專利名稱：用于lcd背光的帶耦合電感的反向電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種改進的在深度調光模式下操作調節熒光燈的裝置和方法，尤其涉及一種能夠在脈寬調制(PWM)深度調光模式下工作的推挽式反向電路。
現有的LCD背光系統使用多種電路拓撲結構。兩種流行的電路拓撲結構是半橋式反向器和補償功率級正電流饋電推挽式反向器(也稱為羅耶爾反向器)。
為了保存能量，包括上述背光系統在內的大部分LCD背光系統都是可以調光的系統。對于那些使用CCFL燈的應用，一般采用兩種調光方法。第一種方法是PWM功率校準，第二種方法是使用頻移的輸出電流校準或輸入電壓校準。
圖1說明了一種補償功率級2加電流饋電推挽式反向器4的拓撲結構。這個電路拓撲結構通過PWM輸出電流校準完成調光功能。補償功率級用于校準輸出電流。輸出電流依次校準輸出功率來完成PWM調光。電流饋電推挽部分不包括功率校準功能。為了完成調光，補償功率級控制輸出功率，該輸出功率控制燈電流的振幅。圖1所示現有技術電路的整體電路拓撲結構的效率由各組成部分級的效率決定，即補償功率級和電流饋電推挽級。盡管電流饋電推挽級能夠達到高效率，但補償功率是固有低效的。該電路還有一個缺點是它不適合工作在脈寬調制深度調光模式下。為了使該電路適合深度調光應用，有必要將電流饋電推挽式配置轉換成電壓饋電推挽式配置。電壓饋電推挽式配置比電流饋電推挽式配置更合乎需要。這是必需的，因為電壓饋電推挽式配置對輸入電流的變化響應更快。
圖2說明了現有技術的半橋式類型反向電路拓撲結構。該半橋式類型反向器拓撲結構是一種比上述補償級/推挽式類型反向器拓撲結構更有效的電路拓撲結構。與推挽式類型反向器相似，半橋式類型反向器包括一個變壓器T。在本領域眾所周知，對于半橋式反向器電路配置，輸出電壓Vout通常是輸入電壓Vin的一半。因此，對于12V的輸入電壓，變壓器原邊的最大電壓是6V。但是，燈需要大約690V的電壓。照這樣，變壓器的匝數比必須大于100x。變壓器T的高匝數比降低了電路的效率。這種電路配置還有一個缺點是盡管負載RL(即，燈)的穩態電流是6毫安，但由于變壓器匝數比引起的反射電流是很高的。高反射電流進一步降低了電路的效率。
本發明的一個目的是提供能夠在PWM深度調光模式下有效工作的電壓饋電串聯共振推挽式反向器。根據本發明的一個方面，提供了一種電壓饋電串聯共振推挽式反向器，包括DC電壓源，帶第一和第二原邊線圈及至少一個適合與燈負載串聯的次邊線圈的變壓器；包括第一共振電感和一個共振電容的第一共振電路，所述第一共振電感的一側與所述變壓器的第一原邊線圈串聯，所述第一共振電感的另一側與第一開關晶體管串聯，而且還連到所述共振電容的一側；該新電路還包括包括第二共振電感和該共振電容的第二共振電路，所述第二共振電感的一側與所述變壓器的第二原邊線圈串聯，所述第二共振電感的另一側與第二開關晶體管串聯，而且還連到所述共振電容的另一側，該共振電感磁耦合到所述第一共振電感；該新電路的結構使其能夠迅速地接通或切斷來完成深度脈寬調制(PWM)調光。
根據本發明的另一方面，第一和第二共振電感相互磁耦合，由此每個電感在各自的半個開關周期儲存能量并且儲存的能量在接下來的半個開關周期釋放，從而提供啟動功能。
根據本發明的另一方面，該電壓饋電推挽式反向器在PWM深度調光模式下對于驅動CCFL負載等有低輸入阻抗和高輸出阻抗。
根據本發明的再一方面，該發明電路具有足以擊穿燈負載的高Q值(即，降低高啟動電阻)，并且在擊穿燈負載之后，電路的Q過渡到一個低Q值，而不必使用現有技術的方法來識別燈負載何時從擊穿狀態過渡。
本發明反向器的一個特征是在負載為CCFL負載或類似的情況下，驅動源是電流，該電流被驅動使負載穩定。
聯系相應附圖，本發明的上述特征將變得非常明顯，而且可以通過參考以下對本發明一種說明性實施例的詳細描述來理解，其中圖1是說明現有技術一種LCD背光反向電路的電路圖；圖2是說明現有技術一種LCD背光反向電路的電路圖3是說明根據本發明一種實施例的LCD背光反向電路的電路圖；及圖4說明了圖3電路中呈現的有代表性的電流/電壓波形。
圖5a-d說明了用于描述燈啟動操作的各種不同的電路配置。
結構現在轉向附圖，其中相同的標號在幾個圖中從頭到尾都標志相似的或同一元件，圖3說明了一種根據本發明優選實施例的深度PWM可調光電壓饋電共振推挽式反向器10。假定根據本發明的該改進電路將用于深度脈寬調制(PWM)調光應用。
如圖3所示，包括PWM驅動電路12的反向器10連到負載RL，負載RL可以是，但不限于冷陰極類型的熒光燈。來自RL的光可以用于照亮計算機(未示出)的液晶顯示器(LCD)。負載RL連到變壓器T的次邊線圈16。
變壓器有原邊線圈18，其中點22連到電壓源V。變壓器T的每個端子都與耦合電感對L1/L2的相應電感串聯。耦合電感對L1/L2相對的端子分別連到開關晶體管Q1和Q2的端子。共振電容Cr在開關晶體管Q1、Q2上方與耦合電感對L1/L2的端子并聯。開關晶體管Q1和Q2由PWM驅動電路12來驅動。
工作詳述穩態工作反向電路10的工作在開關晶體管Q1和Q2連續的ON/OFF開關周期的每半周中是對稱的，Q1和Q2工作在恒定的頻率(即，30kHz)和恒定的占空度(即，50％)。由于開關周期對稱的緣故，為了方便解釋，對定義為{Q1 ON/Q2 OFF}的半周中電路的工作進行描述。通過對稱性，{Q1 OFF/Q2 ON}半周被類似地進行描述。
{Q1 ON/Q2 OFF}半開關周期參考圖4的電路波形，現在對圖3電路Q1 ON/Q2 OFF半開關周期的工作進行描述。
圖4說明了對于反向電路10一個完整的開關周期的電路電壓/電流波形(例如，波形A、B和C)。分界線X和Y定義第一個半開關周期{Q1 ON/Q2 OFF}的開始和結束，而分界線Y和Z定義第二個半開關周期{Q1 OFF/Q2 ON}的開始和結束。
現在參考第一個半開關周期{Q1 ON/Q2 OFF}，波形(A)描述了通過電感L2的電流IL2，波形(B)描述了通過電感L1的電流IL1，波形(C)描述了電容Cr上的電壓VCR。波形A、B和C顯示了一個完整的開關周期。但是，由于電路對稱的緣故，只就{Q1 ON/Q2 OFF}半開關周期對波形進行討論。
假定就在第一個半開關周期的開始Q1接通(點D)之前，共振電容Cr上的電壓，波形(C)，基本上是0伏(點F)，而耦合電感L1/L2中的電流IL1和IL2都是正電流(即，電流向遠離源Vin的方向流動，見圖3)。
還假定與變壓器T關聯的磁化電感(未示出)的阻抗比負載RL的反射負載阻抗(未示出)大得多。
對于由{Q1 ON/Q2 OFF}定義的半開關周期，在Q1被接通的點(見點D)，一個正DC電流IDC由一電流回路形成，該電流回路由DC電壓Vin、反射負載電阻RREFL(未示出)、電感L1和開關晶體管Q1定義。應當指出開關晶體管Q1和Q2在一個Cr上電壓基本為0的點被開關以實現0伏開關(見點D和E)。
從Q1在半周開始被接通的點(見點D)開始，L1中的電流IL1一直增加到點B1為止，如波形(B)所描述的。
同樣，在Q1在點D被接通的點，先前儲存在電感L2中的能量在前半個開關周期中共振地減少，如代表IL2的波形(A)所描述的(在點A1到A2之間)。能量釋放到電容Cr。波形(C)，基本上從點C1-C2，描述了當電感L2儲存的能量轉移到電容Cr時作為電容Cr上增加的電壓的能量轉移。應當指出在這個能量從電感L1釋放期間，電容Cr從兩個源充電，從輸入電壓源Vin和從電感L2釋放的儲存能量。這后一個源被稱為推進功能。即，它在除通常由電壓源Vin提供的電荷之外，提供了電容Cr上附加的電荷。對于當前的半周，推進功能被認為基本上是從Q1接通的點(點D)到Cr達到其最大值的點(見點C2)起作用。在Cr達到其最大值的點(見點C2)，Cr被認為與電感L2共振。說電容Cr與電感L2在點C2共振，是因為最初從電感L2轉移到Cr的能量隨后通過電感L2和負載的反射電阻RREFL被共振返回到源Vin。這個共振能量的返回示為電感電流IL2，(見波形(A)從點A3到A4)IL2通過反射電阻RREFL與輸入DC電壓Vin串聯。電感電流IL2，從點A3到A4，可以表征為負半周電流，其中IL2的電流方向與源電流IDC的方向相反。
在這個半開關周期中，電感L1通過反射電阻RREFL和開關晶體管Q1從電壓源Vin充電來儲存能量，該能量在接下來的半周中提供推進功能，類似于上述關于電感L2在當前半開關周期中的工作。應當指出儲存能量在接下來半周釋放的過程對于每個共振電感都是交替重復的。
儲存在電感L2中的共振能量，除了提供推進功能，還將部分耦合到電感L1作為既含AC成分又含DC成分的電流IL2。耦合電流IL2的AC成分與電流IL1的的AC成分異相。從電感L2耦合的異相AC電流有減少電流IDC不合需要AC成分(即，AC紋波)的作用，從而保持電流IDC的DC電平在一個相對恒定的電平。從電感L2耦合的AC電流的大小是電感L1和L2之間耦合系數的一個函數。因此，該耦合系數是建立在一個預定值基礎之上的，該值足以使DC電壓源的輸出電流的高頻紋波非常弱。L2中的電流Iback從0增加到負的最大值。L2中的電流和Cr上的電壓降至0。
當Cr上的電壓達到0時(點E)，Q1斷開而Q2接通。應當指出在上述整個第一半周中，電感L1儲存來自輸入DC電壓源Vin的能量，這將用于在接下來的半周中引起與L2的共振。此外，通過將L1和L2的波形顛倒，由{Q1 OFF/Q2 ON}定義的第二個半開關周期與上述第一個半開關周期相似，而Cr的波形為Q1 ON/Q2 OFF部分中Cr的波形取負。
這樣，在第二個半開關周期中，L2從輸入DC電壓源Vin充電，并且儲存能量，該能量將用于在接下來的半個開關周期中創造共振條件。在這半周中，電感L1與Cr共振以產生由于電感L1/L2的耦合而轉移到L2的異相AC成分。
這種每半周的耦合使得輸入DC電壓源的輸出電流的高頻紋波非常弱。耦合電感的耦合系數將影響有多少磁能從L1耦合到L2或從L2耦合到L1。對于最小高頻紋波有一個最優值。由于Q1和Q2的異相開關，變壓器T向創建在原邊線圈的燈輸出AC電流的兩個半周。因為反射電阻R與L2和Cr或L1和Cr串聯，燈中的電流將由L2和Cr或L1和Cr串聯共振電路控制。照這樣，反向器是驅動燈的一個高頻電流源，而不需要在變壓器的輸出端有一個鎮流電容，就象在現有技術電壓驅動源中所需要的。變壓器只從原邊到次邊轉移有功功率。沒有無功功率通過變壓器。該反向器可以有更高的效率。
燈啟動操作燈啟動操作以一種與上面所討論的正常操作不同的方式來操作。在燈的電阻被啟動電壓降低之前，燈有高阻抗。
圖5a說明了一種T-類型的變壓器模型，由此圖3發明電路的變壓器T由三個電感來表示原邊漏電感Lps，次邊漏電感Lss，及磁電感Lpm。該T-類型模型是一種本領域眾所周知的標準模型。Vin代表用于描述該T-類型模型的總輸入電壓。
圖5b說明了用于燈啟動操作的圖5a的變壓器電路。即，其中燈的電阻足夠高，從而它可以表征為斷路。在這種情況下，所有的電流都經由磁電感Lpm流動。
圖5c表示用于正常工作條件的圖3的發明電路，即，其中圖5a的電路將表示圖3所示的變壓器T和反射負載Rref1。如圖5c所示，反射負載電阻Rref1表示反射回原邊的標記為Rref1的變壓器T次邊的燈負載。
圖5d說明了用于燈啟動條件的圖3的發明電路，即，其中圖5b的電路將表示圖3所示的變壓器T和負載。在這種情況下，如上面所討論和圖5b中所示的，負載電阻RL非常高，以至于實際上被認為是斷路。相應地，該反射到原邊的電阻值RL實際上也被認為是斷路，從而從圖5d所示電路中除去。
通常，圖3發明電路用于驅動負載RL的輸出或次邊電壓可以寫作Vout＝N*(LPM/(LR+LPM)*Q*Vin其中N是與發明電路的變壓器T關聯的變壓器匝數比；Lps是變壓器T的T-類型電路模型的原邊漏電感；Lss是變壓器T的T-類型電路模型的次邊漏電感；Lpm是變壓器T的T-類型電路模型的磁電感；LR依賴于半周是L1或L2；Vin是用于驅動圖3發明電路的輸入或源電壓；Q是與圖3發明電路關聯的效率因數，可以寫為Q＝w*L/Rf其中Rf表示圖3電路的等價串聯電阻的實部，Rf可以寫為Rf=R*W2*L2R2+W2*L2]]>在燈啟動時，如上面所討論和圖5d所示的，因為燈或負載在擊穿之前呈現很高的初始電阻，所以電路電阻Rcircuit非常的小。燈或負載的反射電阻在上面的等式中表示為R。
在燈啟動時，由于負載值非常高的緣故，電路的Q非常高，從而電路的串聯電阻Rf有非常低的值，該值是上面Q等式的分母。啟動時乘以匝數比N及上述其它項的大Q值導致Vout非常高的啟動值。這個Vout的高初始啟動值足以擊穿燈負載，使其阻值RL從無限大的值變為大約115k。這個反射回原邊的值導致一個大約30歐姆的擊穿反射電壓值。因此顯示為在燈擊穿之后，電路的Q自然地由一個很高的Q值過渡到一個很低的Q值，而不需要外部的監視和/或開關裝置如，例如，在現有技術的配置中要求的頻率開關和/或反饋回路。
應當理解可以對在此公開的實施例做各種不同的修改，而且以上描述不應當認為是限制，而僅僅是作為優選實施例的范例。本領域的技術人員可以在于此附加的權利要求的范圍和主旨內設象其它的修改。
權利要求
1.一種用于完成深度脈寬調制(PWM)調光的LCD背光反向電路，所述改進的電子LCD背光反向電路包括帶第一和第二原邊線圈(18)及至少一個適合與燈負載(RL)串聯的次邊線圈(16)的變壓器(T)；包括第一共振電感(L1)和一個共振電容(Cr)的第一共振電路，所述第一共振電感的一側與所述變壓器的第一原邊線圈(18)串聯，所述第一共振電感(L1)的另一側與第一開關晶體管(Q1)串聯，并且還連到所述共振電容(Cr)的一側；包括第二共振電感(L2)和該共振電容(Cr)的第二共振電路，所述第二共振電感的一側與所述變壓器的第二原邊線圈(16)串聯，所述第二共振電感(L2)的另一側與第二開關晶體管(Q2)串聯，并且還連到所述共振電容(Cr)的另一側，該共振電感磁耦合到所述第一共振電感(L1)；其中所述LCD背光反向電路(10)可以迅速地接通或斷開，以完成深度脈寬調制(PWM)調光。
2.權利要求1中的LCD背光反向電路，其中所述電路是電壓饋電推挽式LLC共振電路。
3.權利要求1中的LCD背光反向電路，還包括用于以預定開關速率交替接通所述第一開關晶體管(Q1)和所述第二開關晶體管(Q2)的開關裝置，當所述第二開關晶體管(Q2)為接通狀態而所述第一開關晶體管(Q1)為斷開狀態時，所述第一共振電感(L1)儲存能量，當所述第二開關晶體管(Q2)為斷開狀態而所述第一開關晶體管(Q1)為接通狀態時，所述第二共振電感(L2)儲存能量。
4.權利要求3中的LCD背光電路，其中在能量儲存半開關周之后，儲存在第一和第二共振電感至少一個中的能量在半開關周期中向所述共振電容(Cr)提供應用到第一(L1)和第二(L2)共振電感至少一個的補充充電源，該補充電荷是除由所述輸入電壓提供的主要充電源之外的對共振電容(Cr)的充電源。
5.權利要求3中的LCD背光電路，其中當第二開關晶體管(Q2)斷開而第一開關晶體管(Q1)接通時，第一共振電感(L1)和所述共振電容(Cr)反射能量的一部分耦合到第二共振電感(L2)，該耦合能量基本上減小了紋波電流。
6.權利要求3中的背光電路，其中當第二開關晶體管(Q2)斷開而第一開關晶體管(Q1)接通時，第二共振電感(L2)和所述共振電容(Cr)反射能量的一部分耦合到第一共振電感(L1)，該耦合能量基本上減小了紋波電流。
7.權利要求1中的LCD背光反向器，其中變壓器(T)的次邊線圈直接連到燈負載(RL)。
8.權利要求1中的LCD背光反向器，其中電路的第一個Q值足以擊穿負載(RL)以完成燈啟動，而且其中電路在所述負載擊穿之后有比第一個值小的第二個Q值。
9.LCD設備，包括LCD屏幕、熒光燈和權利要求1-9中一項或多項中所述的LCD背光反向器。
全文摘要
一種LCD背光反向電路，包括能夠在PWM深度調光模式下有效工作的電壓饋電串聯共振推挽式反向器。該電壓饋電串聯共振推挽式反向器包括DC電壓源，帶第一和第二原邊線圈及至少一個適合與燈負載串聯的次邊線圈的變壓器；包括第一共振電感和一個共振電容的第一共振電路，包括第二共振電感和該共振電容的第二共振電路，第二共振電感磁耦合到所述第一共振電感。該反向電路迅速接通或斷開以完成深度脈寬調制(PWM)調光。該電壓饋電推挽式反向器有低輸入阻抗和高輸出阻抗用于以PWM深度調光模式驅動CCFL負載等。該反向電路還可以表征為帶足以擊穿燈負載的高初始Q值(即，降低高啟動電阻)，并且在擊穿燈負載之后電路的Q自動過渡到一個低Q值，而不需要監視和/或開關電路。對于那些負載為CCFL負載或類似的情況，驅動源為被驅動使負載穩定的電流。
文檔編號H05B41/392GK1397149SQ01804207
公開日2003年2月12日 申請日期2001年11月19日 優先權日2000年11月27日
發明者D·F·翁 申請人:皇家菲利浦電子有限公司