基于正交混沌信號發生器的高效混沌通信方案的制作方法

基于正交混沌信號發生器的高效混沌通信方案的制作方法
【專利摘要】本發明請求保護一種基于正交混沌信號發生器的高效混沌差分通信方案，屬于通信系統領域。通過對DCSK信號幀進行拓展，使每一幀包含N個等長時隙，系統對每個時隙內的混沌載波進行調制，即每個時隙均攜帶1bit用戶數據。每一個時隙都把前一個時隙內的信號作為參考信號。第一個時隙的參考信號在前一幀的最后一個時隙內，即每幀的最后一個時隙不僅攜帶該時隙的用戶信息還攜帶能轉換成下一幀參考信號的信號。同時，設計了一種正交混沌信號發生器，產生嚴格正交的混沌信號，使每一幀的混沌載波和相鄰幀的載波保持正交，確保系統內不含信號內干擾。解調端采用非相干的解調方式，利用相關器把前后相鄰幀內信號進行相關運算，然后經過判決門限；即可判決出用戶數據。本方案的傳輸速率是DCSK的兩倍，在任何信噪比范圍內誤碼率性能均優于DCSK。
【專利說明】
基于正交混沌信號發生器的高效混沌通信方案
技術領域
[0001] 本發明旨在設計一種基于正交混沌信號發生器的高效差分混沌通信方案（0ΗΕ-DCSK)，具體為對差分混沌移位鍵控(DCSK)技術進行改進以使其傳輸速率加倍且大幅改善 其誤碼率性能。
【背景技術】
[0002] 作為IEEE802. IlWLAN標準中的技術DCSK是一種主流的非相干混沌數字調制方案。 近來，DCSK技術開始應用于IEEE 802.15.4a低速超寬帶標準。DCSK技術采用傳輸參考 (transmitted-reference，T-R)方式，將參考載波與攜帶信息的信號都發送給接收方，無需 完成傳統擴頻通信系統所必需的信道估計和擴頻碼同步，大大簡化了系統結構且有很強的 抗衰落特性。但是，DCSK系統花費了一半的比特時間傳輸不含任何數據信息的參考混沌載 波，系統的比特傳輸速率較低。另一方面，由于使用T-R技術，同一個比特時間內的參考信號 和信息信號具有一定的相似性(相同或者相反），通過觀察信號的平方譜就可以知道比特傳 輸速率。因此，DCSK在數據安全性方面存在一定缺陷。
[0003] 綜上所述，DCSK技術將會是個人無線通信甚至是移動通信領域中非常重要的一種 通信方案，因此對DCSK研究也越來越重要。DCSK技術的研究主要包括提高傳輸速率、改善信 號平方譜缺陷。這些研究對于混沌信號應用、保密通信、無線個人通信和蜂窩通信具有重要 作用。
[0004] 目前針對DCSK技術的研究文獻比較多，但大部分研究均以犧牲一種性能指標為代 價提高另一種性能指標。文獻"Lau F C M.Permutation-based DCSK and multiple access DCSK systems. IEEE Transactions on Circuits and Systems I，2003" 提出基于 置換矩陣的P-DCSK技術，利用置換矩陣打亂混沌信號采樣的先后順序，破壞參考信號和信 息信號之間的相似性，杜絕了從平方譜中探知比特速率的可能性，增強了數據安全性。但是 P-DCSK對于DCSK誤碼性能和傳輸速率并沒有提高。文獻"楊華.Reference-Modulated DCSK:A Novel Chaotic Communication Scheme. IEEE Transactions on Circuits and Systems II，2013"提出RM-DCSK，該技術借助對參考信號進行調制，使得在每個時隙內都傳 輸Ibit數據，傳輸速率提高1倍。通過在每個時隙中加入下一時隙的參考信號，RM-DCSK使用 和DCSK相同的接收機便可實現解調。但是RM-DCSK由于使不同時刻的信號置于同一時隙內， 接收端判決變量中不僅有信道噪聲造成干擾，還有不同時刻的混沌信號的互相關分量，即 信號內干擾，惡化了誤碼性能。

【發明內容】

[0005] 本發明所要解決的技術問題，針對現有改進DCSK技術存在的傳輸速率低或誤碼性 能差等缺陷，提出一種對DCSK的改進型方案。該方案在微小犧牲DCSK復雜性前提下，傳輸速 率是DCSK的兩倍，誤碼率在任何信噪比條件下均優于DCSK。
[0006] 本發明解決上述技術問題的技術方案是:對DCSK信號幀進行拓展，使每一幀包含N 個等長時隙，系統對每個時隙內的混沌載波進行調制，即每個時隙均攜帶Ibit用戶數據。每 一個時隙都把前一個時隙內的信號作為參考信號。第一個時隙的參考信號在前一幀的最后 一個時隙內，即每幀的最后一個時隙不僅攜帶該時隙的用戶信息還攜帶能轉換成下一幀參 考信號的信號。同時，設計了一種正交混沌信號發生器，產生嚴格正交的混沌信號，使每一 幀的混沌載波和相鄰幀的載波保持正交，確保系統內不含信號內干擾。解調端采用非相干 的解調方式，利用相關器把前后相鄰幀內信號進行相關運算，然后經過判決門限；即可判決 出用戶數據。這種解調方式，不需要在解調端同步出混沌載波，也不需要傳統擴頻通信所必 需的信道估計，因此結構十分簡單。
[0007] 利用高斯近似法(GA)，推導出本發明OHE-DCSK方案在AWGN信道中理論誤碼率公 式，并通過理論公式和蒙特卡洛仿真進行對比，證明理論推導的正確性。同時和現有的幾種 經典類DCSK方案進行對比，證明OHE-DCSK方案的高效性。
【附圖說明】
[0008] 圖1本發明OHE-DCSK方案信號幀結構圖；
[0009]圖2本發明OHE-DCSK方案正交混沌信號發生器結構圖；
[0010]圖3本發明OHE-DCSK方案發射端結構圖；
[0011]圖4本發明OHE-DCSK方案接收端結構圖；
[0012]圖5本發明OHE-DCSK方案BER隨擴頻因子變化曲線圖；
[0013]圖6本發明OHE-DCSK方案BER隨信噪比變化曲線圖；
[0014]圖7本發明OHE-DCSK方案BER隨時隙數變化曲線圖；
[0015] 圖8本發明OHE-DCSK方案和幾種經典系統BER比較圖；
【具體實施方式】
[0016] 以下結合附圖和具體實例，對本發明的實施作進一步的描述。
[0017] 圖1給出OHE-DCSK系統第k幀信號的幀結構。每幀包含N個長度為Ts的等長時隙；每 時隙傳輸長為邱勺混沌序列，即擴頻因子為表示第k幀第j時隙調制的數據比特。下面的 分析均以第k幀為例。第k幀第1個時隙傳輸的是S 1 = MXk，其中Xk =[ Xk (1 )，Xk (2 )，...，Xk (β)]為長為邱勺混沌序列。第2個時隙傳輸的是S2 = Id2S1 = Hb1Xk，它以第1個時隙內的信號S1 為參考信號。第N時隙不僅傳輸當前信號bNSM，還包含能轉換成下一幀參考信號的#k+1 ,即
[0018] 圖2設ir| 種正交混純信號發生器（Orthogonal Chaotic generator，0CG)，可以 產生嚴格正交的混沌信號。在圖2中，進入乘法器的箭頭代表參與乘法運算的兩個分量。
為二階Walsh碼。OCG具體的工作過程如下:混沌信號發生器首 先產生長度為β/2的混沌序列U。上支路中，用乘以序列中的每一個元素，可得到長為β的 混沌序列；同理，下支路中，用乘以延遲后的同一段序列中的每一個元素，可得到另一段 長為邱勺混沌序列。這兩段序列即嚴格正交。
[0019] 圖3給出OHE-DCSK發射端結構。與DCSK發射端相比，OHE-DCSK發射端稍微復雜。這 是由于新系統拓展了 DCSK的幀結構，增加了延遲單元和乘法器。
[0020] 系統工作在第k幀第1時隙時，圖2中OCG的開關接通下支路，圖3中發射端開關接 通#1號支路;第2至第N-I時隙，OCG的開關處于懸空狀態，發射端開關依次接通#1至#~-1支 路;第N時隙時，OCG的開關接通上支路，發射端開關接通#N支路;第k+1幀的第1時隙，OCG開 關又接通下支路，發射端開關又接通#1號支路，完成一個工作周期。
[0021] 下面更加詳細地說明OCG如何保證混沌信號相互正交以及配合發射端工作。設每一 時隙內混沌序列的長度β = 6。混沌信號發生器在第k-Ι幀第1時隙內產生長為β/2 = 3的混沌 序列U= [a，b，c]。第k幀第1時隙內，OCG開關接通下支路，
進入發射端，發射端開關接通#1號支路，用戶信息匕調制XhS1 = Mk發射出去。第2至第N-I 時隙，OCG的開關處于懸空狀態，沒有新的混沌序列進入發射端，發射端開關依次接通#1至#~_ 1支路，用戶信息bi調制Sp 1，Si = biSw (i = 2，…，N-I)發射出去。第N時隙時，混沌信號發生 器產生一段新的長為β/2 = 3的混沌序列V=[x，y，z]，0CG的開關接通上支路， 毛+1 = F 4 = [λ% W，z]進入發射端，發射端開關接通#N支路，Sm =~知-丨+足+1發 射出去。第k+Ι幀的第1時隙，OCG開關又接通下支路，V經過延遲之后與W22相乘，形成 馬^+1. =.F · m^: = [.x，-X，j，.u，-z]進入發射端，完成一個工作周期。值得注意的是:第k+1 幀真正攜帶信息的載波是Xk+1，而第k幀第N時隙攜帶的參考信號是。因此，解調信息比 特時必須將ΙΑ+1轉換為Xk+過能順利解調。
[0022] 通過觀察Xk=[a，-a，b，-b，c，-c]、.
和Xk+i= [x，_x，y，_y，z，-z]的形式，可以得到OCG輸出的混沌序列滿足如下關系：
[0023]
(1)
[0024] 其中W=[丨，-丨……I，-1 ]，其長度等于擴頻因子β。[0025] 綜h所沭，OHR-DCSK系統笛k幀信號衷達式為：
[0026] (2)
[0027] 4?、出UHb-UUbJU安嘆)i而結佝。仕? 4屮，ri表示第k幀第1時隙中的發射信號經過 AWGN信道后到達接收端的接收信號。OHE-DCSK接收端的結構類似于DCSK接收端結構，均使 用非相干解調。結構的不同點在于：相對于DCSK，為了實現準確解調OHE-DCSK增加了乘以W 的模塊。其具體工作過程如下:解調匕時，圖4中的開關接通上支路，通過W將第k-Ι幀第N時 隙內攜帶的f &轉換成第k幀實際的參考信號Xk，即」& 。然后系統將η和Π )進行相 關運算（由乘法器和加法器完成），最后對結果進行判決，恢復出數據比特。解調第k幀其余 時隙內數據比特時，圖4中的開關接通下支路，則和DCSK解調方式完全相同，直接進行延遲 相關運算即可。
[0028] OHE-DCSK接收端接收到的第k幀第1時隙的信號為：
[0029] ri = si+Ci (3)
[0030] 令ξι表示AWGN信道中的加性高斯白噪聲，其均值為零，方差為No/2。
[0031] 接收端相關器的輸出為：
[0032]
(4)
[0033] 根據(5)式對相關結果進行判決，即可得到信息比特：
[0034]
(5)
[0035]利用GA推導OHE-DCSK系統在AWGN信道中的誤碼率。根據圖1可得系統的平均比特 能量(發送一個比特所需要的能量)Eb:
[0036]
(6)
[0037]其中，E( ·)為期望運算符。
[0038] 以b#PbN為例分析整個系統的誤碼率。把式(2)和式(3)帶入(4)可得：
(7)
[0039] ' }
[0040] 其中，
[0041] A = b2(biXk)2 = b2(Xk)2 (8)
[0042] B = b2biXkCi+biXkC2 (9)
[0043] 在上述分析中，A為有用信號分量，B和C為信道噪聲造成的干擾分量。根據中心極 限定理，在擴頻因子β較大時，式(7)各分量均服從高斯分布，即只要期望和方差就可完全描 述其統計特性。假設b 2 = 1，則判決變量C2的均值可以表示為E (C2) = E(A) +E(B) +E(C)，其中
[0044]
(10)
[0045] E(B)=E(C)=O (11)
[0046] 判決變量C2的方差可以表示為Var(C2) =Var(A)+Var(B)+Var(C)，其中
[0047] (12)
[0048] (13)
[0051] (15)
[0049]
(14)[0050] 其中，Var( ·)為方差運算符。因此，可以得到(：2的均值和方差為：
[0052] (16)
[0053] 假設混純信號發生器使用Logistic映射，;-2..V丨2，-1 <xi< I，xi乒±0 · 5 E(x,.) = 0 E(x,2) = 0.5和Var(.r,2)=0.125。系統等概率發送數據比特(+1，-1)，可以得到 OHE-DCSK解調b2的BER公式：
[0054；
[0055；
[0056；
[0057] 其中，
[0058]
[0059] (20)
[0060]式（18)中的D分量為信號內干擾分量。根據式（1)給出的關系，可知D = 0, 即OHE-DCSK判決變量不含信號內干擾分量。假設bN= 1，則判決變量CN的均值和方差可以表示為：
[0061]
[0062]
[0063] 由此可得OHE-DCSK解調bN的BER公式：
[0064：
(23)
[0065] 綜上可得OHE-DCSK的BER公式：
[0066； (24)
[0067] 圖5、圖6、圖7和圖8分別代表OHE-DCSK方案BER隨擴頻因子、信噪比、時隙數的變化 曲線圖以及和幾種經典系統BER比較圖。從圖中可以看出：當擴頻因子β較大時理論值和 Monte Carlo仿真吻合的非常好，證明了理論分析的正確性;在另一方面，選取合適的β對系 統性能有很大影響，不同信噪比下BER都存在極值。即對于特定信噪比，存在一個最佳的β值 (β_)使BER最低；在特定Eb/Νο和β下，BER隨著N增大而變小，最后趨于恒定，即系統的理論 BER存在理論下界，可以通過增加 N的方式，使BER趨近于這個下界;在BER= HT5時，OHE-DCSK 較RM-DCSK和DCSK分別優于2dB和4dB。
[0068] 本發明通過對DCSK幀結構進行拓展和改進，使傳輸速率提高一倍。且利用二階 Walsh碼正交性，設計了一種正交混沌信號發生器，產生嚴格正交的混沌信號，能夠避免系 統中出現信號內干擾。通過大量的蒙特卡羅仿真實驗，證明了理論分析的正確性。詳細研究 了系統性能和擴頻因子、時隙數和信噪比等參數的關系。同時和兩種經典的系統DCSK和RM-DCSK進行了比較，顯示出OHE-DCSK在誤碼性能方面的高效性。本方案在任何信噪比下均有 良好的誤碼性能，具有重要意義。
【主權項】
1. 一種基于正交混沌信號發生器的混沌高效通信方案，其步驟在于，通過對DCSK信號 幀進行拓展，使每一幀包含N個等長時隙，系統對每個時隙內的混沌載波進行調制，即每個 時隙均攜帶Ibit用戶數據。每一個時隙都把前一個時隙內的信號作為參考信號。第一個時 隙的參考信號在前一幀的最后一個時隙內，即每幀的最后一個時隙不僅攜帶該時隙的用戶 信息還攜帶能轉換成下一幀參考信號的信號。同時，設計了一種正交混沌信號發生器，產生 嚴格正交的混沌信號，使每一幀的混沌載波和相鄰幀的載波保持正交，確保系統內不含信 號內干擾。解調端采用非相干的解調方式，利用相關器把前后相鄰幀內信號進行相關運算， 然后經過判決門限；即可判決出用戶數據。2. 根據權利要求1所述的通信方案，其特征在于，該方案每一時隙均傳輸Ibit用戶信 息，每一幀均把其前一幀的信號當成參考信號，且相鄰幀的混沌載波保證嚴格正交，徹底消 除信號內干擾。3. 根據權利要求1所述的估計方法，其特征在于，接收端解調方法與傳統混沌非同步解 調一致，該方法采用簡單的延遲相關即可，方法簡單，實現容易切電路簡單，硬件成本低。
【文檔編號】H04L27/00GK105915480SQ201610514116
【公開日】2016年8月31日
【申請日】2016年6月30日
【發明人】張剛, 王傳剛, 孟維
【申請人】重慶郵電大學