基于濾波器組多載波調制的通信方法和裝置的制造方法

基于濾波器組多載波調制的通信方法和裝置的制造方法
【專利摘要】本申請公開了基于濾波器組多載波調制的信號發送方法、信號接收方法以及相應的發送器和接收器。一種基于濾波器組多載波調制的信號發送方法包括：對包括一個或多個符號的數據塊中的預定符號進行預處理；對經過預處理的數據塊進行濾波器組多載波調制；截斷已調制的數據塊的部分或全部拖尾數據；以及發送截斷后的已調制的數據塊；其中所述預定符號是受所述截斷影響的符號。采用本發明的實施例，通過在截斷之前對受截斷影響的符號進行預處理，可以有效抑制由于截斷導致的拖尾效應，從而保障良好的信號接收性能和頻譜泄露特性，最大化濾波器組多載波(FBMC)系統的頻譜效率。
【專利說明】
基于濾波器組多載波調制的通信方法和裝置
技術領域
[0001] 本申請一般涉及無線通信技術領域，尤其涉及一種基于濾波器組多載波調制的信 號發送方法、信號接收方法W及相應的發送器和接收器。
【背景技術】
[0002] 隨著信息產業的快速發展，特別是來自移動互聯網和物聯網（IoT, internet of things)的增長需求，給未來移動通信技術帶來前所未有的挑戰。如根據國際電信聯盟口U 的報告口U-R M. [IMT. BEYOND 2020. TRAFFIC]，可W預計到2020年，移動業務量增長相對 2010年（4G時代）將增長近1000倍，用戶設備連接數也將超過170億。隨著海量的IoT設 備逐漸滲透到移動通信網絡，連接設備數將更加棍人。為了應對送前所未有的挑戰，通信產 業界和學術界已經展開了廣泛的第五代移動通信技術研究巧G)，W面向2020年代。目前 在ITU的報告口U-R M. [IMT. VISIO閑中已經在討論未來5G的框架和整體目標，其中對5G 的需求展望、應用場景和各項重要性能指標做了詳細說明。針對5G中的新需求，ITU的報 告口U-R M. [IMT.即TURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了針對5G的技術趨勢相關的信息，旨 在解決系統吞吐量顯著提升、用戶體驗一致性、擴展性W支持loT、時延、能效、成本、網絡靈 活性、新興業務的支持和靈活的頻譜利用等顯著問題。
[0003] 調制波形和多址方式是無線通信空中接口（Air-interhce)設計的重要基礎， 在5G也不會例外。當前，多載波調制技術家族（Multi-carrier Mo化Iation, MCM)中的典 型代表正交頻分復用（Orthogonal Rrequen巧 Division Multiplexing, (FDM)被廣泛地 應用于廣播式的音頻和視頻領域W及民用通信系統中，例如第H代移動通信合作伙伴項目 (3rd Generation Partnership Pro ject, 3GPP)制定的 Evolved Universal Terrestrial Radio Access巧-UTRA)協議對應的長期演進（Xong Term Evolution, LTE〇 系統，歐 洲的數字視頻值igital Video化oadcasting，DVB)和數字音頻廣播值igital Audio Broadcasting, DAB)、甚高速數字用戶環路（Very-hi 曲-bit-rate Digital Subscriber 1〇〇口，￥0化）、16邸802.11曰/邑無線局域網（胖^61633 1〇。曰14'6曰，胖1^\腳、1邸6802.22無線城 域網（Wireless Regional Area 化twork,WRAN)和 IE邸802. 16 全球微波互聯接入（World Interoper油ility for Microwave Access, WiMAX)等等。OFDM 技術的基本思想是將寬帶 信道劃分為多個并行的窄帶子信道/子載波，使得在頻率選擇性信道中傳輸的高速數據流 變為在多個并行的獨立平坦子信道上傳輸的低速數據流，因此大大增強了系統抵抗多徑干 擾的能力。并且，CFDM可W利用快速反傅里葉變換和快速傅里葉變換（IFFT/FFT)實現簡 化的調制和解調方式。此外，通過添加循環前綴（切Clic Prefix, (P)使跟信道的線性卷積 變為圓周卷積，從而根據圓周卷積的性質，當CP長度大于信道最大多徑時延時，利用簡單 的單抽頭頻域均衡就可實現無符號間干擾（Inter-symbol Interference, ISI)接收，從 而降低接收機處理復雜度。雖然基于CP-OFDM調制波形能很好的支持4G時代的移動寬帶 (Mobile化oa化and, MBB)業務需求，不過由于5G將面臨更具挑戰的和更豐富的場景，送使 得CP-OFDM在5G的場景中出現很大的限制或者不足之處，主要表現在；（1)添加 CP來抵抗 ISI在5G低時延傳輸的場景會極大的降低頻譜利用率，因為低時延傳輸將極大縮短OFDM的 符號長度，而CP的長度只是受制于信道的沖擊響應，郝么CP的長度跟OFDM的符號長度之 比會大大增加，送樣的開銷造成頻譜效率損失非常大，是難W接受的。（2)嚴格的時間同步 要求在5G的IoT場景中會造成很大的閉環同步維護所需的信令開銷，而且嚴格的同步機制 造成數據頓結構無彈性，不能很好的支持多種業務的不同的同步需求。（3)0FDM采用矩形脈 沖成形巧ectangular化Ise)使得其頻域旁瓣滾降很慢，造成很大的帶外泄露。因此OFDM 對頻偏（Carrier化equency Offset, CF0)非常敏感。然而5G將會有很多的碎片化頻譜靈 活接入/共享的需求，OFDM的高帶外泄露極大的限制了頻譜接入的靈活性或者說需要很大 的頻域保護帶從而降低了頻譜的利用率。送些不足主要是由其自身的固有特性造成的，盡 管通過采取一定的措施，可W降低送些缺點造成的影響，但同時會增加系統設計的復雜度， 且無法從根本上解決問題。
[0004] 正因為如此，如 mj 的報告 mJ-R M. [IMT. FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述，一 些新波形調制技術（基于多載波調制）被納入5G的考慮范圍之內。其中，基于濾波器組 的多載波（Filter Bank Multiple Carrier, FBMC)調制技術成為熱點研究對象之一，由于 其提供了成型濾波器（Prototype Filter)設計的自由度，可W采用時頻域聚焦性（Time/ 化equency Localization, TFL)很好的濾波器對傳輸波形進行脈沖成型，使得傳輸信號能 表現出多種較優的特性，包括不需要CP來對抗ISI從而提高頻譜效率，較低的帶外泄露從 而很好的支持靈活的碎片化頻譜接入，W及對頻偏不敏感的特性。比較典型的FBMC系統通 常使用一種叫做偏置正交幅度調制（Offset如a化ature Ampl;Uude Mo化Iation,OQAM)的 技術來達到頻譜效率最大化，所W通常稱送種技術為FBMC/0QAM系統，也可稱作0FDM/0QAM 系統。關于FBMC如何用于數字通信可W簡單參考一篇早期文獻"Analysis and desi即 of OFDM/OQAM systems b曰sed on filter bank theory'，，IEEE Transactions on Sign曰I Processing, Vol. 50, No. 5, 2002.
[0005] FBMC有一些OFDM不具備的好的特性從而在5G研究中獲得關注，不過其本身固 有的一些缺點使得其在無線通信系統中應用也存在著不少挑戰，送些急需解決的挑戰正 在被不斷的研究中。其中一個顯著的問題就是FBMC采用的濾波器會造成時域波形有較 長的拖尾效應（Tail Effect),也叫做轉換時間問題（Transition Period Problem)。在 上行多用戶基于短數據塊（數據頓）傳輸時，如果數據塊長度包含拖尾效應來避免拖尾 跟其他數據塊的重疊，郝么有效時間內傳輸的符號數就會減少，送就極大的降低了頻譜效 率。所W有觀點認為FBMC只適合長數據傳輸。相反如果數據塊長度不包含拖尾，郝就意 味著拖尾部分跟其他數據塊（尤其是來自其他用戶的數據塊）會重疊，處理不好就會造成 很大的塊間干擾，從而也會降低頻譜的使用效率。除了多用戶干擾，在一個時分雙工（Time Division Duplexing ;TDD)系統中，系統的上下行轉換時間也需要適當的增加 W避免拖尾 效應產生不必要的上下行串擾，送也使得系統的頻譜效率進一步降低。目前有的方法就是 對拖尾部分進行截斷，從而避免跟其他數據塊重疊，但是對波形進行截斷會造成信號失真， 同樣會影響到頻譜效率。此外截斷的信號頻譜會造成擴展，產生子載波間（Inter-carrier Interference, ICI)的干擾，送樣的直接截斷不是一種有效的方法。
[0006] 綜上所述，要提升FBMC在5G候選技術中的競爭力，除了開發其優勢特征外，還 需要解決其自身的不足。針對5G中的多種場景特別是IoT場景下的零散短數據塊傳輸 (Sporadic Access)的業務模式，非常有必要通過有效的方法來解決FBMC的拖尾效應對無 線通信系統帶來的問題。

【發明內容】

[0007] 針對數據塊的傳輸時FBMC系統中的拖尾問題，目前尚未有一種非常有效的方法 來減少拖尾效應對系統帶來的影響。為此，本申請提供了一種有效的拖尾抑制方法可W在 保障良好的信號接收性能和頻譜泄露特性的情況下減少拖尾效應帶來的額外開銷，從而最 大化FBMC系統的頻譜效率。
[0008] 第一方面，提供了一種基于濾波器組多載波調制的信號發送方法。該方法包括：對 包括一個或多個符號的數據塊中的預定符號進行預處理；對經過預處理的數據塊進行濾波 器組多載波調制；截斷已調制的數據塊的部分或全部拖尾數據；W及發送截斷后的已調制 的數據塊；其中所述預定符號是受所述截斷影響的符號。
[0009] 在一些實施例中，所述預處理包括；對所述預定符號進行預編碼操作。
[0010] 在一些實現中，所述預編碼操作所使用的預編碼矩陣根據所述濾波器組多載波調 制中使用的濾波器參數和所述截斷中使用的參數來確定。
[0011] 在一些實現中，所述截斷中使用的參數包括；預定義的截斷長度。
[0012] 在一些實現中，所述預編碼矩陣的尺寸為NXN或者NeXN。，N是調度的子載波個 數，N。<N為一個固定的值，其中NdXN。的預編碼矩陣被重復用于對所述預定符號中N。個子 載波信號的預編碼W完成對所有N個子載波信號的預編碼。
[0013] 在一些實現中，所述預編碼矩陣是W下任一；基于截斷后產生的載波間干擾矩陣 的逆矩陣；W及使用最小均方誤差MMSE準則估計的所述載波間干擾矩陣的偽逆矩陣。
[0014] 在一些實現中，所述預編碼操作基于所述預定符號使用的調制階數而進行動態調 整。
[0015] 在一些實現中，所述動態調整包括：當所述預定符號使用低階調制方式時，禁用所 述預編碼操作；W及當所述預定符號使用高階調制方式時，啟用所述預編碼操作。
[0016] 在另一些實施例中，所述預處理包括；將所述數據塊中所需要的參考信號分配到 所述預定符號上。
[0017] 在一些實現中，將所述數據塊中所需要的參考信號分配到所述預定符號上包括： 將所述參考信號中的保護符號或干擾對消符號分配到所述預定符號上。
[0018] 在又一些實施例中，所述預處理包括；將所述數據塊中需要低階調制方式的信道 分配到所述預定符號上。
[0019] 在一些實現中，需要低階調制的信道包括控制信道。
[0020] 在再一些實施例中，所述預處理包括；當所述數據塊為重傳數據塊時，將初始傳輸 數據塊中非預定符號上的數據分配到所述預定符號上。
[0021] 附加的，在一些實施例中，所述截斷包括；選擇截斷長度，使得截斷后的數據塊長 度滿足一個整數單位。
[0022] 附加的，在一些實施例中，所述截斷包括W下至少一項；將部分或全部拖尾數據置 零；和對部分或全部拖尾數據進行加窗操作。
[0023] 在一些實現中，所述截斷包括選擇置零和/或加窗長度，使得滿足W下至少一項 條件；截斷后的數據塊的鄰頻泄露不超過預定闊值；W及來自一個用戶或多個用戶的多個 數據塊在時域上的塊間干擾不超過預定水平。
[0024] 第二方面，提供了一種基于濾波器組多載波調制的信號接收方法。該方法包括：根 據預定義的截斷長度接收數據塊內的一個或多個符號；W及使用基于濾波器組多載波的解 調方式解調每個符號。
[00巧]在一些實施例中，根據預定義的截斷長度接收數據塊內的一個或多個符號，包括： 當接收到受到截斷操作影響的預定符號時，僅接收在發送時未被截斷的符號部分。
[0026] 在一些實施例中，使用基于濾波器組多載波的解調方式解調每個符號，包括：針對 受到截斷操作影響的預定符號，根據所述預定義的截斷長度對所述未被截斷的符號部分進 行補零，W獲得具有未截斷時的符號長度的符號；W及對所述具有未截斷時的符號長度的 符號進行基于濾波器組多載波的解調。
[0027] 第H方面，提供了一種發送裝置。該發送裝置包括；預處理單元，配置用于對包括 一個或多個符號的數據塊中的預定符號進行預處理；調制單元，配置用于對經過預處理的 數據塊進行濾波器組多載波調制；截斷單元，配置用于截斷已調制的數據塊的部分或全部 拖尾數據；W及發送單元，配置用于發送截斷后的已調制的數據塊；其中所述預定符號是 受所述截斷影響的符號。
[0028] 第四方面，提供了一種接收裝置。該接收裝置包括；接收單元，配置用于根據預定 義的截斷長度接收數據塊內的一個或多個符號；W及解調單元，配置用于使用基于濾波器 組多載波的解調方式解調每個符號。
[0029] 應當注意，第一方面的對應實施例也可W應用于第H方面，同樣的，第二方面的實 施例可W應用于第四方面。
[0030] 根據本申請中描述的技術的特定實施例，通過在截斷之前對受截斷影響的符號進 行預處理，可W有效抑制由于截斷導致的拖尾效應，從而保障良好的信號接收性能和頻譜 泄露特性，最大化濾波器組多載波（FBMC)系統的頻譜效率。
【附圖說明】
[0031] 通過閱讀參照W下附圖所作的對非限制性實施例所作的詳細描述，本申請的其它 特征、目的和優點將會變得更明顯：
[003引圖1示出了生成FBMC/0QAM信號的示意性框圖；
[0033] 圖2示出了根據本申請實施例的基于濾波器組多載波調制的信號發送方法的示 例性流程200 ;
[0034] 圖3示出了數據塊和符號截斷的示意性圖示；
[0035] 圖4示出了使用本申請實施例的預編碼方法的性能仿真結果示意圖；
[0036] 圖5示出了一個數據塊的參考信號分配示意圖；
[0037] 圖6示出了一個包含置零保護符號的參考信號分配示意圖；
[0038] 圖7示出了一個原始發送數據塊和重傳數據塊的分配示意圖；
[0039] 圖8示出了兩種截斷方法的示意圖；
[0040] 圖9示出了兩種截斷方法的頻域響應示意圖；
[0041] 圖10示出了采用加窗截斷時多個數據塊之間的重疊的示意圖；
[0042] 圖11示出了在多用戶上行場合中應用本申請實施例的示意圖；
[0043] 圖12示出了在TDD系統中應用本申請實施例的示意圖；
[0044] 圖13示出了根據本申請實施例的基于濾波器組多載波調制的信號接收方法的示 例性流程1300 ;
[0045] 圖14示出了可W配置用于實踐本申請的示例性實施例的發送裝置的示意性框 圖；W及
[0046] 圖15示出了可W配置用于實踐本申請的示例性實施例的接收裝置的示意性框 圖。
【具體實施方式】
[0047] 下面結合附圖和實施例對本申請作進一步的詳細說明。可W理解的是，此處所描 述的具體實施例僅僅用于解釋相關發明，而非對該發明的限定。另外還需要說明的是，為了 便于描述，附圖中僅示出了與有關發明相關的部分。
[0048] 需要說明的是，在不沖突的情況下，本申請中的實施例及實施例中的特征可W相 互組合。下面將參考附圖并結合實施例來詳細說明本申請。
[0049] 采用基于濾波器組多載波（FBMC)技術的調制方式，可W獲得具有更好時頻聚 焦性的信號波形，例如基于各向同性正交變換算法（Isotropic化thogonal化ansform Algorithm, IOTA)、基于擴展高斯函數巧 Xtended Gaussian Function, EGF)和歐洲PHYDYAS 等原型濾波器函數。FBMC使用時頻域聚焦性（Time/化equen巧Localization, TFL)很好 的成型濾波器對每個子載波的信號進行脈沖成型（Pulse化aping),送使得；1)FBMC可W 不需要CP也能極大抑制多徑帶來的ISI，不僅相對OFDM能帶來更高的頻譜效率和能量效 率，同時可W在更大的時間誤差下獲得良好的接收可靠性，從而允許非嚴格同步的傳輸；W 及2)得益于良好的頻率聚焦性，FBMC可W在極窄的頻率資源內傳輸信號并保持非常低的 帶外泄露，從而可W較好的抑制由于多普勒或相位噪聲等帶來的載波間干擾（ICI)。因此， FBMC在認知無線電、碎片化的頻帶接入和非同步傳輸等場景上擁有極大的潛力。
[0050] 為獲得FBMC的最高頻譜效率，需要使用偏置正交幅度調制（OQAM =Off set 如a化ature AmpliUide Modulation)技術，稱為 FBMC/0QAM 或(FDM/0QAM，本文后續全部 簡稱為0QAM。在OQAM中，一個QAM符號被分成兩路信號，分別被交替調制到一個子載波的 實部或虛部并通過在時間上交錯的方法發送。在接收端，如果沒有信道的影響，交替提取每 個子載波上信號的實部或虛部，即可恢復發送信號。
[005。 圖1示出了生成FBMC/0QAM信號的示意性框圖。
[005引如圖1所示，輸入的復數調制數據，例如復數QAM(如a化ature Ampli1:ude Mo化lation)符號經串/并變換模塊101進行串并變換后得到M路并行數據，M是子載波的 個數。每路信號又被分為兩路，分別通過實部提取模塊102和虛部提取模塊103提取其實 部和虛部。繼而，實部信號和虛部信號分別通過逆快速傅里葉變換模塊104進行調制。調 制后的信號送到合成濾波器組模塊105中進行脈沖成型。最后，將實部和虛部信號進行組 合，并經并/串變換模塊106輸出OAQM信號。
[0053] 從OQAM信號的公式表示可W很容易理解圖1中各模塊的作用。時域連續 (Continuous-time)的多載波FBMC/0QAM信號的基帶等同形式可W用下面的公式（1)表 (I) 達：
[0054]
[00巧]其中；（?）m,n表示頻時點（hequen巧-time Point)，Bm.n為在第n個符號的第m 個子載波上發送的實數調制信號，也就是脈沖幅度調制（PAM)符號，am,。為符號周期為T =2 T 0的復數QAM符號如的實部或虛部值，例站
嘶和IU分 別為取實虛部；j是虛數符，jm+"表示實虛交替，在園1中由e m,。錄TK ;M為偶數，表示子載 波個數；Z為發送的符號集合；V。為子載波間隔；T。為OQAM的符號周期，T。二T /2 = 1/ (2v。）；g是原型濾波器函數，其時域沖擊響應長度一般為T的K倍，送樣的話導致相鄰的 (2K-1)個符號的時域波形會部分重疊，所WK通常也稱為濾波器的重疊因子（Overlapping Factor)，gm,n(t)為調制a。,。的整體合成濾波器函數（Synthesis Filter)。可W看出，OQAM 的符號率是傳統OFDM符號率的2倍并且不附加循環前綴CP，而由于OQAM的調制是實數的， 每個OQAM符號的信息量是傳統OFDM的一半。也就是說，一個OQAM系統的信號傳輸率與一 個不帶CP的OFDM系統相同。
[0056] OQAM的實數域正交性是通過設計原型濾波器函數g來實現的。發送端的合成濾 波器函數和接收端的分析濾波器函數的內積（Inner Pro化Ct)需要滿足或者近似滿足公式 (2)，也就是原型濾波器需要：
[0057] (2)
[005引其中*代表復數共輛，!為取實部操作，< ? I ?〉表示內積，如果m = m'，n = n'則 6。,。,= 1，否則為0,也就是說如果或n^n'，則內積為純虛數 項。為了描述方便把內積用y;：f.表示。很顯然不同子載波和不同符號之間的信號本身造成 的是純虛部干擾，郝么FBMC/0QAM調制的信號s(t)經過一個無失真值istcxrtion-化ee)信 道時，對接收的信號用與發送合成濾波器（Synthesis Filter, S巧gm,"(t)相匹配的接收分 析濾波器組（Analysis Filter, AF)g"V"(t)按照公式0)進行簡單操作，就可^把原始發 送的實數信號3m,。完美的重構（Perfect Reconstruction, PR)出來，n。是噪聲項，緊接著 合成復數QAM信號就可^解調出原始數據。
[0059^ (3 )
[0060] 如前面所提到的，FBMC的一個顯著問題是其采用的濾波器會造成時域波形有較長 的拖尾效應。如果對拖尾部分進行截斷，又會造成信號失真，同樣也會影響到頻譜效率。
[0061] 圖2示出了根據本申請實施例的基于濾波器組多載波調制的信號發送方法的一 個示例性流程200。
[0062] 如圖2所示，在步驟201中，對包括一個或多個符號的數據塊中的預定符號進行預 處理。
[0063] 接著，在步驟202中，對經過預處理的數據塊進行濾波器組多載波調制。
[0064] 繼而，在步驟203中，截斷已調制的數據塊的部分或全部拖尾數據。
[0065] 最后，在步驟204中，發送截斷后的已調制的數據塊。
[0066] 在預處理步驟201中，預定符號是將受截斷影響的符號。例如，預定符號是靠近截 斷位置的符號，諸如第一個和最后一個符號，其將由于截斷操作而導致信號失真。
[0067] 通過在截斷之前對將受截斷影響的符號進行預處理，可W有效抑制由于截斷導 致的拖尾效應，從而保障良好的信號接收性能和頻譜泄露特性，最大化濾波器組多載波 (FBMC)系統的頻譜效率。
[0068] 可W采取多種方式對預定符號進行預處理。下面將結合具體實施例來描述根據本 申請實施方式的信號發送方法。
[0069] 實施例一
[0070] 在本實施例中，對預定符號進行預處理包括對預定符號進行預編碼操作，也即對 頻域多載波信號進行預編碼操作，用W抵消后續的截斷操作帶來的干擾。
[0071] 為了便于理解，首先分析未對預定符號進行預處理時，截斷操作所帶來的干擾。
[0072] 例如，考慮一個系統使用M= 256個子載波，數據塊包含28個OQAM符號狂= {0, 1，2, ...，27})，重疊因子為K = 4,濾波器參數使用PHYDYAS濾波器。濾波器的時域響應 可W表示為：
[0073]
[0074]
[007引此時，數據塊的時域樣點數為（14XM+(K-1) XM+M/2)。相對而言，一個速率相同的 不包含CP的OFDM數據塊（14個OFDM符號）包含14XM個時域樣點。比較兩者，OQAM調制 方式多出了（K-I) XM+M/2個時域樣點，其中（K-I) XM個樣點是由于使用了 KM個時域樣點 的成型濾波器的波形造成的，另外M/2個樣點為OQAM調制的IQ兩路延遲造成的。總體上， 可W將送些樣點看做OQAM的拖尾效應。如果在OQAM數據塊兩側各截斷（K-I) XM/2+M/4 個樣點，則OQAM調制的拖尾效應被完全消除。然而，送種截斷由于對波形，尤其是靠前和靠 后的OQAM符號波形造成較大影響，從而使得數據塊的接收性能下降。
[007引圖3中的（a)圖示出了一個數據塊截斷的示意圖，兩偵恪截斷400個樣點。（a)圖 中的左圖為完整數據塊的信號波形，右圖為截斷后的數據塊的信號波形。
[0077] 圖3中的化）圖示出了圖3(a)中的數據塊中第一個OQAM符號所受到的截斷，其 中該符號前部被截斷400個樣點。（a)圖中的左圖為該OQAM符號的完整波形，右圖為截斷 后的該OQAM符號的波形。圖3所示的截斷操作為直接將截斷區間的信號置零。
[0078] 定義[dl，d2j，. . .，dNj]T為調制在該符號上實虛交替的信號，其中d為純實數信 號，j是虛數符。在沒有信道和噪聲的影響下，接收到的信號為[el, 62, ...，e閑T，其中e為 復數信號。發射信號和接收信號的關系可由公式（4)描述：
[0079] (4)
[0080] 其中，
[0081]
為干擾矩陣。
[0082] 目為一個載波對相鄰載波的ICI干擾系數，為純實數。注意，此處只考慮了 ICI而 沒有考慮ISI，送是由于在后續的分析中，ICI占據了截斷操作的主導影響。由公式（4)可 知，由于干擾矩陣的對角元素為1并且干擾系數目為實數，接收機收到的干擾可W由提取 實虛部完成。當對信號實施圖3中的截斷操作時，接收信號將受到ICI的影響并且提取實 虛部無法消除該ICI。此時信號模型可由公式（5)表示為：
[0083]
(5)
[0084] 此處Ct，Y，夢為復數。由公式妨可知，對[el, e2, ...，e閑嘴實虛部無法恢復 發送信號[dl，d2, . . .，d閑T。定義信^
則可得公
式化）；
[0085] (6)
[0086] 其中，
[0087]
勺等效干擾矩陣。
[0088] 其中a '，Y '，口'為純實數，此時等效干擾矩陣為一個由純實數構成的矩陣。也就 是說，接收端提取實虛部后的PAM信號等于原始PAM信號乘W-個純實數的等效干擾矩陣。
[0089] 因此，在本實施例中，可W在發送端使用預編碼矩陣對發射信號進行預編碼W克 服截斷操作帶來的干擾。
[0090] 對發射倍耳的麗編招蠟作例如可W表示為公式（7):
[0091]
[0092] 其中，[門為NXN的預編碼矩陣。隨后，發送端使用OQAM調制發送實虛交替的 [dr，d2' j，...，dN' j]。因此，選取合適的預編碼矩陣[門可W有效克服由于截斷帶來的 ICI干擾。可W理解，由于等效干擾矩陣與濾波器組多載波調制中所使用的濾波器參數和截 斷操作中所使用的參數有關，因此為了抵消截斷操作帶來的干擾的預編碼操作所使用的預 編碼矩陣也由濾波器組多載波調制中所使用的濾波器參數和截斷操作中所使用的操作來 決定。
[0093] 在一種實現中，使用迫零法則狂ero化rcing)來確定預編碼矩陣。送是一種簡單 且高效的方式。該實現中的預編碼矩陣為；P= (I'）1，也即截斷后產生的載波間干擾矩陣 的逆矩陣。當預定義的截斷長度和濾波器參數確定的情況下，等效干擾矩陣I'就可W通過 離線計算或仿真獲得。因此，發射端就可W使用基于I'計算預編碼矩陣（例如P= (I'）1) 并對受到截斷影響的特定符號進行預編碼。
[0094] 在另一種實現中，使用估計方法，例如使用MMSE (最小均方誤差）準則來估計預編 碼矩陣。通過MMSE準則估計的預編碼矩陣是截斷后產生的載波間干擾矩陣的偽逆矩陣。
[0095] 由W上分析可知，預編碼矩陣僅與濾波器參數和截斷的長度有關，因此預編碼矩 陣的計算可W離線操作，送大大降低了算法實施的復雜度。
[0096] 在一些實施例中，預編碼矩陣的尺寸為NXN，其中N為調度的子載波個數。當N較 大時，預編碼操作（例如公式（7))仍需要較高的復雜度。
[0097] 可選地，在一些實現中，預編碼操作所使用的預編碼矩陣可W是一個固定尺寸的 矩陣。該矩陣對固定長度的子載波塊進行預編碼，重復該固定尺寸預編碼W完成對所有子 載波信號的預編碼。由于OQAM調制的良好頻率聚焦性，送使得大部分干擾集中在相鄰載波 附近，也就是干擾矩陣僅在對角元素附近有非零取值。因此，一種低復雜度的方法為僅使用 一個固定的較小尺寸的預編碼矩陣，例如該固定尺寸的預編碼矩陣可W表示為：
[0098]
[0099] 其中A為N〇XN。的預編碼矩陣，N〇<N為一個固定的最小預編碼單位尺寸。
[0100] 舉例而言，在LTE系統中一個物理資源塊PRB為最小調度單位，包含12個子載波。 因此N。= 12可W作為一種合適的取值。/y。為NuXN。的矩陣，其元素等于I'的1到N。行 和1到N。歹(J，即：
[0101]
[0102]因此，發射端每次可W使用巧，。對吼個子載波進行預編碼，并且重復預編碼直到將 所有N個子載波預編碼。送樣矩陣運算的復雜度可W得到大幅度降低，尤其在載波數較多 的情況下。
[0103] 在傳輸系統中，發射端往往可W根據信道信息動態調整調制和編碼方式。當數據 塊采取較低的調制方式時，例如使用BPSK或QPSK調制，截斷操作對信號解調的影響可W忽 略不計。因此，在一些實現中，預編碼操作可W基于數據塊中的符號所使用的調制編碼方式 進行動態調整。例如，當符號使用低階調制方式時，可W不執行預編碼操作，例如關閉、禁用 或繞開預編碼模塊；當符號使用高階調制方式時，可W執行預編碼操作，例如打開或啟用預 編碼模塊。
[0104] 圖4示出了使用本實施例的預編碼方法的性能仿真結果示意圖。在圖示的仿真 中，系統使用M = 256個子載波，重復系數為K = 4,數據塊包含28個OQAM符號，濾波器為 PHYDYAS濾波器，信道為ETU信道，調制方式為64QAM。圖4分別示出了未進行預編碼的截 斷、進行本申請實施例的預編碼的截斷W及未進行截斷的系統性能仿真結果。如圖4所示， 當對系統進行截斷（在此仿真中，例如兩側各截斷（K-I) XM/2+M/4 = 448個樣點）操作時， 系統的誤碼率邸R在高信噪比SNR時遭受到性能下降。在使用預編碼的方法時，在此示例 仿真中，僅對第一個符號和最后一個符號使用上述低復雜度的預編碼，也即采用固定小尺 寸的預編碼矩陣（N。= 12)，可W看到由于截斷帶來的性能下降消失了。因此，使用本申請 實施例提供的預編碼方法可W有效對抗截斷數據塊帶來的性能影響。
[0105] 實施例二
[0106] 在本實施例中，對預定符號進行預處理包括針對待傳輸的數據塊的不同情況，選 擇分配到該預定符號上的信號。
[0107] 在一種實現中，預處理可W包括將一個數據塊中所需要的參考信號分配到將受截 斷操作影響的預定符號上。
[0108] 一般而言，除了載荷數據，一個數據塊必須分配特定的資源用來傳輸參考信號，從 而使得接收端可W完成信道估計。由于參考信號為已知信號，同時截斷操作帶來的影響主 要集中在造成的ICI上，而ICI也是已知，因此將參考信號分配到受截斷影響的符號上仍然 允許接收端完成信道估計。
[0109] 圖5示出了一個數據塊的參考信號分配示意圖。如圖5所示，參考信號被分配在 最外側的兩個符號中。在經過截斷處理后，參考信號受到ICI干擾。送種干擾例如可W表 示為公式（10):
[0110]
[0111] 其中[rl，r2j，...，rNj」|為腺始參考信號向量。
[0112] 在接收端，由于干擾矩陣和原始參考信號均為已知，接收端可W計算得到截 斷后的參考信號向量[el, e2，...，e閑T，并根據該參考信號向量進行信道估計，既： 任,,二/W，其中Y。為頻域第n個子載波上接收到的復數信號，島。為頻域信道估計。
[0113] 此外，在OQAM系統中，參考信號的設計往往需要考慮OQAM系統中的ISI干擾。因 此一些參考信號設計提出使用特殊的保護符號。保護符號可W為置零的保護符號或其他生 成用于抵消參考信號所受干擾的干擾對消符號。
[0114] 因此，在一些實現中，將數據塊中所需要的參考信號分配到將受截斷操作影響的 預定符號上包括將參考信號中的保護符號或干擾對消符號分配到該預定符號上。因此，在 截斷的數據塊中，可W將置零的保護符號分配到截斷的符號上。由于接收端不使用任何置 零符號，所W截斷將不會對系統造成任何影響。
[0115] 圖6示出了一個包含置零保護符號的參考信號分配示意圖。由圖6可知，置零保 護符號受到截斷影響，而參考信號則不受影響。其他使用干擾對消方法的參考信號設計也 適用于類似的分配方式，使得僅用于干擾對消的符號受到截斷影響。
[0116] 在另一種實現中，預處理可W包括將一個數據塊中需要低階調制方式的信道分配 到將受截斷操作影響的預定符號上。
[0117] 如前面提到的，在傳輸系統中，發射端往往可W根據信道信息動態調整調制和編 碼方式。當數據塊采取較低的調制方式時，例如使用BPSK或QPSK調制，截斷操作對信號解 調的影響可W忽略不計。因此，可W將數據塊中的需要低階調制的信道，例如包括但不限于 控制信道，分配在受截斷影響的預定符號上。由于控制信道往往采用低階調制方式，所W即 使被截斷，系統性能也不受太大影響。
[0118] 在又一種實現中，預處理可W包括在發送一個重傳數據塊時，將初始傳輸數據塊 中非預定符號上的數據分配到受截斷操作影響的預定符號上。
[0119] 在采用重傳機制（AR曲的系統中，重傳信號可W與原始信號進行軟合并。由于截 斷操作對特定符號造成了影響，使得加載在送些符號上的數據易受到較強的干擾。因此， 系統可W在重傳數據塊中采取交織的方法，使得不同的數據加載到重傳數據塊的特定符號 中。
[0120] 圖7示出了一個原始發送數據塊和重傳數據塊的分配示意圖。如圖7所示，在初 始數據塊中，第#1個和第#N個符號被分配在受截斷影響的預定符號中。而在重傳數據塊 中，第#2個和第#N-1個符號被分配在受截斷影響的預定符號中。因此，在對兩次傳輸進行 軟合并時，不會存在連續兩次受到截斷影響的數據。送樣就可W避免同樣的數據重復受到 截斷的影響從而導致解調性能下降。
[0121] 可W理解，實施例一和實施例二中的預處理方法可W單獨實施也可W組合實施。 例如，在一種實現中，將數據塊中的參考信號分配到將受截斷影響的預定符號上，同時對預 定符號進行預編碼操作。送樣，可W為參考信號減小或抵消截斷操作帶來的干擾。本領域 技術人員可W理解，在不沖突的情況下，還可W進行各種其他組合，在此不再一一列舉。
[0122] 實施例H
[0123] 在實施例一和實施例二中，所使用的截斷為直接將截斷區間的信號置零，也即將 部分或全部拖尾數據置零。送種方法的優勢在于可W有效縮短數據塊的長度，然而其負面 作用為對波形的破壞導致信號的頻域聚焦性變差，帶來較強的帶外泄露。在本實施例中，截 斷操作可W包括對部分或全部拖尾數據進行加窗操作。在一種實現中，將截斷區域部分樣 點置零并將剩余的部分樣點進行加窗操作。W實施例一中的數據塊為例。例如，數據塊兩 側各截斷448個樣點，可W選擇置零200個樣點，并對剩余248個樣點進行加窗操作。
[0124] 圖8示出了兩種截斷方法的示意圖，其中左圖為直接置零截斷方法，右圖為置零 和加窗截斷方法。在圖8的右圖所示的置零和加窗截斷方法中，對200個樣點置零，對其余 248個樣點使用了漢明化amming)窗進行加窗。
[0125] 為了比較兩種截斷方法的不同效果或作用，圖9示出了兩種截斷方法的頻域響應 示意圖。從圖9中可W看出，對部分截斷樣點進行加窗操作可W讓波形的頻域響應快速滾 降，從而獲得較好的頻域聚焦性，降低帶外泄露。
[0126] 當使用加窗的方法進行截斷時，需要注意兩個數據塊間需要設置保護間距（Guard Period, GP) W避免塊間干擾（IBI)。在不考慮采樣誤差和信道時延的情況下，兩個數據塊 間的保護間距最小可W為加窗樣點數，兩個數據塊的窗區域重疊。
[0127] 圖10示出了采用加窗截斷時多個數據塊之間的重疊的示意圖。如圖10所示，兩 個數據塊（數據塊1和數據塊2)有248個樣點的重疊，該重疊等于加窗的樣點數。在接收 端，由于加窗的樣點屬于截斷區域，所W沒有被接收，因此接收方法與采用置零截斷法時的 接收方法相同。
[012引在一個具體的系統中，置零截斷和加窗截斷可W基于信道的時延特性，帶外泄露 要求W及數據塊設計的要求等因素聯合考慮。因此，在一些實施例中，可W選擇置零長度和 /或加窗長度，使得滿足W下至少一項條件；截斷后的數據塊的鄰頻泄露不超過預定闊值； W及來自一個用戶或多個用戶的多個數據塊在時域上的塊間干擾不超過預定水平。
[0129] 例如，基于實施例一，一種數據塊設置可W為：一個Ims的數據塊包含28個有效 OQAM符號，并使用200個樣點進行加窗操作，塊間保護區間為256個樣點，加窗的樣點可W 有效抑制帶外泄露并且擁有56個樣點用于避免信道延遲和同步誤差帶來的塊間干擾。采 樣率則可W使用與LTE相同的3. 84MHz。
[0130] 在一些實施例中，可W選擇截斷長度，使得截斷后的數據塊長度滿足一個整數單 位。例如，整數單位可W是Ims, 5ms, IOms等。
[0131] 基于W上的設計，一個數據塊就可W在有限的頻譜開銷下縮短數據塊長度并保持 良好的頻域聚焦性。送樣的數據塊設計可W大大提升一個無線通信系統，尤其是上行多用 戶的情況或TDD系統情況下的頻譜效率。
[0132] 圖11示出了在多用戶上行場合中應用本申請實施例的示意圖。圖11中的上圖為 無截斷的數據塊，下圖為根據本申請實施例的加窗截斷的數據塊。當多個用戶交替傳輸時， 為了避免塊間干擾，在數據塊兩側設置的保護區間需要長于兩側的拖尾效應。而使用了截 斷方法的數據塊，塊間的保護區間被大大縮短，從而使得頻譜效率大大提升了。因此，截斷 的方法在上行多用戶交替傳輸中可W提高頻譜利用率。如果一個用戶被連續調度多個數據 塊，則無需塊間保護區域，也就是說在單用戶連續傳輸的場景下，截斷數據塊對頻譜效率的 提升較小。
[0133] 圖12示出了在TDD系統中應用根據本申請實施例的示意圖。圖12中的上圖為無 截斷的數據塊，下圖為根據本申請實施例的加窗截斷的數據塊。在TDD系統中，下行和上行 時隙轉換需要設置保護帶W避免上下行之間的串擾。由于拖尾效應的影響，一個沒有截斷 的數據塊會加長對保護帶或保護區間的需求，從而降低頻譜利用率。如果將截斷的方法應 用在下行數據塊的末尾符號和上行數據塊的起始符號，則上下行保護帶的長度可W縮短， 從而提高頻譜利用率。
[0134] 上文結合附圖對本申請各實施例提供的基于濾波器組多載波調制的信號發送方 法進行了描述。按照本申請提供的實施例，通過在截斷之前對受截斷影響的符號進行預處 理，可W有效抑制由于截斷導致的拖尾效應，從而保障良好的信號接收性能和頻譜泄露特 性，最大化FBMC系統的頻譜效率。對應地，本申請還提供了相應的信號接收方法。
[0135] 圖13示出了根據本申請實施例的基于濾波器組多載波調制的信號接收方法的示 例性流程圖1300。
[0136] 如圖13所示，在步驟1310中，根據預定義的截斷長度接收數據塊內的一個或多個 符號。
[0137] 在接收端，由于發射端對發送數據塊進行了截斷操作，因此接收信號可W僅接收 有效數據W避免干擾。由于截斷長度為預定義，所W接收端在準確的時間同步下可W僅接 收截斷后的數據塊。換言之，在接收或采樣受到截斷操作影響的預定符號時，僅接收或采樣 在發射端未被截斷的符號部分。例如，實施例一中的發射端截斷了每側各448個樣點，因此 接收端只需要接收HXM = 3584個樣點。
[013引接著，在步驟1320中，使用基于濾波器組多載波的解調方式解調每個符號。
[0139] 在一些實現中，當在發送端進行預編碼處理時，使用基于濾波器組多載波的解調 方式解調每個符號可W包括；步驟1321，針對受到截斷操作影響的預定符號，根據預定義 的截斷長度對未被截斷的符號部分進行補零，W獲得具有未截斷時的符號長度的符號；W 及步驟1322,對補零后具有未截斷時的符號長度的符號進行基于濾波器組多載波的解調， 也即傳統的OQAM解調。
[0140] 由于發送端進行了預編碼處理，接收端不再需要額外的處理，在補零操作之后即 可按照傳統OQAM解調方式檢測信號。
[0141] 當在發送端采用置零截斷時，可W按照上述方法對接收的未被截斷的符號部分進 行補零再執行解調。當在發送端采用加窗截斷時，由于加窗的樣點屬于截斷區域，所W沒有 被接收，因此接收方法可W與采用置零截斷法時的接收方法相同。
[0142] 在另一些實現中，當在發送端對預定符號的預處理包括針對待傳輸的數據塊的不 同情況，選擇分配到該預定符號上的信號時，針對分配到該預定符號上的信號可W采取相 應的接收方法。
[0143] 當對預定符號的預處理為將一個數據塊中所需要的參考信號分配到將受截斷操 作影響的預定符號上時，在接收端，由于原始參考信號為已知信號，并且截斷操作帶來的 ICI也已知，也即干擾矩陣是已知的，因此接收端可W計算得到截斷后的參考信號向量，并 根據該參考信號向量進行信道估計。
[0144] 當對預定符號的預處理為將一個數據塊中需要低階調制方式的信道分配到將受 截斷操作影響的預定符號上時，由于截斷操作對低階調制的數據塊的信號解調的影響可W 忽略不計，因此可W按照常規方式進行解調接收。
[0145] 當對預定符號的處理包括在發送一個重傳數據塊時，將初始傳輸數據塊中非預定 符號上的數據分配到受截斷操作影響的預定符號上時，在接收端，將重傳信號與原始信號 進行軟合并，送樣就不會存在連續兩次收到截斷影響的數據。因此，可W按照常規方式進行 解調接收。
[0146] 圖14示出了可W配置用于實踐本申請的示例性實施例的發送裝置的示意性框 圖。
[0147] 如圖14所示，發送裝置1400包括；預處理單元1410,調制單元1420,截斷單元 1430和發送單元1440。
[014引預處理單元1410配置用于對包括一個或多個符號的數據塊中的預定符號進行預 處理，其中預定符號是將受截斷操作影響的符號。
[0149] 在一些實施例中，預處理單元1410配置用于對預定符號進行預編碼操作。預編碼 操作所使用的預編碼矩陣根據濾波器組多載波調制中使用的濾波器參數和截斷操作中使 用的參數來確定。
[0150] 在另一些實施例中，預處理單元1410配置用于將數據塊中所需要的參考信號分 配到預定符號上。
[0151] 在又一些實施例中，預處理單元1410配置用于將數據塊中需要低階調制方式的 信道分配到預定符號上。
[0152] 在再一些實施例中，預處理單元1410配置用于當數據塊為重傳數據塊時，將初始 傳輸數據塊中非預定符號上的數據分配到預定符號上。
[0153] 調制單元1420配置用于對經過預處理的數據塊進行濾波器組多載波調制。
[0154] 截斷單元1430配置用于截斷已調制的數據塊的部分或全部拖尾數據。
[01巧]在一些實施例中，截斷單元1430還配置用于選擇截斷長度，使得截斷后的數據塊 長度滿足一個整數單位。
[0156] 在一些實施例中，截斷單元1430配置用于通過W下至少一項來執行截斷操作：將 部分或全部拖尾數據置零；和對部分或全部拖尾數據進行加窗操作。置零長度和/或加窗 長度可W選擇W使得滿足W下至少一項條件：截斷后的數據塊的鄰頻泄露不超過預定闊 值；W及來自一個用戶或多個用戶的多個數據塊在時域上的塊間干擾不超過預定水平。
[0157] 發送單元1440配置用于發送截斷后的已調制的數據塊。
[0158] 應當理解，包含在發送裝置1400中的各單元和子單元被配置用于實踐本文公開 的示例性實施例。因此，上面結合圖2-圖12描述的操作和特征也適用于發送裝置1400及 其中的單元/子單元，在此省略其詳細描述。
[0159] 圖15示出了可W配置用于實踐本申請的示例性實施例的接收裝置的示意性框 圖。
[0160] 如圖15所示，接收裝置1500包括接收單元1510和解調單元1520。
[0161] 接收單元1510配置用于根據預定義的截斷長度接收數據塊內的一個或多個符 號。接收單元1510可W進一步配置用于在接收或采樣受到截斷操作影響的預定符號時，僅 接收或采樣在發射端未被截斷的符號部分。
[0162] 解調單元1520配置用于使用基于濾波器組多載波的解調方式解調每個符號。
[0163] 在一些實現中，當在發送端進行預編碼處理時，解調單元1520可W配置用于：針 對受到截斷操作影響的預定符號，根據預定義的截斷長度對未被截斷的符號部分進行補 零，W獲得具有未截斷時的符號長度的符號；W及對補零后具有未截斷時的符號長度的符 號進行基于濾波器組多載波的解調，也即傳統的OQAM解調。
[0164] 應當理解，包含在接收裝置1500中的各單元和子單元被配置用于實踐本文公開 的示例性實施例。因此，上面結合圖13描述的操作和特征也適用于接收裝置1500及其中 的單元/子單元，在此省略其詳細描述。
[0165] 描述于本申請實施例中所涉及到的單元或模塊可W通過軟件的方式實現，也可W 通過硬件的方式來實現。所描述的單元或模塊也可W設置在處理器中，例如，可W描述為： 一種處理器包括預處理單元。其中，送些單元或模塊的名稱在某種情況下并不構成對該單 元或模塊本身的限定，例如，預處理單元還可W被描述為"用于對包括一個或多個符號的數 據塊中的預定符號進行預處理的單元"。
[0166] 作為另一方面，本申請還提供了一種計算機可讀存儲介質，該計算機可讀存儲介 質可W是上述實施例中基站或通信設備中所包含的計算機可讀存儲介質；也可W是單獨 存在，未裝配入設備中的計算機可讀存儲介質。計算機可讀存儲介質存儲有一個或者一個 W上程序，所述程序被一個或者一個W上的處理器用來執行描述于本申請的蜂窩網接入方 法。
[0167] W上描述僅為本申請的較佳實施例W及對所運用技術原理的說明。本領域技術人 員應當理解，本申請中所涉及的發明范圍，并不限于上述技術特征的特定組合而成的技術 方案，同時也應涵蓋在不脫離所述發明構思的情況下，由上述技術特征或其等同特征進行 任意組合而形成的其它技術方案。例如上述特征與本申請中公開的（但不限于）具有類似 功能的技術特征進行互相替換而形成的技術方案。
【主權項】
1. 一種基于濾波器組多載波調制的信號發送方法，其特征在于，所述方法包括： 對包括一個或多個符號的數據塊中的預定符號進行預處理； 對經過預處理的數據塊進行濾波器組多載波調制； 截斷已調制的數據塊的部分或全部拖尾數據；以及 發送截斷后的已調制的數據塊； 其中所述預定符號是受所述截斷影響的符號。2. 根據權利要求1所述的方法，其中，所述預處理包括： 對所述預定符號進行預編碼操作。3. 根據權利要求2所述的方法，其中，所述預編碼操作所使用的預編碼矩陣根據所述 濾波器組多載波調制中使用的濾波器參數和所述截斷中使用的參數來確定。4. 根據權利要求3所述的方法，其中，所述截斷中使用的參數包括：預定義的截斷長 度。5. 根據權利要求3或4所述的方法，其中，所述預編碼矩陣的尺寸為NXN或者N，N。， N是調度的子載波個數，N/N為一個固定的值，其中&XN。的預編碼矩陣被重復用于對所述 預定符號中N。個子載波信號的預編碼以完成對所有N個子載波信號的預編碼。6. 根據權利要求3-5任一所述的方法，其中，所述預編碼矩陣是以下任一： 基于截斷后產生的載波間干擾矩陣的逆矩陣；以及 使用最小均方誤差MMSE準則估計的所述載波間干擾矩陣的偽逆矩陣。7. 根據權利要求2-6任一所述的方法，其中，所述預編碼操作基于所述預定符號使用 的調制階數而進行動態調整。8. 根據權利要求7所述的方法，其中，所述動態調整包括： 當所述預定符號使用低階調制方式時，禁用所述預編碼操作；以及 當所述預定符號使用高階調制方式時，啟用所述預編碼操作。9. 根據權利要求1-8任一所述的方法，其中，所述預處理包括： 將所述數據塊中所需要的參考信號分配到所述預定符號上。10. 根據權利要求9所述的方法，其中，所述將所述數據塊中所需要的參考信號分配到 所述預定符號上包括： 將所述參考信號中的保護符號或干擾對消符號分配到所述預定符號上。11. 根據權利要求1-8任一所述的方法，其中，所述預處理包括： 將所述數據塊中需要低階調制方式的信道分配到所述預定符號上。12. 根據權利要求11所述的方法，其中，所述需要低階調制的信道包括控制信道。13. 根據權利要求1-8任一所述的方法，其中，所述預處理包括： 當所述數據塊為重傳數據塊時，將初始傳輸數據塊中非預定符號上的數據分配到所述 預定符號上。14. 根據權利要求1-13任一所述的方法，其中，所述截斷包括： 選擇截斷長度，使得截斷后的數據塊長度滿足一個整數單位。15. 根據權利要求1-13任一所述的方法，其中，所述截斷包括以下至少一項： 將部分或全部拖尾數據置零；和 對部分或全部拖尾數據進行加窗操作。16. 根據權利要求15所述的方法，其中，所述截斷包括選擇置零和/或加窗長度，使得 滿足以下至少一項條件： 截斷后的數據塊的鄰頻泄露不超過預定閾值；以及 來自一個用戶或多個用戶的多個數據塊在時域上的塊間干擾不超過預定水平。17. -種基于濾波器組多載波調制的信號接收方法，其特征在于，所述方法包括： 根據預定義的截斷長度接收數據塊內的一個或多個符號；以及 使用基于濾波器組多載波的解調方式解調每個符號。18. 根據權利要求17所述的方法，其中，根據預定義的截斷長度接收數據塊內的一個 或多個符號，包括： 當接收到受到截斷操作影響的預定符號時，僅接收在發送時未被截斷的符號部分。19. 根據權利要求18所述的方法，其中，使用基于濾波器組多載波的解調方式解調每 個符號，包括： 針對受到截斷操作影響的預定符號，根據所述預定義的截斷長度對所述未被截斷的符 號部分進行補零，以獲得具有未截斷時的符號長度的符號；以及 對所述具有未截斷時的符號長度的符號進行基于濾波器組多載波的解調。20. -種發送裝置，其特征在于，所述發送裝置包括： 預處理單元，配置用于對包括一個或多個符號的數據塊中的預定符號進行預處理； 調制單元，配置用于對經過預處理的數據塊進行濾波器組多載波調制； 截斷單元，配置用于截斷已調制的數據塊的部分或全部拖尾數據；以及 發送單元，配置用于發送截斷后的已調制的數據塊； 其中所述預定符號是受所述截斷影響的符號。21. -種接收裝置，其特征在于，所述接收裝置包括： 接收單元，配置用于根據預定義的截斷長度接收數據塊內的一個或多個符號；以及 解調單元，配置用于使用基于濾波器組多載波的解調方式解調每個符號。
【文檔編號】H04L1/18GK105847209SQ201510023553
【公開日】2016年8月10日
【申請日】2015年1月16日
【發明人】孫鵬飛, 喻斌, 朱大琳
【申請人】北京三星通信技術研究有限公司, 三星電子株式會社