用于多個燈管運行的改進的功率反饋功率因數校正方案的制作方法

專利名稱：用于多個燈管運行的改進的功率反饋功率因數校正方案的制作方法
技術領域：
本發明涉及功率反饋電路。更具體地，本發明涉及用于多個燈管并行運行的雙路徑型功率反饋方案電路。
背景技術：
傳統的電磁小型日光燈(CFL)的低的功率因數(PF)是由于它們的電壓和電流不同相和/或在電流波形中較高的諧波分量。在電子CFL中以及在所有其它電子設備中的電子產生諧波電流。諧波電流與減小的PF密切相關，并可擾動其它設備。而且，在公用網中非常高的諧波失真會降低變壓器的性能，并最終會損壞變壓器。
電子CFL具有在0.5與0.6之間的典型的功率因數，但該電流不能只用電容來補償。而是，必須在燈管的鎮流器中或在電網中的某個地方引入濾波器。在采用國際電工技術委員會(IEC)標準的國家中，照明設備必須具有優于0.96的功率因數且總的諧波失真(THD)低于33％。然而，對于額定功率低于25W的設備，在IEC照明標準中作出一個例外。
基于功率反饋原理的單級電子鎮流器，在許多專利中有揭示和描述，包括A.F.Hernandez和G.W.Bruning的、題目為“High FrequencyInverter with Power-line-controlled Frequency Modulation(帶有電力線控制的頻率調制的高頻倒相器)”的美國專利No.5,404,082，以及C.B.Mattas和J.R.Bergervoet的、題目為“Lamp Ballast withFrequency Modulated Lamp Frequency(具有頻率調制的燈頻率的燈管鎮流器)”的美國專利No.5,410,221。在這些專利中描述的這種類型的鎮流器，由于在功率變換處理中所嵌入的調制方案，具有較低的部件數量。這些專利描述了通過適當設計的功率反饋方案從低頻交流(AC)電壓源到高頻交流電壓源的變換。這些專利還描述如何把輸入電流的諧波分量限制在國際電工技術委員會(IEC)技術規范內，而輸出電流波峰因子保持為可接受的。拓撲上，單級功率因數校正是基于到全波橋式整流器輸出端與DC引出頭之間的節點的功率反饋而達到的。
至今為止，將所有的功率反饋方案用于單個燈管和兩個燈管串聯結構，帶有和不帶有減低亮度裝置。重要的是指出，在這種類型的應用中，即使負載電流在亮度減低過程期間可被改變，諧振變換器參量L和C的數值仍是固定的。通常，這意味著，電路諧振頻率是固定的，而品質因數(Q)隨負載而改變。可將該品質因數Q描述為諧振頻率與帶寬的比值。
在多個燈管運行電路10中，如

圖1所示，由于獨立的燈管運行(ILO)要求，燈管R1p分別通過鎮流電容C1p被并聯。燈管R1p和鎮流電容C1n然后被并聯到變壓器T1，它又被并聯到電容C3。電容C3被連接到由二極管D1-D4表示的全波橋式整流器的二極管D3，D4上，而二極管D1，D2被連接到諧振電感L1，它又被連接到二極管D5。二極管D5還被連接到晶體管Q2的漏極端，晶體管Q2的源極端被連接到PNP晶體管Q3的漏極。兩個晶體管Q2和Q3的柵極被連接到高電壓控制集成電路12。
電阻R1的第一端被連接到晶體管Q3的源極端，并與電容C3，電阻R2和二極管D3與D4的第一端相連。高電壓控制集成電路12還連接在晶體管Q3的源極端與電阻R1的第一端子的連接點，單獨地連接到電容C2，和電感L2與電容C3的交互連接的中點。電容C2和電感L2被串聯地互聯。電感L2還被連接到電容C3。
電容C1的第一端被連接在二極管D5與晶體管Q2的漏極端之間，而第二端被連接在二極管D3，D4和電阻R1之間。晶體管Q1的漏極端被連接在電感L1與二極管D5之間，而晶體管Q1的源極端被連接到電阻R2，而R2被連接在二極管D3和D4與電容C1的中間。功率因數控制單元14被連接到電感L1、晶體管Q1的柵極、晶體管Q1的源極端與電阻R2的中間，以及二極管D5與電容C1的中間。
在這個結構中，諧振電容有很大的負載依賴性。對于0到4個燈管的這種依賴性表示在圖2上，其中在電壓頻率圖上畫了五條不同的諧振頻率曲線。這里，零燈管曲線20代表沒有連接燈管的情形，一燈管曲線22代表連接一個燈管的情形，二燈管曲線24代表連接兩個燈管的情形，三燈管曲線26代表連接三個燈管的情形，以及最后四燈管曲線28代表連接四個燈管的情形。曲線22，24，26和28的各個頻率峰值是9.554215×104，7.52929×104，6.503028×104，和5.843909×104。
圖2b顯示畫在初級端諧振槽路輸入相位/頻率圖上的、同樣五條不同的諧振頻率曲線。在這個圖上，零燈管曲線30達到-90的低相位點，一燈管曲線32達到-23.360583的低相位點，二燈管曲線34達到-14.71952的低相位點，而三燈管曲線36達到-5.566823的低相位點。
傳統上，功率反饋功率因數校正電路被限制為固定負載運行。當負載改變時，輸入線路功率因數和電流THD性能下降。甚至更嚴重的情形是，當負載降低時DC總線電壓大大地提高。這樣的DC總線電壓過量提升常常導致功率開關的損壞，如果它們不是基本上超過所設計值的話。這個問題是在開發四燈管鎮流器電路的功率反饋電路期間遇到的。
根據這些變量和正弦輸入電壓，有利地是根據用于多個燈管運行的功率反饋方案給出簡單的單級電子鎮流器電路。
本發明的鎮流器電路被設計用于單個或多個燈管并聯運行，其中在每個燈管上，條件可被控制，以使得幅度輸出電壓在穩態時幾乎是常數。本發明比現有技術使用較少的高脈動電流的額定電容，并同時提供電流隔離。而且，除了使用較小的輸入濾波器尺寸以外，本發明使用較少的、對于現有技術電路方案所必須的、快速反向恢復二極管。
為了本發明的功率反饋電路可在可變負載條件下用于多個燈管組合且沒有嚴重的DC總線電壓過分提升，將該諧振槽路設計為LLC型，而不是先前使用的LC型。因此。電路切換頻率對于每種燈管數條件是改變的。當燈管數量條件被設定時，電路工作在選擇的頻率上，而沒有線路頻率調制分量。
本發明的電路包括DC貯存電容，DC阻隔電容，交替地接通和關斷的并具有50％工作比的、半波橋路的功率晶體管，以及LLC諧振變換器，它具有諧振電感，輸出變壓器，和一個或多個有效的諧振電容。該電路包括輸出變壓器，它提供用于雙路徑功率反饋方案的電流隔離。該輸出變壓器產生用于功率反饋電路最佳化所用的磁化電感，被插入到緊接在該半波電橋電路的諧振電感的后面。
而且，本發明的電路包括具有電感和電容的輸入線路濾波器，用于把輸入電流變成接近于具有低THD的正弦波形；整流器，它包括多個二極管，多個快速反向恢復二極管，以及多個鎮流電容，提供諧振電容和允許在半波電橋電路中使用較少的電容。
本領域技術人員通過結合附圖參考以下的對本發明的優選實施例的詳細的說明，將更容易了解本發明的上述的目的和優點，其中在幾個圖上相同的元件用相同的標號表示，其中圖1是通過現有技術的鎮流電容的多個燈管的并行連接的示意圖，其中諧振電容很大地依賴于負載。
圖2a是顯示對于零到四燈管情形的每種情形的電壓/頻率依賴性的圖。
圖2b是顯示對于零到四燈管組合的依賴性的初級端諧振槽路輸入相位/頻率圖。
圖3是本發明的鎮流器電路的示意圖。
圖4是適用于等效電路負載的本發明的鎮流器電路的簡化版本的示意圖。
圖5是適用于單個燈管應用的現有技術電路的示意圖。
圖6是適用于單個燈管應用的另一個現有技術電路的示意圖。
圖7a，b和c，每個是等效的本發明電路的示意圖，其中諧振電感電流和輸出電壓的幅度在穩態時幾乎是常數。
圖8-11是對于典型的本發明電路的輸入和輸出電壓/頻率示波器波形圖，表示對于一個、兩個、三個和四個燈管的依賴關系。
圖12是顯示本發明的電路對于圖13a-h上描繪的八個時間間隔的一組切換的波形的電壓、電流/時間的示波器波形圖。
圖13a-h，每個是等效的本發明電路的示意圖，其中諧振電感電流和輸出電壓的幅度按照時間間隔而變化。
圖3顯示本發明的鎮流器電路40。電路40的輸入端44被連接到諧振電感L1，它被連接在全波橋路整流器(用二極管D1_D4表示)的二極管D3和D1之間。電容C1被連接在諧振電感L1與該電感到二極管D3和D1的、以及到輸入端45的連接點之間。輸入端45還被連接在二極管D4和D2之間。二極管D1，D2被連接到二極管D5，它被連接到二極管D6。二極管D6又被連接到電容C10，它被連接到諧振陷波電路42。
諧振陷波電路42包括變壓器T1，在一端被連接到電感L2，它又被連接到C3，C3被連接到晶體管Q2。晶體管Q2連接到二極管D7，D7連接到變壓器T1的第二端。電容C2在一端被連接在二極管D5和D6之間，以及另一端被連接在變壓器T1與電感L2之間。晶體管Q1在一端被連接在二極管D5和電容C10之間，以及另一端被連接在電容C3與晶體管Q2之間。電容C8被連接到二極管D7的每個端。多個燈管單元46的每個燈管R1p被串聯連接到電容C4-C7，然后燈管單元被連接到變壓器T1。最后，被連接到二極管D7的變壓器T1的端子也被連接到二極管D3，D4。
圖4上顯示適用于單個燈管應用的電路40的簡化版本，以及將在下面描述。本發明的電路40比起圖5和6所示的現有技術電路，使用較少的高脈動電流額定的電容，而同時提供電隔離。一個諧振電感由輸入變壓器的磁化電感提供。通過這樣做，除了L2外不需要附加諧振電感(圖3)。通過適當地設計的LLC型諧振槽路，燈管電流波峰因子被改進，而不用使用Cyl(圖5)，Cy1在現有技術電路中是必須使用的(圖5)。因為燈管鎮流電容C1也可用作為諧振電容的一部分，所以Cp(圖5)也可被去除。而且，除了使用較小的輸入濾波器尺寸以外，本發明使用較少的、對于現有技術電路方案，例如電路16(圖6)，所必須的快速反向恢復二極管18(圖6)。更重要地，本發明的電路可被使用于多個燈管運行，諸如4燈管運行。
參照圖3，為了達到上述的好處，本發明電路40包括帶有LLC磁諧振變換器的半波電橋。半波電橋包括兩個功率金屬氧化物硅場效應晶體管(MOSFET)Q1和Q2，DC貯存電容C10，和DC阻塞電容C3。一個諧振電感是L2。諧振電容包括電容C2，C8和由負載反射的、該電路的等效電容。電隔離變壓器T1被放置在諧振電感L2與二極管D7之間，建立適當的負載匹配。
另外，隔離變壓器的磁化電感提供附加電感給諧振槽路。在單路徑型功率反饋方案與雙路徑型功率反饋方案與之間的差別在于，在每個高頻切換周期中，由二極管D1_D3表示的全波電橋整流器，對于單路徑型導通一次，而對于雙路徑型功率反饋方案導通兩次。對于相同的功率傳送能力，雙路徑型功率反饋方案在諧振槽路電路42中具有較少的電流強度。
諧振元件被設計成設定對于每個負載情形的一定的運行條件下的諧振頻率。為了達到ILO，電壓增益曲線應當達到和超過某個需要的電壓電平，優選地，通過適當的控制，它們在多個燈管單元46中保持為幾乎不變的。本發明還利用快速反向恢復二極管D5_D7。
圖8a顯示被使用來驅動低功率開關Q3(圖3)的電壓Vgs(圖3)的方波曲線80。通過以50％工作比交替切換開關Q1(圖3)和Q3(圖3)的接通和關斷，電壓Vs(圖3)具有峰-峰值幅度Vdc(圖3)。這樣的電壓激勵諧振槽路電路42(圖3)，以及造成iLr曲線82表示的輸入電流iLr(t)15(圖3)。由于諧振槽路電路42(圖3)，在點p處(圖3)的電壓Vp(圖3)的Vp曲線84和在點n處(圖3)的電壓Vn(圖3)的Vn曲線86接近于正弦波形。而且，在多個燈管(例如1，2，3，和4)的每個燈管處，條件可被控制成使得諧振電感電流iLr(t)和輸出電壓Vo(t)(圖3)的幅度在穩態時幾乎是不變的。
對于這個條件，本發明電路的高頻運行可以用圖7a所示的等效電路的元件來描述。在該電路中，諧振電感電流被模型化為理想的電流源ILr以及輸出電壓被反射到初級端，并被模型化為理想的電壓源Vpn。而且，功率反饋電路70可被分解為兩個更簡單的功率反饋電路72和74(圖7b，c)。在第一個高頻電路72中(圖7b)，當與輸入線路頻率相比較時，電壓源Vpn通過充電電容C2調制在點m處的電壓。這個調制使得輸入電流iin(t)(圖7b)成為正弦形狀，如曲線88(圖8b)所表示的。
在第二個電路74中(圖7c)，電流源ILr15對電容C8進行充電/放電，因此共享輸入電流。重要的是應當指出，在信號Vpn(t)與I1r(t)之間有相位差。正是這個相位差允許整流器電路D1_D4導通電流兩次，使得電路成為雙路徑型功率反饋電路。在每個高頻周期，雙路徑型功率反饋電路70在輸入線路上產生兩個小的電流脈沖。這些小的脈沖的包絡遵從準正弦形狀。通過使用適當的輸入線路濾波器，例如電感L1和電容C1，輸入電流成為接近于具有低的THD的正弦波形，如曲線88(圖8b)所表示的。
圖8-11顯示代表在電路40的不同點處的電壓(圖3)的高頻示波器波形曲線。具體地，圖8a，9a，10a，和11a分別顯示對于一個、兩個、三個、和四個燈管結構的以下的波形顯示對于開關Q2的Vgs2(t)(圖3)的柵極驅動波形曲線80；對于電流iLr(t)(圖3)的諧振電感電流曲線82；對于在點p 16處的電壓Vp(t)(圖3)的電壓波形曲線84；以及對于在點n處的電壓Vn(t)(圖3)的電壓波形曲線86。
同樣地，圖8b，9b，10b，和11b分別對于一個、兩個、三個、和四個燈管結構以低頻尺度顯示對于輸入線路電流Iin(圖3)的波形曲線88；對于輸出燈管電流Ilamp(圖3)的波形曲線90；對于輸入電壓Vin(圖3)的波形曲線92；和對于電壓Vdc(圖3)的波形曲線94。
作為進一步的說明，參照圖4，考慮本發明的特定的簡化的實施例電路50的以下的功能性描述。通過改變R1和C1的數值，可以計及所有四個燈管負載狀態。例如，如果R1和C1表示一個燈管的等效阻抗和它的相關的鎮流電容，則對于n個燈管，等效阻抗變成為R1/n，以及等效的串聯鎮流電容變成為nC1。
輸入線路電壓Vin是被整流的正弦波形。因為線路頻率，例如60Hz，比電路切換頻率，例如43kHz，低得多，假定輸入線路電壓Vin在高頻周期內是常數，而且，DC總線電壓脈動由于C10的大的數值而可被忽略。通過以上的假設，在每個高頻切換周期中八個等效拓撲級現在可被表示出。
在圖12上給出具有相應于時間間隔[tj，t(j+1)](其中j＝0，...，7)的八個等效拓撲級的電路50的切換波形。下面借助于圖13a-h，討論這些等效拓撲級。圖13a顯示在第一個時間間隔[t0，t1]期間的等效電路。從t0開始，二極管D5和D6導通電流Id5和Id6，分別如曲線92和94(圖12)顯示的，然而，沒有充電電流到達電容C10(圖4)，因為二極管D7是關斷的。而且，電容C8(圖4)被阻止進一步充電。在這個時間間隔期間，線路電壓源Vin通過環路II 100把功率直接傳送到負載，而諧振槽路電路42工作在環路I 102的自由回旋模式。在電容C2中的電流是曲線98(圖12)所示的、環路I 102中諧振槽路42電流iL與曲線98(圖12)所示的、環路II 100中輸入線路電流iD5之間的差值。
在電流iL仍舊處在電流方向為環路I 102表示的自由回旋狀態的同時，在時間間隔[t1，t2]期間，MOSFET Q1被關斷90(圖12a)，以及電流被換向到MOSFET Q2。請注意，MOSFET Q2可以對于零電壓切換被接通。通過環路I 104對DC塊電容C10充電，在諧振電感L2’中的電流iL，如曲線98(圖12)所示，逐漸減小到零。當達到零點時，二極管D6自然地被關斷94(圖12)，以及第二時間間隔[t1，t2]結束。
在圖13c所示的第三時間間隔[t2，t3]期間，隨著二極管D6被關斷94(圖12)后，諧振電感電流iL，如曲線98(圖12)所示，由環路I 106表示，顛倒方向，以及隨電容C8放電而增加。在這個時間間隔期間，連同電容C8的進一步放電，電壓Vp不斷下降，如曲線250(圖12)所示。這個下降后緊接著電容C2的連續充電，而同時線路電壓源Vin把功率直接傳送到負載。
在電容C8上的電壓Vn下降到零248(圖12)以后，如圖13d所示，二極管D7開始導通電流。在這個第四時間間隔[t3，t4]期間，在環路I 108中，諧振槽路42電流IL，如曲線98(圖12)所示，隨諧振頻率(如曲線240(圖12)所示)進一步增加，該諧振頻率由電感L2、電容C8(圖4)、電容C1、以及輸出變壓器的電阻R1，圈數比n和磁化電感Lm確定。同時，二極管D5中的電流開始從它的峰值下降，這是因為電壓Vp下降到低于零，如曲線250(圖12)所示，進入負的擺動。
圖13e顯示在第五時間間隔[t4，t5]期間環路I 110中流過的諧振槽路電流IL。在t4，MOSFET Q2被關斷。在這個時間間隔期間，MOSFET Q1被接通，如曲線120(圖12a)所示，它可以通過零電壓切換(ZVS)達到。在時間到達t5時，電壓Vp達到它的最小值，如曲線140(圖12b)所示，以及輸入電流接近零，如曲線122(圖12a)所示。對于Vp的向上擺動，如曲線140(圖12b)所示，對于Vm隨之增加，如曲線132(圖12b)所示，因為C2不在充電或放電。同樣地，如圖13f所示，在第六時間間隔[t5，t6]期間，諧振電流IL減小到零，如曲線128(圖12a)所示，以及二極管D7停止導通。
當電壓Vm，如曲線132(圖12b)所示，大于電壓Vdc時，在第七時間間隔[t6，t7]期間，如圖13g所示，二極管D6開始導通電流，如曲線124(圖12a)所示。瞬時地，二極管被接通，幫助電壓Vm通過環路I 112充電電容C10。同時，電容C2開始放電，把電容C2中存儲的能量傳送到諧振電感電流iL，即，電磁能。電流iL然后逐漸從零建立起來，如曲線128(圖12a)所示。
在電容C2通過環路II 114不斷放電時，在第八時間間隔[t7，t8]期間，如圖13h所示，電容開始通過環路I 112充電，DC總線電容C10提供充電電流流過負載分支。結果，電壓Vp增加，如曲線140(圖12b)所示，以及電壓保持為大于Vdc，如曲線132(圖12b)所示。
雖然等效電路50(圖4)大于每個運行點保持正確，但圖12a，12b的波形和圖13a-h的運行時間間隔是對于一個典型的運行點顯示的，它可能是約為輸入線路峰值電壓的80％。在其它的運行點，每個時間間隔的持續時間以及甚至時間間隔的數目可能變化；然而，電路工作原理仍舊是相同的。在從t0到t8的每個高頻切換周期中，有兩個時間段[t0，t2]和[t2，t5]，其中電路從線路提取兩個電流脈沖。脈沖的峰值，與單路徑功率反饋方案的單個脈沖情形相比較，是低的。結果，諧振槽路電流較小，以及相關的損耗也較小。
雖然參照本發明的說明性的優選實施例，具體表示和描述了本發明，但本領域技術人員將會看到，在形式和細節上可以作出上述的和其它的改變而不背離本發明的精神和范圍，本發明只應當由所附的權利要求的范圍來限制。
權利要求
1.用于并行地運行至少兩個燈管的電路裝置，包括-輸入端(44，45)，用于連接到提供低頻AC(交流)電壓的供電電壓源，-整流裝置(D1-D4)，與輸入端相耦合，用于整流該低頻AC源，-緩沖電容裝置(C10)，被耦合到該整流裝置的輸出端，-諧振倒相器，用于產生被耦合到緩沖電容裝置的高頻燈管電流，以及配備有-至少一個開關元件(Q1，Q2)，-控制電路，被耦合到該開關元件的控制電極，用于使得開關元件交替導通和不導通，-負載電路，被耦合到該開關元件，并包括諧振電感(L2)和諧振電容(C3)，-功率反饋裝置(D5，D6，D7，C2，C8)，用于在高頻燈管電流的每個周期中的一個時間間隔期間從供電電壓源提取電流，其特征在于，該負載電路還包括變壓器(T1)，它具有磁化阻抗并包括初級繞組與次級繞組，該次級繞阻與至少兩個串聯裝置相并聯，每個包括燈管連接的端子和燈管電容(C4，C5，C6，C7)。
2.如權利要求1的電路裝置，其中該諧振倒相器是包括兩個開關元件(Q1，Q2)的半波電橋電路。
3.如權利要求2的電路裝置，其中該負載電路包括與一個開關元件并聯的串聯裝置，它包括諧振電感(L2)，諧振電容(C3)和該變壓器(T1)的初級繞組。
4.如權利要求1，2或3的電路裝置，其中該功率反饋裝置包括第一單向元件(D6)，被耦合在整流器的第一輸出端與緩沖電容裝置(C10)中間；以及第一電路部件(C2)，把在整流器的第一輸出端與第一單向元件之間的第一端子m與在負載電路中的第二端子p相連接。
5.如權利要求4的電路裝置，其中該第一電路部件包括第一功率反饋電容(C2)。
6.如權利要求4或5的電路裝置，其中該功率反饋裝置包括第二單向元件(D5)，被耦合在整流器的第一輸出端與第一端子m之間。
7.如權利要求3和4的電路裝置，其中該功率反饋裝置包括第三單向元件(D7)，它是與一個開關元件并聯的該串聯裝置的一部分。
8.如權利要求7中的電路裝置，其中第三單向元件(D7)與包括第二功率反饋電容(C8)的第二電路部件(C8)相并聯。
全文摘要
用于單個或多個燈管并聯運行的鎮流器電路,其中在每個燈管中的條件可被控制,以使得諧振電感電流和輸出電壓的幅度在穩態時幾乎是常數。本發明的電路包括半波電橋的DC貯存電容,DC阻隔電容,交替地接通和關斷并具有50%占空比的功率晶體管,以及LLC諧振變換器,它具有諧振電感和一個或多個諧振電容。本發明電路包括輸出變壓器,它提供用于雙路徑型功率反饋方案的電流隔離。該輸出變壓器的輸出磁化電感被用于功率反饋電路最佳化,并作為LLC諧振槽路的一部分,被插入到緊接在半波電橋電路的諧振電感后面。
文檔編號H05B41/24GK1358405SQ01800094
公開日2002年7月10日 申請日期2001年1月10日 優先權日2000年1月21日
發明者張勁 申請人:皇家菲利浦電子有限公司