作比較。根據這比較，比較器535輸出可變的占空系數信號。XOR(異-或邏輯電路)的柵極536不僅接收在管腳BRPOL上的電壓，而且還接收這個可變的占空系數信號。在這實施例中，低的信號BRPOL指出正常的操作，從而使可變占空系數信號傳輸到故障邏輯電路541。當BRPOL是低的時候，隨著在BRIGHT管腳處的電壓增加，CCFL變得較為明亮。相反，高的BRPOL信號指出相反的操作，從而提供與可變占空系數信號傳輸到故障邏輯電路541相反的信號。當BRPOL是高的時候，CCFL隨著在BRIGHT管腳處的電壓增加變得較為暗淡。
在CCFL系統300中，可包括附加的元部件，如圖3所示。明確地說，附加的部件不僅可包括電容器339，345和265。而且包括例如，電阻器337，pnp晶體管338。電容器339可起到整平在芯片上參考電壓(例如3.4V)的作用。電容器346，負載電阻337，和pnp晶體管338組成可從電池101提供VDD供應電壓的線性穩壓器。在這實施例中，電容器345可用作旁路電容器，它有效地調節來自電池101的高的AC電流。
圖6示出示范性的計時圖600，這包括初始啟動時段601(即從時間t1到時間t2)和后起弧時段603(即從時間t2到時間t7)。在初始啟動時段601中，在時段A期間，在管腳FCOMP處的電壓逐漸增加。注意，時段A在FCOMP＝O時開始，它開通PMOS晶體管528(圖5)，并保證VCO 529產生最大頻率。時段A對應于在管腳OVPL處的電壓不太于2.5V(見圖4A中的步驟403)，且在管腳CSDET處的電壓不大于1.25V的條件。(注意，如果在CSDET處的電壓大于1.25V，那么，初始啟動時段結束，而電路立刻轉到時間點t2。)所以，可提高在管腳FCOMP處的電壓，從而減低VCO 529的頻率。
在時段B期間，在管腳OVPL處的電壓大于2.5V，但是在管腳OVPH處的電壓不大于3.3V(見步驟407)。因此，在時段B期間，保持了在管腳FCOMP處的電壓，從而保持VCO 529的頻率不變。當在管腳OVPL處的電壓降低到2.5V以下時，該電路從時段B過渡到時段C。在時段C期間，在管腳OVPL處的電壓不大于2.5V(見圖4A中的步驟403)，且在管腳CSDET處的電壓仍小于1.25V。所以，在管腳FCOMP處的電壓增加了，從而降低了VCO的頻率。在時段D期間，在管腳OVPL處的電壓再一次大于2.5V，但在管腳OVPH處的電壓不大于3.3V(見步驟407)。因此，在時段D期間，保持了在管腳FCOMP處的電壓，從而保持VCO的頻率不變。
在時段D的結束時，在管腳OVPH處的電壓瞬時地大于3.3V(見步驟407)。所以，立刻觸發一次新的啟動操作。這新的啟動時段由在管腳FCOMP處(它在零處重新開始，從而在VCO中保證最大頻率，然后穩定地增加)和在管腳SSV處(它重新設定占空因數，在下文作進一步詳細的描述)的電壓所示。持續到時間t2時為止的這新的啟動時段滿足在管腳OVPL處的電壓不大于2.5V(見圖4A中的步驟403)。在管腳CSDET處的電壓不大于1.25V，且在管腳OVPH處的電壓小于3.3V的條件。所以，可增加在管腳FCOHP處的電壓，從而降低VCO的頻率。
在時間t2處，在管腳CSDET處的電壓等于或大于1.25V(由虛線605所指)(見步驟404)，從而指出CCFL已起弧。注意，在CCFL起弧的時間時，在管腳FCOMP處的電壓可能已達到5V，也可能未達到5V。在管腳FCOMP處的電壓，不管CCFL是否已起弧或未起弧，將以相同的速率繼續正的傾斜上升。在一實施例中，共振頻率是所設定的最小頻率。因此，時間t2開始了后起弧時段603。
一旦CCFL起弧，要以某個最小的時間終止以使CCFL加熱，遺憾的是，使用者通常要立刻進入占空因數調光。在本文使用的占空因數調光涉及在一個頻率上開通和關斷該CCFL，該頻率比人類肉眼能分辨的頻率快，但比CCFL的開關頻率低得多(例如開關頻率經常是接近50kHz)。CCFL的表觀亮度由這開關操作的占空因數所控制。例如，如果在每個調光時段期間，CCFL的開通時間長于它的關斷時間，那么，CCFL會對人眼顯得較為明亮。相反，如果在每個調光時段期間，CCFL的關斷時間長于它的開通時間，那么，CCFL會對人眼顯得較為暗淡。
在CCFL起弧后立刻繼續進行占空因數調光可導致故障邏輯電路錯誤地觀察在管腳OVPL和CSDET處的電壓認為系統受到威協，從而觸發CCFL的關斷。為避免一次錯誤的關斷，CCFL可在檢測到第一次起弧之后馬上就保持在最大亮度達2個調光周期。這在為了占空因數調光再次被關斷之前提供用于難以啟動管子加熱的時段。注意，因為標準的調光周期是在6mS的數量級上，所以，很可能當CCFL開通時，12mS的最大亮度是可接受的。
參考圖6，所以后起弧時段603在起弧之后馬上包括兩個滿度的亮度周期，即在時間t2-t4之間。亮度周期由在管腳CT1處產生的電壓斜度所確定，其中根據電容器336的充電/放電周期和調光電路534的工作(見圖3和7)，電壓從0變到高壓(例如3V)。為保證兩個滿度的亮度周期，故障邏輯電路541(圖5)產生低的REC_SSV信號，(從而提供高SSV信號二個周期，即在時間t2/t3和t3/t4之間)。
在兩個最大亮度周期之后，故障控制邏輯541可開始標準的占空因數調光控制，如在時段604期間由在管腳SSV上的電壓所指出的(它由合適的RES_SSV信號所提供)。在這實施例中，使用者供應的電壓可通過確定調光時段的占空因數來設定CCFL的亮度。注意，在圖6中，在管腳BRIGHT處的電壓被疊加在管腳CT1處所監控的電壓上，以在管腳SSV，SSC，和CSDET處的電壓中弄清楚隨后的渡越計時。明確地說，當在管腳CT1處的電壓超過在管腳BRIGHT上的電壓時(假設BRPOL被連接到VSS)，故障邏輯電路541被觸發而產生高的RES_SSV信號(從而提供對應于占空因數的關斷部分的低的SSV信號)，和高的RES_SSC信號(從而提供低的SSC信號)，以便設定用于下一次調光周期的開始作準備的高的BLANK信號。
在CCFL系統300中，在管腳SCC上的電壓可指出消隱時段。消隱的諸時段指出在直接驅動CCFL電路中用別的方法不可接受的條件是可接受的。例如，在占空因數調光時段604中，因為CCFL實際上被關斷，且在那些時段期間的管子電流為零，所以在每個亮度周期開始時，在管腳CSDET上的電壓降到1.25V之下。通過在一消隱間隔內發生的這明顯的故障條件被正確地理解為正常操作。不過，如果這條件發生在消隱時段之外多于一預先確定的時鐘周期數(例如4個時鐘周期)，那么，CCFL是在誤操作而應被關斷。
為提供這消隱時間，并參考圖5，比較器525把在管腳SSC上的電壓與一參考電壓作比較，即在本例中為3V。如果在管腳SSC上的電壓降到在3V之下，那么，誤差信號放大器525采用信號BLANK通知故障邏輯電路541這個情況。在圖6中，在代表兩個消隱時段的時段E和F期間發生這情況。注意，雖然在圖6的計時圖中未明確地指出在時段601期間中的消隱，但是對整個初始起動時段故障也被消隱。
注意，由故障邏輯電路541監控的其它一些條件，在這些消隱時段也可能被忽略。例如，如果在消隱時段期間，在管腳OVPL上的電壓大于2.5V，那么，故障邏輯電路541可忽略這個條件。由故障邏輯電路541監控的、與消隱時段無關的其它條件是不會被忽略的。例如，如果在管腳OVPH上的電壓大于3.3V，那么，故障邏輯電路541發出命令關斷直接驅動CCFL系統。
在一實施例中，調光控制的極性可由使用者來控制。在一例子中，隨著使用者供應的電壓增加，CCFL的亮度也隨之同樣增加。不過，在另一些例子中，當隨著使用者供應的電壓增加，使用者寧可CCFL的亮度降低。為提供這個選擇，CCFL可包括控制管腳BBRPOL，它讓使用者設定管子的亮度是正比于還是反比于使用者供應的亮度電壓。
圖7示出一使亮度極性可選擇的調光電路系統534的實施例。在這實施例中，調光電路系統534是在CT1管腳上提供斜線電壓的張弛振蕩器。這斜線電壓通過比較器535與在BROGHT管腳上的電壓作比較，以便提供控制CCFL亮度的慢的PWM信號。在這實施例中，如果在管腳BRPOL處的電壓是低的，那么，CCFL的亮度正比于在管腳BRIGHT處的電壓。相反，如果在管腳BRPOL處的電壓是高的，那么，CCFL的亮度反比于在管腳BRIGHT處的電壓。
圖8示出在CCFL系統300其它部件范圍內的一實施例。在這實施例中，誤差信號放大器530構成為接收參考電壓(例如1.5V)和在NMOS晶體管531源極處的信號。誤差信號放大器530的輸出信號提供給NMOS晶體管531的柵極。在這結構中，流經NMOS晶體管531的電流等于參考電壓1.5V除以電阻器335的阻值。
然后采用NMOS晶體管801和802把流經NMOS晶體管531的電流鏡面反射到電容器803。那電流對電容器803充電，從而增加了正輸入端對誤差信號放大器806(節點807)的電壓。明確地說，該電壓斜升到由誤差信號放大器806所確定的一預先確定的電壓，放大器還接收另一參考電壓(例如3V)。當在節點807上的電壓達到這預先確定的電壓時，誤差信號放大器806輸出信號以閉合開關804，從而電容器803放電到VSS(例如地)。所以在這結構中，電容器803，誤差信號放大器806，和開關804組成了標準的張弛振蕩器。注意，采用轉換器805，誤差信號放大器806的輸出還被緩沖以提供時鐘信號CLK。還要注意，在節點807處產生的斜升信號，即信號RAMP，可用來產生PWM信號的頻率。
在一實施例中，可使用電流分配器810，PMOS晶體管528，和誤差信號放大器539/537來增加一些電流到節點807，從而增加RAMP信號的頻率。在這實施例中，比較器539響應在管腳OVPL處的電壓開通和關斷PMOS晶體管540。可使用比較器538來檢測在穩態操作期間的故障。
隨著在管腳RDELTA處的電壓降低，更多的電流通過電阻器334流入電流分配器810。耦合到VDD的電阻器334控制增加多少作為在FCOMP管腳處電壓函數的振蕩頻率。在一實施例中，電流分配器810810用因子50除該電流，從而保證增加到已存在于節點807上的電流量是十分小的。
現有的LCD監控器要求多個CCFL管子提供為它們所想要的應用所必需的高強度光。遺憾的是用單一較大的變壓器，簡單地把管子并聯起來是不合理的，這是因為在管子負載特性方面的差異可能導致管子電流大的失配，然后就接著發生管子的早期失效。換一種方法，在這應用中，對每個CCFL管可采用單一控制器，單一變壓器；不過，這類應用的成本立即變得過高。
圖9示出可驅動兩個串聯的CCFL管(即CCFL管308和901)，而又避免了上面缺陷的CCFL驅動電路900。因為CCFL管308和901是串聯的，所以它們的電流應該是基本上相同。注意，在一實際的應用中，諸寄生電容可導致管子電流不相等，因此強調需要盡可能精細地匹配寄生路徑。
在電路900中，除增加到變壓器的另一次級線圈和與附加管子901有關的部件之外，其余的布局基本上如CCFL驅動電路301(參見圖3)的一樣。PMOS晶體管302和NMOS 303和305的結構和工作與在CCFL驅動電路301的那些是相同的，不過這些元件由于在雙管應用中電流的增加需要重新制定尺寸。注意，用于確定流經CCFL 901的電流的反饋回路是與在CCFL驅動電路301的反饋回路是相同的，這是因為只要寄生電容的電路對兩個管子來說都近似地相等，在CCFL 901中的電流基本上與在被調節管，即CCFL308中的電流相同。
流經電阻器902和903的電流可在節點904處檢測到，然后采用整流器(例如采用所示的二極管905從AC轉換到DC以提供一正比于CCFL 901輸入電壓的電壓(在管腳OVPH和OVPL處)。在圖9中，二管腳OVPH和OVPL短路在一起。在另一實施例中，可從包括電阻902，903，306和309的電阻串分壓器上的不同位置驅動管腳OVPH和OVPL。各別地驅動管腳OVPL和OVPH可在對不同的CCFL輸入電壓修整啟動頻率方面提供更多的靈活性。
兩個次級繞組要這樣來繞，便得兩個CCFL的輸出反相，不過這并不是嚴格地必要的。當在一個次級輸出的電壓是高時(例如+600V)，則在另一個次級輸出應是低的(例如-600V)。不與CCFL連接的兩個次級的端點彼此連接。在一平衡的電路中，在兩個次級繞組的連接處的電壓，理想地為零。在實際的裝置中，在兩個次級繞組的連接處的電壓可與零略有偏離。
多管結構是模塊式的。明確地說，因為每只雙變壓器可驅動兩根個CCFL，所以有可能采用示于圖9的基本結構(采用合適規格的FET(場效應晶體管)來處理增加電流)來構作2，4，6等管子的解決辦法。注意，在4-管的結構中，其共用的次級(即不與燈管連接的節點)是與相對的變壓器連接的。這樣，來自第一變壓器次級的電流應該等于在第二變壓器上它的配對繞組次級的電流。在由兩個變壓器驅動四個CCFL的場合下，有兩組共用的次級節點。這結構在2002年10月3日，由Analog Microelectronics，Inc.提交的題為“Method&and System of Driving a CCFL”(驅動CCFL的方法和系統)、美國專利序列號10/264,438中作更詳細的描述，并結合于此供參考。
在多管例子中檢測電流可能需要某種附加的電路系統。通常，CSDET管腳對CCFL中電流的存在(或不存在)作檢查。如果檢測到電流，那么，初始起動模式終止，穩態操作開始。在穩態操作期間，如果在N個連貫的時鐘周期沒有檢測到電流，那么，關斷電路。因為在這多管實施例中只裝有一個CSDET管腳，所以需要附加的電路系統。
例如，流經CCFL 308的電流由控制電路調整。但是，為了故障檢測和起弧檢測，監控流經兩根CCFL 308和901的電流是有利的。在這場合下，電阻器916可方便地檢測在左管中的電流，同樣，電阻器312檢測在CCFL 901中的電流。如果流經任一管子的電流為零，那么，電阻器916和312將試圖分別拉節點918或316到零。電阻器914和915試圖分別拉起節點918和316。不過，電阻器914和915的量值(例如10K歐姆)可設得比電阻器916和312的(例如221歐姆)大得多，因此，當在它們各自的CCFL中為零電流時，使節點918和316拉得接近于VSS。在任何一個管子中不存在電流時基本上把節點918或316拉到VSS。
在正常操作中，在節點918和316處的電壓應看上去象交流的、正的半個正弦波，如圖i0A所示(假設無故障)。但是，如果在CCFL 901和308中之一沒有電流流過，那么，一個半個的正弧波將消失，而在管腳CSDET處(即節點917)的電壓與它的正常值相比將有降落，如圖10B所示。包括電阻器919和電容器918的RC網絡的值可這樣選擇，使得當兩個半個的正弦波都存在時，在管腳CSDET的電壓總是大于1.25V，但是當只有一個正弦波存在時，小于1.25V。這概念可應用到任何偶數管子的情況。重要的是，沒有電流的管子將支配管腳CSDET處的電壓。照這樣，在任何單個管子中的故障將導致電路關斷。在類似的意義上，在啟動期間，在管腳CSDET處的電壓上升到1.25V以上之前，所有管子必須在它們中間有電流流過，從而指出兩根管子都已起弧，而初始啟動模式結束。
在一實施例中，對需要增加2根附加CCFL來說，不但還要增加兩個兩極管和兩個電阻器(例如電阻器312和916以及二極管910和913)來檢測管子的電流，而且還要增加一只變壓器，兩個電阻分壓器網絡，和兩個兩極管(例如電阻器902，903，306和309以及二極管342和905)來檢測CCFL的電壓。在每次增加更多的CCFL時，不需復加電阻器914，915和919，二極管911和912，以及電容器918，這是因為它們在CSDET節點917上是共享的。圖11示出用于一種4管應用的電流和電壓檢測電路系統的示范性結構。
其它實施例本文已描述本發明的各種實施例。本領域中的技術人員認識到對那些實施例可作出各種部件的替代或修改。例如，電壓檢測電阻器902，903，306和309可用電容器來代替。另外，在本文所描述的大多數技術中，也能應用到半橋驅動布局，在這場合中，可采用沒有初級線圈的中心抽頭的標準變壓器。這半橋布局還僅要求一只外部的NMOS晶體管而不是兩只。所以，本發明的范圍僅由所附權利要求書來限定。
權利要求
1.一種改進直接驅動CCFl電路啟動操作的方法，其特征在于，該方法包括在一基本上不同于共振頻率的開關頻率上驅動直接驅動CCFL電路的CCFL；以及用受控的方式使該開關頻率接近共振頻率。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，用受控的方式使該開關頻率接近共振頻率包括監控輸入電壓和流經CCFL的電流來確定該開關頻率是否遞增地改變到接近共振頻率。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，監控包括確定該輸入電壓是否等于或小于預先確定的中間電壓，以及確定正比于CCFL電流的CCFL的輸出電壓是否小于預先確定的低電壓，以及如果是這樣，那么，遞增地改變這開關頻率到接近共振頻率。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，監控包括確定該輸入電壓是否大于預先確定的中間電壓，但是小于預先確定的高電壓，以及如果是這樣，那么，維持該開關頻率于它現在的值。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于，監控還包括確定該輸入電壓是否在預先確定的高電壓之上；以及如果是這樣，那么，重新設定該開關頻率到基本上不同于共振頻率的頻率，和從0％重新開始開關波形的占空因素，并使該占空因數增加。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于，監控還包括確定該輸入電壓是否等于或小于預先確定的中間電壓，和該輸出電壓是否等于或大于預先確定的低電壓；以及如果是這樣，那么，進入穩態操作。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，監控還包括當啟動開始時，設定計時器；確定當輸入電壓中的一個大于預先確定的中間電壓和該輸出電壓小于預先確定的低電壓時，計時器是否已停止；以及如果是這樣，那么，關斷該直接驅動CCFL電路。
8.一種在穩態操作期間，用于在直接驅動CCFL電路中監控故障情況的方法，其特征在于，該方法包括監控CCFL的輸入電壓和流經CCFL的電流，其中對于預先確定的時鐘周期數來說，如果輸入電壓中的一個大于預先確定的中間電壓，和正比于流經CCFL電流的CCFL的輸出電壓小于預先確定的低電壓，那么，關斷該直接驅動CCFL的電路。
9.如權利要求8所述的方法，其特征在于，如果該輸入電壓等于或小于預先確定的中間電壓，以及該輸出電壓等于或大于已預先確定的低電壓，那么，確定CCFL的電流頻率是否大于共振頻率，其中如果是這樣，那么，遞增地改變該電流頻率接近共振頻率，以及其中如果不是這樣，那么，保持該電流頻率。
10.一種從直接驅動CCFL電路的啟動過渡到穩態的方法，其特征在于，該方法包括在直接驅動CCFL電路的CCFL起弧之后，對預先預定的調光周期數，促使CCFL有最大亮度；以及在預先確定的調光周期數之后，然后實現故障監控。
11.一種用于在直接驅動CCFL系統中確定流經多管電流的電路，其特征在于，該電路包括用于確定來自第一管子第一輸出電壓的裝置，該第一輸出電壓正比于流經第一管子的電流；用于確定來自第二管子第二輸出電壓的裝置，該第二輸出電壓正比于流經第二管子的電流；用于組合第一和第二輸出電壓的裝置；以及用于把該結合的電壓與預先預定的電壓作比較的裝置，這預先確定的電壓正比于一電流，該電流指出所有多根管子已起弧或多根管子中的一根不能通過電流。
12.如權利要求11所述的電路，其特征在于該預先確定的電壓為1.25V。
13.如權利要求11所述的電路，其特征在于用于確定第一輸出電壓的裝置包括第一電阻器，耦合在低電壓源和第一管子輸出端之間；以及第一二極管，具有連接到第一電阻器的陰極和連接到用于組合的裝置的陽極。
14.如權利要求13所述的電路，其特征在于，用于確定第二輸出電壓的裝置包括第二電阻器，耦合在低電壓源和第二管子輸出端之間；以及第二二極管，具有連接到第二電阻器的陰極和連接到用于組合的裝置的陽極。
15.如權利要求14所述的電路，其特征在于，用于組合的裝置包括第三電阻器，耦合在高電壓源和第一兩極管陽極之間；第四電阻器，耦合在高電壓源和第二二極管陽極之間；第三二極管，具有連接到第一二極管陽極的陽極和連接到用于比較的裝置的陰極；以及第四二極管，具有連接到第二二極管陽極的陽極和連接到用于比較的裝置的陰極。
16.如權利要求15所述的裝置，其特征在于，對加到該電路的每對管子，裝備了附加的電阻器/二極管對來確定諸管子的輸出電壓。
17.如權利要求16所述的裝置，其特征在于對加到電路的每對管子，該附加的電阻器/兩極管對連接到用于組合的裝置。
全文摘要
一種CCFL可根據使用時間和溫度顯示出不同的起弧特性。在直接驅動CCFL電路中采用標準啟動操作難于起弧的CCFL可視作為操作的故障。一種受控的啟動能對慢起弧的CCFL有額外的機會來起弧。在一實施例中，直接驅動CCFL電路的CCFL可在開關頻率基本上不同于共振頻率時被初始地驅動。根據某些情況，可使該開關頻率在受控的方式下基本上接近到共振頻率。如果這驅動頻率在設定的時期達到CCFL的共振頻率，那么，該CCFL可進入穩態操作。此刻，可監控相同的情況來識別在直接驅動CCFL電路中的故障情況。
文檔編號H05B41/282GK1610479SQ20041008826
公開日2005年4月27日 申請日期2004年10月18日 優先權日2003年10月16日
發明者R·L·格雷 申請人:模擬微電子學股份有限公司