一種提高頻譜利用率的無線通信系統的設計方法
【專利摘要】一種提高頻譜利用率的無線通信系統的設計方法，由源信號、信道、DSP分離系統和輸出信號組成。N路未知源信號通過無線信道后，由M個天線接收混合信號，混合信號由DSP分離系統進行分離，恢復出源信號，實現無線通信。DSP分離系統是此系統的核心部分，它通過時頻分析估計出源信號的數目和信道矩陣，然后判斷源信號數目N與接收天線數目M之間的關系，根據不同的關系選擇不同的分離算法或者估計算法。本發明系統能進一步提高頻譜利用率，放寬對信號時隙、頻率、碼字等的限制，實現系統對用戶或目標的靈活接入。
【專利說明】
-種提高頻譜利用率的無線通信系統的設計方法
技術領域
[0001] 本發明屬于無線通信技術領域，具體設及線性均勻天線接收條件下，源信號數目 未知的無線通信系統的設計，是一種適用面更廣的高效頻譜利用率的無線通信方法。
【背景技術】
[0002] 在無線通信系統中，一般假設信號源的數目是已知的、固定的，然而在實際應用 中，無線通信環境是復雜的，源信號數目是未知的，甚至是隨時間變化的，例如移動通訊系 統中，在某一個特定的區域內，用戶接入或者斷開的數目在不斷的變化，因此在某一時間段 內的用戶數目是無法預知的；深海無源探測網絡中，某一有效面積內的目標數目也是未知 的。在運種實際情況下，傳統的假設源信號數目已知的無線通信系統模型可能不再適用，本 發明提出一種新的無線通信系統的設計，該系統適用于在線性均勻天線接收條件下，源信 號未知的情況。
[0003] 常用的無線通信系統模型一般假設信號源數目已知，且對信號的時間、頻率、碼字 等加 W-些限制，在接收端接收運些信號的混合信號，通過信號在時間、頻率、碼字等的特 征下，提取或者恢復源信號，實現無線信道的復用，運樣的系統采用的復用技術包括頻分復 用技術(FDM)、時分復用技術(TDM)和碼分復用技術(CDM)等，它們能較好的解決頻譜匿乏的 問題，但在時隙上，或是在頻率上，或是在碼字上對信號有所限制，采用運些復用技術的無 線通信系統對用戶或目標的接入數量的靈活性有較嚴重的限制。2009年提出的統計復用無 線通信系統(WSDM)能較好的解決傳統復用技術在時間、頻率、碼字上的限制，提高頻譜利用 率，但是WSDM適用于源信號數目已知且與接收天線數目相同的情況，極大的限制了WSDM的 應用環境。
【發明內容】
[0004] 本發明要解決的問題是:現有無線通信系統如WSDM都是假設源信號數目已知的情 況，而實際無線通信系統是復雜的，源信號數目往往是未知的，新的無線通信系統能較好的 解決運一問題，且能進一步的提高無線頻譜利用率，保證對源信號數目估計的準確性和對 源信號恢復的精確性，實現無線通信信道復用。
[0005] 本發明的技術方案為:一種提高頻譜利用率的無線通信系統的設計方法，源信號 數目N未知，接收天線線性均勻排列，設定A)源信號空間時頻分布矩陣存在單源點;B)信道 矩陣的任意兩個列矢量線性獨立;源信號通過無線信道后，由Μ個天線接收混合信號，混合 信號由DSP分離系統進行分離，恢復出源信號，其中DSP分離系統進行時頻分析，首先求取混 合信號的空間時頻分布STFD矩陣，篩選出特殊的時頻點，所述特殊的時頻點處的STFD矩陣 僅有一個對角元素非零，其余元素均為零，運些時頻點為單源點，單源點上的能量由一路源 信號形成，其他的源信號的貢獻為零，所有單源點對應的波達角呈現直線聚類特性，通過峰 值檢測和聚類算法估計出聚類中屯、的數量和方向，即為源信號的數目和波達角的值，由此 得到源信號數目和信道矩陣，根據源信號的數目和接收天線的數目的關系選擇相應的恢復 算法，恢復出源信號，實現無線通信。
[0006] S(t) = (Sl(t)，S2(t)，，SN(t))T 為 N 路源信號組成的矢量，X(t) = (Xl(t)，X2(t)，，XM (t))T為Μ路混合信號組成的矢量其中t=l，2，，Ts，Ts為通信信號的持續時間，源信號矩陣S =[3(1)，3(2)，，3巧5)]，混合信號矩陣乂=^(1)，義(2)，，義巧5)]，接收天線為1個陣元組成的 直線型線性均勻天線陣，設Θι，θ2,，Θν分別為N路源信號的波達角，則天線陣接收的混合信號 表示如下：
[0007] X=AS (1)
[000引其中A e C"x、為信道矩陣，具有范德蒙德結構，有如下形式：
[0009]
(2),
[0010] 采用線性時頻變換和二次時頻分布相結合的方法來進行時頻分析，并根據通信環 境的實際情況選擇二次時頻分布的類型，W保證源信號在時頻域具有稀疏性，
[0011] DSP分離系統的處理具體步驟為：
[0012] 1)根據二次時頻分布類型，求混合信號的空間時頻分布矩陣，即ST抑矩陣，對噪聲 點進行去除：
[OOU] 對源信號矢量34) = (3如），32(〇，，3如）八其51'抑矩陣胖3山門為：
[0020] 降噪方法如下：
[0021] 設時頻點(ta，時)為噪聲點，則有：
[0022]
(3)
[002引其中I I · II表示F-范數，ε功接近于0的正闊值，maxf I I Wx(ta,f川表示對時間ta選 擇混合矢量的STFD矩陣的F-范數在所有頻點f中的最大值，如果時頻點滿足公式(3)噪聲點 的條件，則將其去除；
[0024] 2)單源點篩選：
[0025] 通過分析混合信號的STFD矩陣來間接的分析源信號的STFD矩陣，依次通過兩個篩 選定理來對單源點進行篩選：
[00%]定理1:如果時頻點(t，f)屬于單源點域，則滿足：
[0027]
W
[0028] 其中I · I表示實數的絕對值或者復數的模值，62為接近于零的正闊值，若此點（t, f)為第η個源信號的單源點，則此時第η個信號的波達角為：
[0029]
(5)
[0030] 其中 m，ke{l，2，，M};
[0031] 定理2:如果時頻點(t，f)屬于單源點域，則滿足：
[00創
辟
[0033] 其中E3為接近于零的正闊值，知:1'((，/)=片戸^化/).知,化/)為一種降低交叉項干擾 的時頻分布，><"「(/，/)為第i路混合信號Xi(t)的譜圖，譜圖指Xi(t)的短時傅里葉變換的模 值的平方，即
[0034]
[0035] 其中*表示取共輛，丫（t)為窗函數；
[0036] 對時頻點先經定理1進行初選，初選結果再經定理2進行再選，得到單源點；
[0037] 3)峰值檢測和聚類算法：
[0038] 篩選出單源點后，計算出波達角，所有單源點對應的波達角呈現直線聚類特性，通 過峰值檢測和聚類算法估計出聚類中屯、的數量和方向，即為源信號的數目和波達角的值， 再通過波達角計算出信道矩陣；
[0039] 4)通過上述步驟估計出源信號的數目N和信道矩陣A，根據源信號的數目N和接收 天線的數目Μ的關系選擇相應的恢復算法恢復源信號。
[0040] 所述恢復算法分Ξ種情況：
[0041] a)、當Ν<Μ時，即為超定的情況，設定了信道矩陣的任意兩個列矢量線性獨立，則信 道矩陣A列滿秩，根據關系式Χ=AS，源信號的估計為：
[0042]
(7)
[0043] b)、當N=M時，即為適定的情況，信道矩陣A列滿秩，源信號的估計為：
[0044]
(8)
[0045] C)、當N〉M時，即為欠定的情況，對信道矩陣A已知的欠定情況采用欠定盲源分離算 法，包括基于最小均方誤差的波束賦形法和基于活躍信源數估計的ISSR算法。
[0046] 本發明提出一種新的無線通信系統的設計方案，先對源信號的數目進行檢測，同 時對信道矩陣進行估計，然后利用源信號數目和信道矩陣信息對源信號進行恢復，實現信 道復用。本發明的設計方案對源信號只要求其空間時頻分布矩陣存在單源點，由于只要源 信號的頻率之間有少量的不重合，即可保證單源點的存在，因此本發明方案允許源信號之 間有大量的頻率交叉，即該方案能同時傳輸多路頻率交疊的源信號，相比于傳統的復用方 式如FDM、TDM、CDM，能進一步提高頻譜利用率，放寬對信號時隙、頻率、碼字等的限制，實現 系統對用戶或目標的靈活接入。
【附圖說明】
[0047] 圖1為本發明提出的無線通信系統設計方案的原理圖。
[0048] 圖2為本發明接收天線的線性均勻陣列模型。
[0049] 圖3為本發明方法中源信號數目估計和信道矩陣估計的流程圖。
[0050] 圖4為本發明實施例中對波達角的示意圖，（a)為源信號的波達角；（b)為波達角的 估計。
[0051] 圖5為本發明實施例中源信號和輸出信號的時頻分布圖，（a)、（b)、（c)為3路源信 號實部幅度值，（d)、（e)、（f)為源信號的wigner-ville分布，（g)為混合信號的wigner- ville分布，化)為降低交叉項干擾后的混合信號的時頻分布，（i)為篩選出的單源點的時頻 分布，（j)、化)、（1)為輸出信號的時頻分布，(m)、(n)、（o)為分別為輸出信號的實部幅度值。
[0052] 圖6為本發明設計的無線通信系統在不同信噪比環境下的信道矩陣估計的MSE (地）。
【具體實施方式】
[0053] 圖1是本發明提出的無線通信系統設計方案示意圖，無線通信系統由源信號、信 道、DSP分離系統和輸出信號組成。源信號未知，設有N路，N是事先不可知的，源信號通過無 線信道后，由Μ個天線接收混合信號，混合信號由DSP分離系統進行分離，恢復出源信號，實 現無線通信。DSP分離系統是此系統的核屯、部分，它首先通過時頻分析估計出源信號的數目 和信道矩陣，也就是混合矩陣，然后判斷源信號數目Ν與接收天線數目Μ之間的關系，根據不 同的關系選擇不同的分離算法或者估計算法，來估計恢復出源信號。
[0054] 設S(t) = (Sl(t)，S2(t)，，SN(t))T，X(t) = (Xl(t)，X2(t)，，XM(t))T，y(t) = (yi(t)， y2(t)，，yN(t))T分別為N路源信號組成的矢量、M路混合信號組成的矢量、N路輸出信號組成 的矢量，輸出信號即源信號的估計，其中t = l，2，，Ts，Ts為信號的持續時間；源信號矩陣S = [3(1)，3(2)，，3(了5)]，混合信號矩陣乂=^(1)，義(2)，，義(了5)]，輸出信號矩陣￥=[7(1)，7 (2)，，y(Ts)]。本發明的接收天線考慮線性均勻陣列（uniform linear array，ULA)，如圖2 所示，Μ個陣元組成直線型天線陣，相鄰的兩個陣元之間距離為d，源信號Sn(t)位于天線陣 列的遠場區域，則可認為源信號W平面波的形式到達天線陣列，此時不考慮接收信號間的 幅度差異，僅考慮時延差，設θ?，02,，θΝ(θηΕ [-31/2,31/2])分別為N路源信號的波達角 (Direction of Arrival，D0A)，即源信號的入射方向，則天線陣列接收的混合信號可W表 示如下：
[005引 X=AS (1)
[0化6]其中AsC心》為信道矩陣（或混合矩陣），具有范德蒙德(Vandermonde)結構，有如 下形式：
[0057]
(2)
[0058] 由信道矩陣A的表示式可知，對源信號數目的估計和對信道矩陣的估計等價于估 計波達角θι，02，，Θν的數目及其數值，由于本發明假設信道矩陣的任意兩個列矢量線性獨 立，則有氣:;鳴(V/V 7'），即達波角互不相等。
[0059] 下面詳細介紹本發明設計的DSP分離系統，DSP分離系統采用時頻分析方法對信道 矩陣及源信號數目進行估計，常用的時頻分析有線性時頻變換和二次時頻分布，線性時頻 變換包括短時傅里葉變換（STFT)、小波變換等，二次時頻分布包括Cohen類時頻分布、 wigner-ville分布等。二次時頻分布較線性時頻變換在時頻域上具有更高的能量聚集性， 使得一些非平穩信號在時頻域上更加稀疏，但是二次時頻分布存在交叉項的干擾會影響估 計性能，而線性時頻變換不存在交叉項的問題，本發明DSP分離系統采用線性時頻變換和二 次時頻分布相結合的方法來進行時頻分析，結合兩者的優點，既保持了信號在時頻域上能 量聚集性，又消除了交叉項的干擾。
[0060] 實際應用中應根據實際情況和場景合理的選擇二次時頻分布的類型，W保證源信 號在時頻域具有一定的稀疏性。本發明Wwigner-Ville分布為例進行說明。對第η個源信號 sn(t)，自wi即er-ville分布為：
[0061]
(3)
[00創由上式易看出而'托/) = A。,、,化/)'，'即Sn(t)的自wi即er-villeA,,,、;,化/)分布 一定是實值。對兩個不同的源信號sn(t)、sw(t)，n聲W，它們的互wigner-ville分布為：
[0063]
(4)
[0064] 可W看出不同源信號的互wigner-ville分布滿足A 化./ ) = 化./ )。結合式 (3)和(4)，對源信號矢量34) = (3加），32(〇，，3^*))了，可^得到矩陣：
[00化]
(5)
[0066] Ws (t，f)稱為源信號的空間時頻分布矩陣，空間時頻分布矩陣簡稱STFD矩陣，它的 對角線元素為源信號的自wigner-ville分布，非對角線元素為互wigner-ville分布。通過 胖3(*，門的結構，可^把￥3(*，門對應的時頻點分為^類：
[0067] 1、自源點：
[006引定義1:如果(te，fe)稱為自源點，則需滿足Ws(te，fe)對角元素不全為零且非對角元 素為零，即Ws(te，fe)為對角陣，此時Ws(te，fe)反映出源信號自身的能量聚集性。此處為現有 技術定義，不再詳述。
[0069] 2、互源點：
[0070] 定義2:如果(心，片)稱為互源點，則需滿足Ws(tn，f。)對角元素為零且非對角元素不 全為零，此時Ws(tn，f。)反映出源信號之間的能量聚集性。此處為現有技術定義，不再詳述。
[0071] 3、一般時頻點：
[0072] 定義3:若在(tY，fv)處，Ws(tY，fY)不滿足上述兩個性質，則稱為一般時頻點，即在 (tY，fy)處源信號的自身能量和信號間的能量是重疊的。
[0073] 進一步的，對于混合矢量X(t) = (Xl(t)，X2(t)，，XM(t))T，可W用同樣的方式定義 其ST抑矩陣，得到混合信號的ST抑矩陣Wx(t，f):
[0074]
巧)
[0075] 則通過混合矢量與源信號矢量的關系和wigner-ville分布的定義可得：
[0076]
(7)
[0077] 由于在通信系統的接收端只有混合信號是已知的，因此唯一可W獲取的是混合信 號的STFD矩陣Wx(t，f)，由公式(6)結合公式(3)(4)得到。然而不是所有的時頻點處的Wx(t, f)都可W直接使用，因為一些時頻點處的能量太小對于估計信道矩陣沒有明顯的作用，甚 至會對估計產生干擾，因此首先應該去除運些能量太小的時頻點。為了簡便，稱運些能量太 小的點為噪聲點，一種常見的降噪方法如下：
[007引如果時頻點（ta，時)為噪聲點，貝IJ
[0079]
(8)
[0080] 其中II · II表示F-范數(Frobenius范數），ει為接近于0的正闊值，仿真試驗中通 常設為0.1，maxf II Wx(ta，f川表示對時間點ta，選擇混合矢量的STFD矩陣的F-范數在所有 頻點f中的最大值。如果時頻點滿足噪聲點的條件，則將其去除。
[0081 ]如前所述，Wx(t，f)是唯一可獲取的STFD矩陣，需要通過分析混合矢量的STFD矩陣 來間接的分析源信號的STFD矩陣，在一些特殊的時頻點處能找出Wx(t，f)與Ws(t，f)的聯系。
[0082] 定義4:若自源點（ta，fa)滿足在此點上的能量主要由一路源信號形成，其他的源信 號的貢獻為零，則稱此點為單源點，否則稱為多源點。本發明的單源點與在"盲源分離"領域 中的"單源點"的含義一致，而與在其他領域例如"最短路徑"中的"單源點"的含義不一致， 特此用定義4標明。
[0083] 容易得出，在單源點（ta，fa)處，Ws(ta，fa)的主對角線只有一個元素非零，非對角元 素都為零，則可W得到如下等式：
[0084]
(9)
[0085] 其中源信號si(t)為能量的主要貢獻者，ill表示信道矩陣A的第i列矢量，Ωι為所有 滿足上式的時頻點組成的集合，為了簡便，稱之為第i個信號的單源點域。實際應用中很難 有信號嚴格滿足單源點的條件，因此只要有一個對角元素明顯大于其他元素，則認為此時 頻點為單源點，式(9)可W近似成立。
[0086] 下面為對單源點的篩選方法進行具體說明。
[0087] 定理1:如果時頻點(t，f)屬于單源點域，則必須滿足：
[00則
（…）
[0089] 其中I · I表示實數的絕對值或者復數的模值，62為接近于零的正闊值，例如0.1。 公式（10)適用于所有二次時頻分布。若此點（t，f)為第η個源信號的單源點，則此時第η個信 號的波達角為：
[0090]
〇\)
[0091] 其中 m，ke{l，2，，M}。
[0092] 證明：假設(t，f)為第C個信號的單源點，設ac = -3isin(0c)，其中Θ。為第C個信號的 波達角，則根據式(9)，有
[0096] 上述等式即為時頻點（t，f)成為單源點的一個必要條件，然而實際應用中無法嚴 格滿足上述等式，因此引入一個接近于零的正闊值62,上述必要條件修改為式（10)。通過式 (12)還可得：
[0097]
(14)
[009引其中111，4￡{1，2，，1}。由于假設曰。=-313山(目。），則可得達波角如式（11)所示。
[0099] 定理1證畢。
[0100] 定理1可W作為篩選單源點的條件，由于只考慮了STFD矩陣對角元素，因此計算量 較小，下面驗證定理1的條件對非單源點的嚴格性。
[0101] 設非單源點，則由式(7)可得：
[0102]
[0103] 若點處也滿足定理1中單源點的必要條件，貝U
[0104]
[0105] 如果上式對任意的/\,、(^/|)噸，9￡{1，2，，《，口聲9都滿足，則可得(^ =日。，呵^， 由此可得ep = 0q，Vp，g，與前述的假設波達角互不相等相矛盾。一些特殊的非單源點也可能 滿足定理1中單源點的必要條件，例如一些非單源點若滿足
[010引其中Vp，qe{l，2，，N}，p聲q，貝lJ(t'，f'）即可W滿足定理l中單源點的必要條件，但 是上述條件的滿足等價于滿足
[0109]
[0110] 式（17)對非單源點的要求是十分嚴格的，因此非單源點很難滿足定理1的條件，定 理1中條件可W很好的用作單源點的篩選。但由于此條件僅為必要條件，且選擇精度受闊值 的影響，所W可將定理1的條件作為單源點的一個粗篩選。
[0111] 由于線性時頻變換沒有交叉項的干擾，因此本發明考慮線性時頻變換與二次時頻 分布的結合，W短時傅里葉變換(STFT)為例，混合信號Xi(t)的短時傅里葉變換為：
[0112]
(㈱
[0113] 其中*表示取共輛，丫（t)為窗函數。短時傅里葉變換模值的平方為譜圖，記作
則線性時頻變換與二次時頻分布的結合得到的一種 降低交叉項干擾的時頻分布3
i于時頻分布，此 公式是現有的"減小交叉項干擾的分布(RID)"中的一個，易知扣:了 (?，/')在一定程度上保持 了 wigner-ville分布的能量聚集性，降低了交叉項的干擾。
[0114] 下面構造基于短時傅里葉變換的空間時頻分布矩陣，記為Wfn"，/)，短時傅里葉 變換不存在交叉項，因此可令Wf-(/，/)非對角線元素為0,對角線元素為信號的短時傅里葉 變換，即
[0115]
(19}
[0116] 其中(wffT化/成表示矩陣wrT(/，/)的第i行第j列元素。降低交叉項干擾的時頻分 布h /)的空間時頻分布矩陣記為(^，/)，表示為
[0117]
(20)
[011引其中0為哈德蒙德化adamard)積。則Wfw典乃矩陣的對角線元素為降低交叉項干 擾的時頻分布，非對角線元素為0。
[0119] 定理2:如果時頻點(t，f)屬于單源點域，則必須滿足：
[0120]
(21)
[0121] 其中E3為接近于零的正闊值。
[0122] 證明：同定理1的證明，假設(t，f)為第C個信號的單源點，設ac = -3isin(0c)，則
[0123]
[0124] 由上述矩陣結構可得
[0125]
隣）
[0126] 式(23)即為單源點應滿足的必要條件。在實際應用中，式(23)很難嚴格滿足，因此 引入一個接近于0的正闊值63,將式(23)的條件修改為式(21)。
[0127] 定理2證畢。
[01%]定理2同定理1，也只需考慮對角元素，因此計算量較小。下面驗證定理2對非單源 點的嚴格性。
[0129] 設非單源點，則由式(20)可得：
[0130]
[0131] 若點處也滿足定理2中單源點的必要條件，則等價于滿足式（16)，由于前 面已經驗證了式（16)對非單源點的嚴格性，所W定理2的條件對非單源點也具有同樣的嚴 格性。
[0132] 單源點的篩選結合定理1和定理2,先經定理1進行初選，初選結果再經定理2進行 再選，確定單源點后通過式（11)，可W計算出波達角，所有單源點對應的波達角呈現直線聚 類特性，通過峰值檢測和聚類算法，如K-means可W估計出聚類中屯、的數量和方向，即為源 信號的數目和波達角的值，通過波達角可W計算出信道矩陣。圖3所示為源信號數目估計和 信道矩陣估計的流程圖。
[0133] 通過上述流程，可W有效的估計出源信號的數目N和信道矩陣A，為了恢復出源信 號，需要根據源信號的數目N和接收天線的數目Μ的關系選擇相應的恢復算法，如圖1，分Ξ 種情況。
[0134] 1、當Ν<Μ時，即為超定的情況。由于假設信道矩陣的任意兩個列矢量線性獨立，則A 列滿秩，根據關系式X=AS，可根據下式給出源信號的估計：
[0135]
(24)
[0136] 2、當N=M時，即為適定的情況。同樣，A列滿秩，可由下式給出源信號的估計：
[0137]
(25)
[013引 3、當N〉M時，即為欠定的情況。對A已知的欠定問題通常為欠定盲源分離問題的第 二步，已存在很多有效的算法，如基于最小均方誤差的波束賦形法(MMSE Beamforming)、基 于活躍信源數估計的ISSR算法等，本發明后續仿真分析WISSR算法為例。
[0139] W上是本發明提出的無線通信系統的詳細實施方法和步驟，下面通過仿真實驗來 驗證本系統的有效性和可靠性。
[0140] 考慮更復雜的欠定的情況，設定3個源信號，2個接收天線的情景，即N=3，M = 2。源 信號為線性調制化FM)信號，其中兩路為單分量LFM信號、一路為多分量LFM信號，Ξ路源信 號分別W波達角-15°、-45°、60°入射到天線陣列。在單源點的篩選中，設參數61 = 0.1、62 = 0.5、ε3 = 0.015。
[0141] 將源信號波達角θη表示成復數:e^·，則在復平面上形成的散點與原點的連線如圖4 (a)所示，運Ξ條直線與實部正軸的夾角即為波達角，圖4(b)表示波達角的估計矣構成的復 數6心《在復平面上的散點圖，為了便于觀察，每個點均乘W-個(0,3)上均勻分布的隨機數。 由圖4可知看出，波達角的估計組成的散點圖自然形成Ξ組，每組對應一條直線，與左圖原 始波達角的方向基本一致，后續采用峰值檢測及K-means聚類算法能準確的估計出波達角 的數量W及達波角的值，并W此來確定源信號數目N和信道矩陣A。此時，可W確定源信號數 目N=3,則判斷系統屬于欠定的情況，采用ISSR算法對信號進行恢復。如圖5所示，（a)、（b)、 (C)分別為Ξ路源信號實部幅度值，（d)、（e)、（f)為相應的wigner-ville分布，（g)為混合信 號的wigner-ville分布（包括自源點、互源點和一般時頻點處的時頻分布），化）為采用式 (20)進行降低交叉項干擾后的混合信號的時頻分布，（i)為通過粗篩選和再篩選后單源點 的時頻分布，（j)、化）、（1)分別為Ξ路輸出信號的時頻分布，（m)、（η)、（0)分別為Ξ路輸出 信號的實部幅度值。
[0142] 比較圖5中源信號和輸出信號的時域和時頻域可知，輸出信號實現了對源信號的 恢復，盡管幅值不一致，即存在幅度不確定性，但是不影響系統正常通信。觀察(g)、化）、（i) 可W看到，化)實現了對交叉項干擾的抑制，保證了系統的正確性和穩定性，（i)表示單源點 篩選的兩個相關定理能很好的提取出單源點，如圖（i)所示，圖中的點（除了少部分干擾點） 均取自某一源信號的自源點處，且運些點處有且僅有一路源信號的wigner-ville分布非 零。
[0143] 在存在噪聲的環境中，驗證本發明系統的可行性和實用性。仿真試驗中，選用高斯 白噪聲進行測試，僅考慮估計信道矩陣的準確性，采用原始信道矩陣與估計信道矩陣的均 方誤差作為評價指標，即：
[0144]
(26)：
[0145] 其中A為A的估計矩陣，此處假設i中的列矢量排列已調整為與A-致(一種有效的 調整方法可W分別計算A的每一列矢量與A的第i列矢量的均方誤差，均方誤差最小對應的 列矢量即為A的第i列矢量的估計）。設參數ei = 0.1、E2 = 0.5,分別取63 = 0.01,0.015,0.02， 進行100次蒙特卡洛實驗，則在不同信噪比環境下信道矩陣估計的MSE(地)如圖6所示。
[0146] 由圖6可W看出當63 = 0.01,0.015,0.02時信道矩陣的估計準確度都很高，在信噪 比比較低的時候也實現了信道矩陣的精確估計，因此驗證了本系統在存在高斯白噪聲環境 下的可行性和實用性。從圖6中還可W得出有關闊值選擇的結論，由于E3是系統進行再篩選 時使用的闊值，對系統的性能影響較大，因此固定ει、ε2,考慮不同63對信道矩陣估計性能的 影響，圖6反映出Ε3的取值可W在[0.01,0.02]區間選取，在低信噪比情況下，闊值越小越 好；當信噪比較高時(大于36地），63 = 0.015是最佳選擇，運也是前面仿真中取63 = 0.015的 依據。
[0147]綜上所述，本發明提出的無線通信系統設計方案是可行的、可靠的，而且是高效 的，適用于在線性均勻天線接收條件下，源信號未知的情況。在系統實現過程中，放寬了對 源信號的時隙、頻率、碼字等的限制，實現系統對用戶或目標的靈活接入，進一步提高了頻 譜利用率。
【主權項】
1. 一種提高頻譜利用率的無線通信系統的設計方法，其特征是源信號數目N未知，接收 天線線性均勻排列，設定A)源信號空間時頻分布矩陣存在單源點;B)信道矩陣的任意兩個 列矢量線性獨立;源信號通過無線信道后，由Μ個天線接收混合信號，混合信號由DSP分離系 統進行分離，恢復出源信號，其中DSP分離系統進行時頻分析，首先求取混合信號的空間時 頻分布STro矩陣，篩選出特殊的時頻點，所述特殊的時頻點處的STro矩陣僅有一個對角元 素非零，其余元素均為零，這些時頻點為單源點，單源點上的能量由一路源信號形成，其他 的源信號的貢獻為零，所有單源點對應的波達角呈現直線聚類特性，通過峰值檢測和聚類 算法估計出聚類中心的數量和方向，即為源信號的數目和波達角的值，由此得到源信號數 目和信道矩陣，根據源信號的數目和接收天線的數目的關系選擇相應的恢復算法，恢復出 源信號，實現無線通信。2. 根據權利要求1所述的一種提高頻譜利用率的無線通信系統的設計方法，其特征是s (t) = (Sl(t)，S2(t)，···，SN(t))T為N路源信號組成的矢量，X(t) = (Xl(t)，X2(t)，···，XM(t))T 為Μ路混合信號組成的矢量，其中t = 1，2，…，Ts，Ts為通信信號的持續時間，源信號矩陣S = [8(1)，8(2)，~，8(1'5)]，混合信號矩陣乂=[以1)，奴2)，~，以1' 5)]，接收天線為1個陣元組成 的直線型線性均勻天線陣，設θ^θ%···，ΘΝ分別為N路源信號的波達角，則天線陣接收的混合 信號表不如下： X=AS (1) 其中4SCT*為信道矩陣，具有范德蒙德結構，有如下形式：采用線性時頻變換和二次時頻分布相結合的方法來進行時頻分析，并根據通信環境的 實際情況選擇二次時頻分布的類型，以保證源信號在時頻域具有稀疏性， DSP分離系統的處理具體步驟為： 1)根據二次時頻分布類型，求混合信號的空間時頻分布矩陣，即STro矩陣，對噪聲點進 行去除： 對源信號矢量8(〇 =(幻(〇,82(認~，洲(〇)7，其51?0矩陣1(扒〇為：混合信號的STFD矩陣：降噪方法如下： 設時頻點（ta，fe)為噪聲點，則有：其中| | . | |表示F-范數，￡1為接近于0的正閾值，maxf I |Wx(U，f) I I表示對時間ta選擇混 合矢量的SIFD矩陣的F-范數在所有頻點f中的最大值，如果時頻點滿足公式(3)噪聲點的條 件，則將其去除； 2) 單源點篩選： 通過分析混合信號的STro矩陣來間接的分析源信號的STro矩陣，依次通過兩個篩選定 理來對單源點進行篩選： 定理1:如果時頻點(t，f)屬于單源點域，則滿足：其中I · I表示實數的絕對值或者復數的模值，ε2為接近于零的正閾值，若此點（t，f)為 第η個源信號的單源點，則此時第η個信號的波達角為：其中 m，ke{l，2，'"，M}; 定理2:如果時頻點(t，f)屬于單源點域，則滿足：其中ε3為接近于零的正閾值，Ρ:1/) = <￡%/)·Α^,/)為一種降低交叉項干擾 的時頻分布，<、，/)為第i路混合信號Xl(t)的譜圖，譜圖指^⑴的短時傅里葉變換的模 值的平方，即其中*表示取共輒，γ (t)為窗函數； 對時頻點先經定理1進行初選，初選結果再經定理2進行再選，得到單源點； 3) 峰值檢測和聚類算法： 篩選出單源點后，計算出波達角，所有單源點對應的波達角呈現直線聚類特性，通過峰 值檢測和聚類算法估計出聚類中心的數量和方向，即為源信號的數目和波達角的值，再通 過波達角計算出信道矩陣； 4)通過上述步驟估計出源信號的數目N和信道矩陣A，根據源信號的數目N和接收天線 的數目Μ的關系選擇相應的恢復算法恢復源信號。3.根據權利要求1或2所述的一種提高頻譜利用率的無線通信系統的設計方法，其特征 是所述恢復算法分三種情況： a) 、當Ν〈Μ時，即為超定的情況，設定了信道矩陣的任意兩個列矢量線性獨立，則信道矩 陣Α列滿秩，根據關系式X=AS，源信號的估計為： 8: = (^?)^1 AaX (7) b) 、當N=M時，即為適定的情況，信道矩陣A列滿秩，源信號的估計為： §: = Α-4Χ (8) c) 、當Ν>Μ時，即為欠定的情況，對信道矩陣Α已知的欠定情況采用欠定盲源分離算法， 包括基于最小均方誤差的波束賦形法和基于活躍信源數估計的ISSR算法。
【文檔編號】H04W72/04GK106060834SQ201610593962
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年7月26日 公開號201610593962.1, CN 106060834 A, CN 106060834A, CN 201610593962, CN-A-106060834, CN106060834 A, CN106060834A, CN201610593962, CN201610593962.1
【發明人】蘇巧, 魏以民, 沈越泓
【申請人】中國人民解放軍理工大學