反向散射調制數據的數字解碼的制作方法
【專利摘要】本發明涉及反向散射調制數據的數字解碼。一種數字二進制幅移鍵控(BASK)解碼器和編碼器以及解碼被編碼的BASK調制信號的方法，其中該方法采樣處理版本的調制信號的峰振幅值，以提供被數字化以形成數字化值的采樣值。以基于對應于所述數字化值的峰振幅值被采樣的次序的順序次序來存儲所述數字化值。使用所述數字化值的順序次序來濾波該數字化值，以提供濾波調制數字信號。在數據比特持續時間內識別所述第一濾波調制數字信號的轉換，然后選擇性地生成所述解碼解調的二進制數字流。
【專利說明】
反向散射調制數據的數字解碼
技術領域
[0001] 本發明通常涉及無線充電，尤其是反向散射調制數據的數字解調及此類數據的解 碼。
【背景技術】
[0002] 結合二進制幅移鍵控（BASK) (binary amplitude shift keying)調制使用的反向 散射是一種用于在相對短的距離間傳遞數據的簡單而性價比高的方法。這種方法依賴于初 級及次級線圈的感應親合，所述次級線圈中的電流被BASK調制。該調制的電流影響所述初 級線圈上的負載，且因而跨所述初級線圈生成BASK調制信號。
[0003] 通常由模擬技術（例如包絡檢測和包絡振幅比較后處理）來執行BASK調制差分 雙相編碼數據的解調與解碼。這些技術是硬件密集的，且操作期間線圈間的感應耦合強度 可能變化，這會影響解碼精度。而且，可能將噪聲引入一個或兩個線圈，這會影響信號振幅 電平，從而造成不易被模擬解調及解碼技術識別的潛在錯誤。因此，在解碼BASK調制數據 時解決這些缺陷是有益的。
【附圖說明】
[0004] 參見優選實施例的下列描述及附圖，可以最好地理解本發明及其目標和優點。
[0005] 圖1為根據本發明優選實施例的感應充電站和相關聯的感應耦合可充電單元的 框圖。
[0006] 圖2為根據本發明優選實施例的構成圖1的感應充電站一部分的BASK解調器及 解碼器的示意框圖。
[0007] 圖3為根據本發明優選實施例的構成圖2的解調器及解碼器的一部分的偏置及濾 波預處理模塊的示意電路圖。
[0008] 圖4為表示差分雙相編碼BASK調制信號的波形圖。
[0009] 圖5為表示作為預處理版本的差分雙相編碼BASK調制信號的縮放的、濾波的、偏 置的信號的波形的波形圖。
[0010] 圖6A為根據本發明優選實施例的由圖2的解調器所創建的第一濾波調制數字信 號的示例圖。
[0011] 圖6B為根據本發明優選實施例的由圖2的解調器所生成的第二濾波調制數字信 號的示例圖。
[0012] 圖7為示出以現有技術的差分雙相編碼格式編碼的數據示例的波形圖。
[0013] 圖8為示出以另一現有技術的差分雙相編碼格式編碼的數據示例的波形圖。
[0014] 圖9為根據本發明優選實施例的用于解碼BASK調制信號的方法的流程圖。
【具體實施方式】
[0015] 下面結合附圖闡述的詳細描述旨在作為對本發明當前的優選實施例的描述，而不 旨在表示可以實踐本發明的唯一形式。要理解可以由旨在涵蓋于本發明的精神及范圍內的 不同實施例實現相同或等同功能。在附圖中，始終使用類似的標記來指示類似的元件。進 而，詞語"包含"、"包含有"或其任意其它變體旨在涵蓋非排他性包含，使得包含一系列元件 或步驟的模塊、電路、設備組件、結構及方法步驟不僅僅包含那些元件，還可以包含未特別 列出的其它元件或步驟或此類模塊、電路、設備組件或步驟所固有的其它元件或步驟。"包 含"后跟的元件未排除存在包含該元件的附加的相同元件，并無更多的約束。
[0016] 在一個實施例中，本發明提供了一種BASK解調器及解碼器，其用于根據由載波頻 率調制的二進制幅移鍵控調制（binary amplitude shift keying modulated)信號生成多 個解碼解調的二進制數據流。所述解調器及解碼器包括具有模擬信號采樣輸入、采樣時鐘 輸入和數字數據輸出的模數轉換器（ADC)。所述ADC采樣在所述模擬信號采樣輸入處提供 的處理版本的調制信號，并在所述數字數據輸出處提供其數字化值。操作時，在所述采樣時 鐘輸入處提供處于載波信號處的時鐘信號，以使采樣與載波信號同步。理想地，經同步的采 樣與所述處理版本的調制信號的峰振幅值的出現同時發生。還有具有耦接到所述數字數據 輸出的緩沖器輸入和緩沖器輸出的緩沖器。操作時，所述緩沖器以基于對應于所述數字化 值的峰振幅值被采樣的次序的順序次序，來存儲所述數字化值。數字濾波器具有耦接到所 述緩沖器輸出的濾波器輸入和濾波器輸出。所述數字濾波器被編程為使用所述緩沖器中存 儲的數字化值的順序來處理緩沖器中存儲的數字化值，以在所述濾波器輸出提供至少第一 濾波調制數字信號。所述解調器及解碼器還包括具有生成器輸出和耦接到所述濾波器輸出 的生成器輸入的數據生成器。所述數據生成器配置為識別在所述生成器輸入處接收的第一 濾波調制數字信號的轉換（transition)，并基于所述轉換，在生成器輸出處生成所述多個 解碼解調的二進制數據流的至少一個。
[0017] 在另一實施例中，本發明提供了一種用于解調二進制幅移鍵控調制信號的方法。 該方法包括采樣處理版本的調制信號的峰振幅值以提供采樣值，且數字化所述采樣值以提 供所述處理版本的調制信號的數字化值。以基于對應于所述數字化值的峰振幅值被采樣的 次序的順序次序，來存儲所述數字化值。該方法還包括使用所述數字化值的順序次序來濾 波該數字化值以提供至少第一濾波調制數字信號，且然后識別所述第一濾波調制數字信號 的轉換。該方法然后基于所述識別，生成多個解碼解調的二進制數據流的至少一個。
[0018] 參見圖1，顯示了根據本發明優選實施例的包括感應充電站102及相關聯的感應 耦合可充電單元104的系統100的框圖。所述感應充電站102具有輸出耦接到壓控振蕩器 (VC0) 108、驅動器110和合并的解調器及解碼器112的控制器106。
[0019] 在這個實施例中，VC0 108具有輸出，該輸出提供正弦載波信號CS給驅動器110 的輸入。所述正弦信號CS具有載波頻率FC，通常從ΙΙΟΚΗζ至205KHZ，這取決于從控制器 106發送到VC0 108的控制信號。控制器106包括耦接到解調器及解碼器112的輸出端口 OUT的一條或多條輸入信道，且控制器106具有耦接到解調器及解碼器112的輸入的輸出 線。驅動器110包括輸出端子耦接到初級線圈L1的功率放大器電路，該初級線圈L1還耦 接到解調器及解碼器112的模擬信號輸入ASI。
[0020] 可充電單元104具有次級線圈L2,所述次級線圈L2可以被定位成感應耦合到初級 線圈L1。串聯連接的電容器C1和C2跨次級線圈L2的輸出端子耦接。還有串聯耦接的晶 體管TR1和電容器C3跨電容器C2連接。而且，跨電容器C2連接的是包括四個二極管D1、 D2、D3和D4的橋式整流器電路116。橋式整流器116的輸出耦接到負載模決118,且平滑 電容器C4跨橋式整流器電路116的輸出耦接。可充電單元104還具有耦接到負載模決118 的處理器120,且處理器120的輸出耦接到晶體管TR1的柵極。
[0021] 負載模塊118包括可充電電池，該可充電電池的狀態由處理器120監控。操作時， 當初級及次級線圈Ll、L2緊鄰并感應耦合在一起時，驅動器110可以以載波頻率（可以在 ΙΙΟΚΗζ至205KHZ間變化）給初級線圈L1提供電力（power)。由于次級線圈L2感應耦合到 初級線圈，在次級線圈L2的輸出端子處感應出電壓，該電壓提供充電電流給負載模決118。 該充電電流由橋式整流器電路116整流，并由平滑電容器C4平滑。
[0022] 系統100使用反向散射BASK調制技術來允許可充電單元104與充電站102通信， 以通常至少提供負載模塊118的當前電池充電狀態和適當的充電分布（profile)。該反向 散射BASK調制技術由處理器120實現，處理器120發送表示數據DA的脈沖控制信號PCS 到晶體管TR1的柵極，以選擇性地跨電容器C2連接和斷開電容器C3。將數據DA編碼為差 分雙相編碼符號，如時本領域技術人員來說是明顯的。
[0023] 跨電容器C2選擇性地連接和斷開電容器C3影響跨次級線圈L2的輸出端子的電 壓。在此實施例中，脈沖控制信號PCS具有500uS的最小持續時間，該最小持續時間等于單 個數據比特持續時間DBD。跨電容器C2連接和斷開電容器C3所造成的次級線圈L2上的負 載影響跨感應耦合的初級線圈L1的電壓。由于這一負載，感應耦合的初級線圈L1處的電 壓以取決于差分雙相編碼BASK調制信號MSI中的脈沖控制信號PCS所表示的數據DA的方 式來變化。該差分雙相編碼BASK調制信號MSI包括以載波頻率FC振蕩的載波信號CS，從 而提供具有500uS的單個數據比特持續時間DBD (即，差分雙相編碼符號持續時間）的編碼 數據。
[0024] 解調器及解碼器112解調并解碼差分雙相編碼BASK調制信號MSI，以解碼（復制） 編碼在調制信號MSI中的數據DA，從而生成多個解碼解調的二進制數據流DDBDS。響應于 從解碼解調二進制數據流DDBDS接收的數據DA，控制器106然后可以發送控制信號以修改 驅動器110的輸出功率。一旦負載模塊118中的電池被完全充電，能將可為任意可攜電池 供電設備的可充電單元104移離所述充電站，如對本領域技術人員來說是明顯的。
[0025] 參見圖2,顯示了根據本發明優選實施例的構成感應充電站102的一部分的BASK 解調器及解碼器112的框圖。操作時，BASK解調器及解碼器112根據由載波頻率FC調制 的差分雙相編碼BASK調制信號MSI生成至少一個版本的解碼解調的二進制數據流DDBDS。 解調器及解碼器112包括處理器202,其輸入耦接到控制器106的輸出和壓控振蕩器108的 輸出。解調器及解碼器112還包括偏置及濾波預處理模塊204,其具有預處理信號輸出207 和作為模擬信號輸入ASI的輸入。操作時，預處理模塊204濾波并以偏置電壓Vbias偏置 差分雙相編碼BASK調制信號MSI，以提供預處理版本的差分雙相編碼BASK調制信號MSI。
[0026] 還有模數轉換器（ADC) 206,具有耦接到偏置及濾波預處理模塊204的輸出207的 模擬信號采樣輸入208、耦接到處理器202的輸出的采樣時鐘輸入210以及數字數據輸出 212。偏置及濾波預處理模塊204將模擬信號采樣輸入208耦接到初級線圈L1，且ADC 206 配置為采樣在模擬信號采樣輸入208處提供的處理版本的調制信號MSI。這種處理版本的 調制信號MSI由偏置及濾波預處理模塊204提供，且由ADC 206數字化。這在數字數據輸 出212處提供處理版本的調制信號MSI的數字化值DVAL。操作時，在采樣時鐘輸入210處 提供處于載波信號CS的載波煩率FC的時鐘信號CK，以使采樣與所述載波信號同步。理想 地，這種經同步的采樣與處理版本的調制信號MSI的峰振幅值的出現同時發生。會理解的 是：時鐘信號CK的邊緣可以從載波信號CS的峰值適當偏移，以考慮到模數轉換器206的固 有延遲。
[0027] BASK解調器及解碼器112包括緩沖器模塊214,其具有耦接到數字數據輸出212 的緩沖器輸入216,緩沖器輸出218和耦接到處理器202的輸出的控制輸入220。操作時， 緩沖器模塊214以基于對應于數字化值DVAL的峰振幅值被ADC 206采樣的次序的順序次 序S0,來存儲來自模數轉換器206的數字化值DVAL。
[0028] 還有數字濾波器222,其具有耦接到緩沖器輸出218的濾波器輸入224,濾波器輸 出226以及耦接到處理器202的輸出的濾波器控制輸入228。數字濾波器222被編程為使 用緩沖器214中存儲的數字化值DVAL的順序次序S0來處理緩沖器214中存儲的數字化值 DVAL，以在濾波器輸出226 ( -般為濾波器輸出端口）處提供至少第一濾波調制數字信號 FFMS和第二濾波調制數字信號SFMS。
[0029] 數字濾波器222被編程為按序選擇一個或多個滑動窗口，所述一個或多個滑動 窗口依照數字化值DVAL的順序次序S0包括數字化值DVAL，并求和各窗口中的數字化值 DVAL，以提供構成第一濾波調制數字信號FFMS和第二濾波調制數字信號SFMS的濾波離散 數字值。更具體地，在一個示例中，被求和的各數字化值DVAL按順序次序S0相鄰，以提供 方程1所示的第一濾波調制數字信號FFMS。
其中y(n)為數字化值DVAL(n)之一的數字濾波值，m為可以由（FCV(l/DBD))/2確定的 窗口大小。因此，對于m個數字化值DVAL的窗口大小，那么y(0) = DVAL(0)+DVAL(1)++DV AL(2)+......+Dval(m-1) ；y(l) = DVAL (1)+DVAL (2)+DVAL (3) +......+Dval (m);以及 y (2) =DVAL (2) +DVAL (3) +DVAL (4) +......+Dval (m+1)等。
[0030] 對比而言，數字濾波器222計算兩個相鄰窗口間的差值，以提供方程2所示的第二 濾波調制數字信號SFMS。
其中y(n)為數字化值DVAL(n)之一的數字濾波值，m為可以由 (FCV (1 /DBD)) /2確定的窗口大小。因此，對于m個數字化值DVAL的窗口大小，那么 y(0) = (DVAL (m)+DVAL (m+1)++DVAL(m+2)+......+Dval (2m-l)) - (DVAL (0) +DVAL (1) +DVAL (2)+......+Dval (m-1));以及 y (1) = (DVAL (m+1) +DVAL (m+2) ++DVAL (m+3) +......+Dval ( 2m)) - (DVAL (1) +DVAL (2) +DVAL (3) +......+Dval (m))等。
[0031] 解調器及解碼器112還包括數據生成器230,其具有耦接到控制器106的生成器 輸出OUT (為解調器及解碼器112的輸出OUT)。數據生成器230還具有耦接到濾波器輸出 226的數據生成器輸入232,以及耦接到處理器202的輸出的數據生成器控制輸入234。數 據生成器230配置為識別生成器輸入232處接收的第一濾波調制數字信號的轉換TR，并基 于所述轉換在生成器輸出OUT處生成所述多個解碼解調的二進制數據流的至少一個。
[0032] 參見圖3,顯示了根據本發明優選實施例的偏置及濾波預處理模決204的示意電 路圖。偏置及濾波預處理模塊204包括跨供電軌VCC和地軌GND耦接的兩個串聯連接的電 阻器R1、R2。還有跨供電軌VCC和地軌GND耦接的兩個串聯連接的反向偏置二極管D1、D2。 二極管D2的陽極耦接到地軌GND，且二極管D1的陰極耦接到供電軌VCC。二極管D2的陰 極和二極管D1的陽極耦接到預處理信號輸出207。有跨電阻器R2和二極管D2耦接的電容 器C1。還有在模擬信號輸入ASI和預處理信號輸出207之間串聯耦接的電阻器R3。
[0033] 電阻器R3和電容器C1具有提供低通濾波器的值，因而將高頻噪聲分量從在模擬 信號輸入ASI處接收的信號中移除。二極管D1、D2將預處理信號輸出207處信號的振幅值 限至VCC和GND的軌值。而且，電阻器R1、R2的值提供了預處理信號輸出207處提供的任意 信號的偏置電壓 Vbias。在此示例中，Vbias 等于（VCCV(R1+R2) * R2) = VCCV(7. 5K+5. 11) * 5· 11K = 0· 41 * VCC〇
[0034] 參見圖4,示出了表示差分雙相編碼BASK調制信號MSI的波形圖。該差分雙相編 碼BASK調制信號MSI由在載波頻率FC(110KHz至205KHZ)處振蕩的載波信號CS形成，是 具有500uS的單個數據比特持續時間DBD (符號周期）的振幅調制二進制數據DA。所述載 波信號CS具有周期T(T= 1/FC)，該載波信號CS是在高狀態與低狀態間被振幅調制的。操 作時，所述差分雙相編碼BASK調制信號MSI的高狀態與低狀態情況的實際最大振幅可能變 化，這對本領域技術人員來說是明顯的。這是因為線圈LI、L2間的感應耦合強度可能變化， 并且噪聲可能被引入線圈L1、L2中。
[0035] 參見圖5，示出了表示縮放的、濾波的、偏置的信號的波形圖，該縮放的、濾波的、偏 置的信號是在預處理信號輸出207處提供的預處理版本的差分雙相編碼二進制幅移鍵控 調制信號MSI。在此示例中，DC偏置電壓VBIAS為0.41 *VCC，不過還可以使用其它值。
[0036] 參見圖6A，示出了根據本發明優選實施例的在濾波器輸出226處提供的第一濾波 調制數字信號FFMS的示例圖。該第一濾波調制數字信號FFMS的示例由各個的數字濾波值 y (η)依據數字濾波值y (η)的存儲順序次序S0形成。為了便于解釋，示出了差分雙相編碼 數據610的脈沖群（packet)的一部分。第一濾波調制數字信號FFMS表示差分雙相編碼數 據610,且將用于解釋的方便。差分雙相編碼數據610包括前導碼定時脈沖和在數據比特持 續時間DBD中的符號。還示出數字濾波值y(n)的預期最小值（MIN)與最大值（MAX)中間 的中點參考值RMID。這個中點值RMID為轉換TR之一。一般該中點參考值RMID等于偏置 電壓Vbias。數據生成器230使用參考值RMID連同第一濾波調制數字信號FFMS來生成解 碼數據。更具體地，數據生成器230創建兩條信道（信道1與信道2)，從而提供多個解碼解 調的二進制數據流DDBDS中的兩個。
[0037] 數據生成器230配置為用第一濾波調制數字信號FFMS生成信道1，使得在數據比 特持續時間DBD開始后，在該數據比特持續時間DBD的剩余部分內僅檢測到跨中點值RMID 的一個轉換，數據生成器230生成該數據比特持續時間DBD的第一二進制值（例如，邏輯 0)。然而，如果在該數據比特持續時間DBD的剩余部分內檢測到跨所述中點值的兩個轉換， 那么數據生成器230生成該數據比特持續時間DBD的相反第二二進制值（例如，邏輯1)。 然后將第一二進制值及相反第二二進制值簡單地提供作為解碼解調二進制數據流DDBDS 之一，其中各個二進制值具有1個數據比特持續時間DBD的周期。
[0038] 數據生成器230配置為用第一濾波調制數字信號FFMS生成信道2。數據生成器 230檢測到前導碼結束（半數據比特持續時間高/低轉換的序列，其結束于全數據比特持續 時間DBD的低邏輯脈沖），其后將第一濾波調制數字信號FFMS的最小（MN)值和最大（MX) 值識別為轉換TR。如果在數據比特持續時間DBD開始后，在該數據比特持續時間DBD的剩 余部分內僅識別一個最小（MN)轉換TR或一個最大轉換TR，那么數據生成器230生成數據 比特持續時間的第一二進制值（例如，邏輯〇)。然而，如果在該數據比特持續時間DBD的剩 余部分內檢測到最小（MN)轉換TR和最大（MX)轉換TR兩者，那么數據生成器230生成數 據比特持續時間DBD的相反第二二進制值（例如，邏輯1)。然后將所述第一二進制值及相 反第二二進制值簡單地提供作為解碼解調二進制數據流DDBDS之一，其中各個二進制值具 有1個數據比特持續時間DBD的周期。
[0039] 參見圖6B，示出了根據本發明優選實施例的在濾波器輸出226處提供的第二濾波 調制數字信號SFMS的示例圖。再次，該第二濾波調制數字信號SFMS的示例由各個數字濾波 值y (η)依據數字濾波值y (η)的存儲順序次序S0形成。為了方便解釋，再次示出了差分雙 相編碼數據710的脈沖群的一部分。第二濾波調制數字信號SFMS表示差分雙相編碼數據 710,且將用于解釋的方便。在此實施例中，中點參考值RMID處于數字濾波值y (η)的預期 最小（MIN)值及最大（MAX)值的中間。再次，該中點參考值RMID-般等于偏置電壓Vbias。 數據生成器230使用參考值RMID連同第二濾波調制數字信號SFMS生成解碼數據。更具體 地，數據生成器230創建了另外兩個信道（信道3和信道4)，從而提供多個解碼解調的二進 制數據流DDBDS中的兩個。
[0040] 數據生成器230配置為用第二濾波調制數字信號SFMS生成信道3,使得當在數 據比特持續時間DBD開始后，在該數據比特持續時間DBD的剩余部分內僅檢測到跨中點值 RMID的一個轉換時，數據生成器230生成該數據比特持續時間DBD的第一二進制值（例如， 邏輯〇)。然而，如果在該數據比特持續時間DBD的剩余部分內檢測到跨中點值RMID的兩 個轉換，那么數據生成器230生成該數據比特持續時間DBD的相反第二二進制值（例如，邏 輯1)。然后，將第一二進制值及相反第二二進制值簡單地提供作為解碼解調二進制數據流 DDBDS之一，其中各二進制值具有1個數據比特持續時間DBD的周期。
[0041] 數據生成器230被配置為用第二濾波調制數字信號SFMS生成信道4。數據生成 器230檢測到前導碼（半數據比特持續時間高/低轉換的序列，其結束于全數據比特持續 時間DBD的低邏輯脈沖）結束，其后將第二濾波調制數字信號SFMS的最小（MN)值及最大 (MX)值識別為轉換TR。如果在數據比特持續時間DBD開始后，在該數據比特持續時間DBD 的剩余部分內僅識別一個最小（MN)轉換TR或一個最大（MX)轉換TR，那么數據生成器230 生成數據比特持續時間DBD的第一二進制值（例如，邏輯0)。然而，如果在該數據比特持續 時間DBD的剩余部分內檢測到最小（MN)轉換TR及最大（MX)轉換TR兩者，那么數據生成 器230生成該數據比特持續時間的相反第二二進制值（例如，邏輯1)。然后，將第一及相反 第二二進制值簡單地提供作為解碼解調的二進制數據流DDBDS之一，其中各二進制值具有 1數據比特持續時間DBD的周期。
[0042] 操作時，控制器106通過使用校驗和，選擇性地處理在信道1至4處提供的解碼二 進制解調數據DBDD的版本，以確定該數據的準確性。這種選擇性的處理能夠簡單地按預定 義次序，使得信道1被首先選擇并處理。假如控制器106在錯誤檢查時，檢測到解碼版本中 的錯誤，然后選擇信道4并再次執行錯誤檢查。如果再次檢測到錯誤，接下來可以選擇信道 2或3。
[0043] 參見圖7,顯示的波形圖示出了由解調器及解碼器112處理的以現有技術的差分 雙相編碼格式700編碼的數據。編碼格式700包括編碼序列數據比特，該編碼序列數據比 特具有由二進制邏輯狀態轉換710所界定的預定義各個數據比特持續時間（BIT持續時間）
[0044] 編碼格式700中有兩個編碼邏輯值，其中將具有連續的0或1二進制邏輯狀態的 各個數據比特持續時間編碼為邏輯值為0的第一邏輯值（BIT = 0)。相反，將具有0和1兩 者的多于一個二進制邏輯狀態的各個數據比特持續時間編碼為邏輯值為1的第二邏輯值 (BIT = 1)。因此，具有多于一個二進制邏輯狀態的數據比特持續時間在邏輯狀態1花費 50 %的比特持續時間，并且在邏輯狀態0花費50 %的比特持續時間。
[0045] 參見圖8,顯示了由解調器及解碼器112處理的以現有技術的差分雙相編碼格式 800編碼的數據示例的波形圖。編碼格式800包括編碼序列數據比特，該編碼序列數據比特 具有由二進制邏輯轉換810所界定的預定義各個數據比特持續時間（BIT持續時間）。
[0046] 編碼格式800中有兩種編碼邏輯值，其中將具有連續的0或1二進制邏輯狀態的 各個數據比特持續時間編碼為邏輯值為1的第一邏輯值（BIT = 1)。相反，將具有0和1兩 者的多于一個二進制邏輯狀態的各個數據比特持續時間編碼為邏輯值為〇的第二邏輯值 (BIT = 0)。因此，具有多于一個二進制邏輯值的數據比特持續時間在邏輯狀態1花費50% 的比特持續時間，并且在邏輯狀態0花費50%的比特持續時間。
[0047] 圖9為示出用于根據本發明優選實施例的解碼差分雙相編碼二進制幅移鍵控調 制信號的方法900的流程圖。舉個例子，將參考解調器及解碼器112來說明該方法。方法 900包括預處理框910,其通過濾波以及以由模塊204提供的偏置電壓Vbias偏置來預處理 差分雙相編碼BASK調制信號MSI。在采樣框920,執行采樣處理版本的調制信號的峰振幅值 的過程，以在框930提供數字化的采樣值，從而提供處理版本的調制信號的數字化值DVAL。 在數字數據輸出212處提供這些數字化值DVAL，且在框940,緩沖器模塊214以基于對應于 數字化值的峰振幅值被采樣的次序的順序次序S0,來存儲所述數字化值DVAL。
[0048] 在濾波框950，數字濾波器222使用數字化值DVAL的順序次序S0來濾波數字化值 DVAL，以提供至少第一濾波調制數字信號FFMS。所述濾波按序選擇窗口，該窗口依照數字化 值DVAL的順序次序S0包括數字化值DVAL。所述濾波求和各窗口中的數字化值DVAL，以提 供形成第一濾波調制數字信號FFMS和第二濾波調制數字信號SFMS的濾波離散數字值。被 求和的各數字化值DVAL依照順序次序S0相鄰，以提供第一濾波調制數字信號，且所述濾波 計算兩個相鄰窗口間的差值，以提供第二濾波調制數字信號。
[0049] 在識別框960,數據生成器230如上所述識別轉換TR，并且生成框970如上所述基 于識別框960的結果，生成多個解碼解調的二進制數據流DDBDS的至少一個。
[0050] 框950至970還對第二濾波調制數字信號SFMS執行操作以生成一個或多個解碼 解調的二進制數據流DDBDS，這對本領域技術人員來說是明顯的。
[0051] 有利的是，本發明至少減少了模擬解碼器的費用和在解調及解碼反向散射調制數 據中變化的信號振幅時可能發生的潛在錯誤。這些變化的信號振幅通常由線圈L1、L2的感 應耦合強度的變化或引入線圈Ll、L2的噪聲造成。
[0052] 出于說明和描述的目的，給出了本發明優選實施例的描述，但不旨在窮舉或將本 發明限于公開的形式。本領域技術人員會理解能夠對上面描述的實施例進行改變，而不背 離其廣泛的發明概念。因此可以理解的是，本發明不限于公開的特定實施例，但涵蓋了由所 附權利要求所定義的本發明的精神及范圍內的變更。
【主權項】
1. 一種二進制幅移鍵控（BASK)解調器和解碼器，其用于根據由載波信號調制的BASK 調制信號生成多個解碼解調的二進制數據流，所述解調器及解碼器包括： 模數轉換器（ADC)，其具有模擬信號采樣輸入、采樣時鐘輸入及數字數據輸出，其中所 述ADC采樣在所述模擬信號采樣輸入處提供的處理版本的調制信號，并在所述數字數據輸 出處提供其數字化值，并且其中操作時在所述采樣時鐘輸入處提供處于所述載波信號的載 波頻率處的時鐘信號，以使采樣與所述載波信號同步； 緩沖器，其具有耦接到所述數字數據輸出的緩沖器輸入以及緩沖器輸出，其中操作時 所述緩沖器以基于對應于所述數字化值的峰振幅值被采樣的次序的順序次序來存儲所述 數字化值； 數字濾波器，其具有耦接到所述緩沖器輸出的濾波器輸入以及濾波器輸出，其中所述 數字濾波器被編程為使用所述緩沖器中存儲的所述數字化值的順序次序來處理所述緩沖 器中存儲的所述數字化值，以在所述濾波器輸出處提供至少第一濾波調制數字信號；以及 數據生成器，其具有生成器輸出以及耦接到所述濾波器輸出的生成器輸入，其中所述 數據生成器識別在所述生成器輸入處接收的所述第一濾波調制數字信號的轉換，并且基于 所述轉換在所述生成器輸出處生成所述多個解碼解調的二進制數據流的至少一個。2. 根據權利要求1所述的BASK解調器及解碼器，進一步包括將所述模擬信號采樣輸入 耦接到線圈的預處理模塊，其中操作時所述預處理模塊濾波所述BASK調制信號并用偏置 電壓偏置所述BASK調制信號，以提供其預處理的修改版本。3. 根據權利要求1所述的BASK解調器及解碼器，其中用所述第一濾波調制數字信號 的預期最小值和最大值中間的中點值來識別所述轉換之一，并且其中所述數據生成器配置 為使得在數據比特持續時間開始后，在所述數據比特持續時間DBD的剩余部分內僅檢測到 跨所述中點值的一個轉換，然后所述數據生成器生成所述數據比特持續時間的第一二進制 值。4. 根據權利要求3所述的BASK解調器及解碼器，其中所述數據生成器配置為使得如果 在數據比特持續時間開始后，在所述數據比特持續時間的剩余部分內檢測到跨所述中點值 的兩個轉換，所述數據生成器生成所述數字比特持續時間的相反第二二進制值。5. 根據權利要求4所述的BASK解調器及解碼器，其中所述中點值等于所述偏置電壓。6. 根據權利要求4所述的BASK解調器及解碼器，其中所述數字濾波器被編程為按序選 擇窗口，所述窗口依照數字濾波值的順序次序包括所述數字濾波值，并且求和各窗口中的 所述數字濾波值以提供構成所述第一濾波調制數字信號及第二濾波調制數字信號的濾波 離散數字信號。7. 根據權利要求6所述的BASK解調器及解碼器，其中被求和的各數字濾波值依照順序 次序相鄰，以提供所述第一濾波調制數字信號。8. 根據權利要求7所述的BASK解調器及解碼器，其中所述數字濾波器被進一步編程為 計算兩個相鄰所述窗口間的差值，以提供所述第二濾波調制數字信號。9. 根據權利要求1所述的BASK解調器及解碼器，其中所述轉換為最小值和最大值轉 換，并且所述數據生成器配置為使得如果在數據比特持續時間開始后，在所述數據比特持 續時間的剩余部分內僅檢測到一個最小轉換或一個最大轉換，那么所述數據生成器生成所 述數字比特持續時間DBD的第一二進制值。10.根據權利要求1所述的BASK解調器及解碼器，其中當在所述數據比特持續時間的 剩余部分內檢測到最小轉換TR和最大轉換TR兩者時，那么所述數據生成器生成所述數據 比特持續時間的DBD的相反第二二進制值。
【文檔編號】H04L27/06GK105897638SQ201410858362
【公開日】2016年8月24日
【申請日】2014年12月22日
【發明人】陳非, 李剛
【申請人】飛思卡爾半導體公司