用于確定頻率同步信號的位置的方法、設備與系統的制作方法

專利名稱：用于確定頻率同步信號的位置的方法、設備與系統的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及用于確定頻率同步信號的位置的方法、設備與系統。更具體地，本發明涉及用于在通信系統中確定頻率同步信號在從發射機中發送并由接收機接收的數據之中的位置的方法、設備與系統。
在任何一個通信系統中，重要的是接收機與發射機同步，以便能在此發射機與此接收機之間成功地交換消息。在無線電通信系統中，特別重要的是將接收機調諧到發射機的頻率以便最佳接收。
在典型的無線電通信系統中，遠程站通過無線電空中接口與一個或多個基站通信。采用各種方案來防止各個基站與遠程站之間傳輸的互相干擾。
在一些無線電通信系統中，給相鄰基站每個分配一個不同的載頻用于與遠程站通信，以使來自一個基站的傳輸不干擾相鄰基站的傳輸。除了這樣的頻分多址(FDMA)技術之外，還采用時分多址(TDMA)技術。在使用TDMA的系統中，基站可以給每個遠程站分配載波上一個幀內一個特定時隙或間隙。一些遠程站能使用同一載頻但不同的時隙來與基站通信。
在其他的無線電通信系統中，已采用碼分多址(CDMA)方法。根據CDMA方法，給每個遠程站分配一個與分配給其他站的碼字正交的特定數字碼字，相鄰基站能使用同一頻率但不同的正交數字碼字與遠程站交換消息來表示此消息預定發送給哪個遠程站。
無論一個無線電通信系統是采用FDMA、TDMA、CDMA、這些方案的組合還是某一其他方案，重要的是遠程站與服務于它希望從中進行通信的區域的基站進行時間與頻率同步。換句話說，此遠程站的頻率基準必須調諧到此基站的載頻，并且此遠程站的時間基準必須與此基站的時間基準同步。為此，一般從此基站發送周期性同步信號給此遠程站。
在符合歐洲全球移動通信(GSM)標準的系統中，通過利用例如數據的正常脈沖串(NB)調制基站的載波來從基站發送信息給遠程站。為了使此移動站與此基站同步，也利用頻率校正脈沖串(FCB)與同步脈沖串(SB)隨時調制基站的載波，以形成頻率同步信號。
基站的載波一般使用高斯最小移頻鍵控(GMSK)利用FCB進行調制。在GSM系統中，FCB是148個碼元的一個序列，每個碼元為一個零，在調制之后變換為純正弦信號。所得到的頻率同步信號的頻率因而等于1/4T Hz，其中T表示碼元時長。T一般為48/13微秒(μs)，于是此頻率同步信號具有近似67.7KHz的頻率。此FCB對于前面四次每隔十幀進行重復，并隨后對于第五次，在第十一幀上重復此FCB。則無限地重復此幀序列，以保持遠程站與基站之間的同步。
從FCB的信息中，此遠程站能粗略地將它自己與分配給它的時隙同步。此粗略的時間同步足以定位一般位于FCB之后8個脈沖串的SB，并足以解碼此SB傳送的信息。隨后將通過解碼SB獲得的信息用于精細地將此遠程站的頻率基準調諧到此基站的載頻并將此遠程站的時間基準調整到此基站分配給它的時隙。
在采用CDMA的系統中，每個基站以例如分配給那個特定基站的每個頻率上一個導頻序列以及有可能在未分配給那個特定基站的一些或所有頻率上一個導頻序列的形式發送頻率同步信號。如果已將此頻率分配給此基站，則相應的導頻序列可以利用稍大于此基站使用的其他頻率的功率進行發送。接收利用此導頻序列調制的載波的每個遠程站解調此信號。結果，每個遠程站能接收預定給它的信號并同時測量使用不同的導頻或載波的相鄰基站的信號強度。此信息由此遠程站用于確定哪個接收的導頻序列具有最強的信號強度，并將此遠程站的頻率基準相應地調整到合適的載頻。
在解調的頻率同步信號中易于檢測遠程站的頻率基準與基站的載頻之間的任何頻率差。例如，在符合GSM標準的系統中，已知為67.7KHz的已調頻率同步信號的頻率與解調為基帶的接收的頻率同步信號的頻率之間的差是遠程站的頻率基準差錯的直接測量。在采用CDMA的系統中，遠程站將最強發送的導頻序列的公知頻率與解調的導頻序列的頻率之間的差用作此遠程站的頻率基準差錯的測量。
因此為使遠程站與基站同步，重要的是準確地檢測從基站中發送的頻率同步信號和估算此遠程站的頻率基準與此基站的載頻之間的頻率差。
已提議許多用于檢測頻率同步信號的技術。這樣的一種技術公開在以Roozbeh Atarius等人的名義于1998年2月20日提交的題為“用于檢測頻率同步信號的方法與設備”的共同轉讓的美國專利申請中，將此專利申請引入在此作為參考。此檢測方法使用接收信號的同相與正交相位分量之間的相似性來檢測頻率同步信號。
也提議許多技術來估算遠程站的頻率基準與基站的載頻之間的頻率差。在1997年11月17日提交的共同轉讓的美國專利申請號08/971666中公開一種這樣的技術，將此專利申請引入在此作為參考。此估算方法使用檢測的頻率同步信號的連續樣本之間的相位差來估算頻偏。
為了準確地估算頻偏并因而將遠程站調諧到基站的載頻，重要的是知道頻率同步信號在由遠程站接收的數據中的實際位置，例如，FCB出現在一幀中的什么地方。否則，在頻偏估算中使用的信號不可能完全對應于此頻率同步信號，這可能導致不是最佳的調諧。因而，需要確定檢測的頻率同步信號在接收機接收的數據之中的位置。
因此，本發明的一個目的是確定頻率同步信號的位置。根據本發明的一個示范性實施例，利用確定頻率同步信號在從發射機中發送并由接收機接收的數據之中的位置的方法、設備與系統來實現這些與其他目的。計算表示由此接收機檢測的信號的峰值，估算此接收機的頻率基準與此發射機的載頻之間的頻偏，并估算表示所估算的頻偏的準確度的品質因數。
通過將計算的峰值和估算的品質因數與預定的峰值和質量門限進行比較來確定頻率同步信號的位置，例如，確定此峰值是大于還是等于一個峰值門限和此品質因數是小于還是等于一個質量門限。在滿足這兩個預定門限條件時，存儲此峰值、頻偏和品質因數。在不滿足其中任何一個門限條件時，此頻率同步信號的位置對應于存儲的最大峰值與存儲的最小品質因數的位置。
本發明的特征、目的與優點通過結合附圖閱讀此描述將變得顯而易見，在附圖中相同的標號表示相同的部件，其中

圖1表示其中能實施本發明的一個通信系統；圖2表示用于檢測頻率同步信號的一個示例性設備；圖3表示用于檢測頻率同步信號的一個示例性方法；圖4表示用于估算頻偏與品質因數的一個示例性設備；圖5A表示用于估算頻偏的一個示例性方法；圖5B表示用于估算質量因數的一個示例性方法；
圖6A表示用于確定頻率同步信號的位置的一個示例性設備；圖6B是表示峰值、品質因數值和頻偏對時間的圖表；和圖7表示用于確定頻率同步信號的位置的一個示例性方法。
為表示的目的，下面的描述涉及符合GSM標準的無線電通信系統。將明白本發明不進行如此限制，而可應用于采用不同標準的其他類型的通信系統。
圖1表示其中能實施本發明的一個示例性通信系統。此系統包括至少一個發射機100和至少一個接收機150。雖然發射機100與接收機150在圖1中分別描述為基站與移動站，但將認識到此發射機能以許多方式例如實施為地面或衛星轉發器，并且此接收機能以許多方式例如實施為固定峰窩終端(無線本地環路)。基站與移動站僅用于示意目的而表示在圖1中并在下面進行描述。
基站100與移動站150通過無線電空中接口125進行通信。給每個相鄰基站100分配一個特定載頻，并且每個基站100給每個移動站150分配特定時隙。
為了與基站100通信，移動站150必須與基站100進行時間與頻率同步。換句話說，移動站150的頻率基準與時間基準必須分別和分配給基站100的載頻與基站分配的時隙同步。在CDMA系統中，移動站150必須和基站的載頻與發送的碼字同步。
為使移動站150同步，基站100給此移動站發送一個頻率同步信號。例如，在采用GSM標準的系統中，基站100利用FCB調制其載頻，以形成一個頻率同步信號。
移動站150接收并解調從基站100發送的包括此頻率同步信號的信號。根據一個示例性實施例，可以利用各種方法之中任何一種方法來檢測此頻率同步信號，其中一些方法公開在前面提及的題為“用于檢測頻率同步信號的方法與設備”的美國專利申請中。為示意目的，將描述公開在此專利申請中的一種方法。
接收的頻率同步信號的同相與正交相位分量的相似性能用于檢測此頻率同步信號，例如，FCB。
接收的同步信號y(n)的同相與正交相位分量能表示為yI(n)=Pcos(2πn(ΔFFs+14))+v1(n)...(1)]]>yQ(n)=Psin(2πn(ΔFFs+14))+vQ(n)...(2)]]>其中 、ΔF、yI(n)和yQ(n)分別表示載波幅度、頻率基準與載頻Fs之間的頻偏、同相噪聲分量和正交噪聲分量。
如果移動站與基站同步，即ΔF=0，則此FCB的正弦的每個周期包含四個樣本。而且，此FCB的yI(n)和yQ(n)分量相移π/2并因而相互相差一個樣本。因此，對于對應于一個FCB的接收信號，通過將yI(n)延遲一個時標能得到yQ(n)。
如果移動站未與此基站同步，即ΔF≠0，則yQ(n)不等于yI(n-1)，這是因為y1(n-1)=Psin(2πn(ΔFFs+14))-2πΔFFs...(3)]]>對于對應于一個FCB的信號，互相關yI(n-1)和yQ(n)產生下面的互相關值rIQ(1)rIQ(1)=P2cos(2πΔFFs)∀nϵΦ...(4)]]>從等式4中能明白，一旦接收的信號對應于一個FCB，互相關yI(n-1)和yQ(n)得到一個峰值。此峰值的大小取決于載波幅度與頻偏ΔF。在ΔF增加時，此峰值的大小降低。如果接收到對應于例如NB或噪聲的信號，則yI(n-1)與yQ(n)之間沒有相關性。因而，通過確定此互相關值是否具有至少與預定檢測門限一樣大的峰值，能確定從基站中發送的信號是否對應于一個FCB。
在采用互相關性來檢測FGB時要考慮幾個潛在的問題。一個問題是由于衰落與傳播損耗引起的載波幅度的變化，載波幅度的變化影響等式4的峰值并使選擇檢測門限困難。
為減小載波幅度變化的影響，通過將接收的信號y(n)從直角坐標域轉換為極坐標域并隨后將此信號重新轉換為直角坐標域能歸一化輸入數據y(n)，這能利用兩個表來實現，一個表用于從直角坐標域至極坐標域的轉換，而另一個表用于從極坐標域至直角坐標域的轉換。使用第一表獲得對應于接收信號的同相與正交分量的信號相位并使用第二表從此信號相位與單一幅度中獲得歸一化的同相與正交分量來執行歸一化。
為使用上述的互相關技術檢測FGB，必須首先確定等式4右側的數量。確定此值的一種方法是如下估算互相關值rIQ(1)e{rIQ(1)}=1length(ψ)Σnϵψy1(n-1)yQ(n)...(5)]]>其中e{rIQ(1)}表示估算的互相關值，而長度(Ψ)對應于FCB的長度，即此FCB中碼元的數量。因而，通過對于對應于一個FCB的長度的接收信號的許多樣本之中每一個樣本將yI(n-1)乘以yQ(n)并平均這些乘積，能估算等式4的互相關值。
為減少此平均所要求的存儲器的數量，等式5中估算的方法能利用轉移函數模型化為移動平均(MA)處理B(z)=b0+b1z-1+…+b147z-147(6)其中所有的系數{bk}等于1/148。此MA處理能利用具有148樣本長的存儲器的濾波器來實施。
此MA處理能改寫為具有轉移函數的自回歸(AR)處理1A(z)=B(z)+R(z)...(7)]]>
其中A(Z)是具有小于B(Z)的階的一個多項式，而R(Z)是余項。也稱為偏置的余項R(Z)的數量取決于1/A(Z)如何接近地近似于B(Z)。理想地，1/A(Z)應不顯著偏離B(Z)，并且偏置R(Z)應為小的。等式7能近似為如下1A(z)=C1-αz-1...(8)]]>其中0＜α＜1，且常量C用于將Z=0上的增益調整為單一。α的簡單選擇是-1/128，這使C等于1/128。使α與2的冪相關的好處是能利用7個比特的簡單右移來實現除以128的除法。等式8的近似值是指數平均，這能利用具有近似(1-α)-1=128樣本長的存儲器的濾波器來實現。
圖2表示用于檢測頻率同步信號的一個示例性設備。此設備包括歸一化器210，從基站接收的信號y(n)的同相與正交分量yI(n)與yQ(n)在給定時間n輸入此歸一化器中。根據諸如授予Critchlow的美國專利號5276706中公開的任何一種合適的技術能獲得這些分量。
歸一化器210歸一化分量yI(n)和yQ(n)，從而減少例如衰落的影響。如圖2所述并如上所述，歸一化器210能利用轉換表來實現。歸一化的同相分量通過延遲器220并延遲一個樣值。延遲的同相分量與歸一化的正交分量在消旋器222中進行消旋，即移位到基帶，在LP濾波器225中進行低通濾波以除去環繞噪聲，并在旋轉器227中進行旋轉，即移位回到中心頻率。隨后，這些分量利用乘法器230一起進行相乘，并且例如利用平均器245進行平均，以產生估算的互相關值e{rIQ(1)}。平均器245能利用例如具有轉移函數的移動平均器來實現H(Z)=11281-127128Z-1...(9)]]>
這對應于等式8中C=1/128與α=1-1/128的替換。移動平均器能利用LP濾波器來實現，這使此方法比利用FIR濾波器進行平均更簡單。如果估算的互相交值具有至少與預定檢測門限一樣大的峰值，則從此基站中發送的信號對應于一個FCB。
雖然圖2所示的頻率選擇濾波器安排在延遲器220與乘法器230之間，但應明白能在任何合適的地方(例如，在歸一化器210之前)安排此頻率選擇濾波器。
估算的互相關值e{rIQ(1)}能用于代替實際的互相關值rIQ(1)來確定基站的載頻與移動站的頻率基準之間的頻偏。
圖3表示用于檢測頻率同步信號的一個示例性方法。此方法在步驟310開始，在步驟310歸一化接收信號的同相(I)與正交(Q)分量。在步驟320，濾波歸一化的I與Q分量，以除去環繞噪聲。隨后，在步驟330，延遲濾波與歸一化的I分量。能顛倒步驟320與330的順序，即，在延遲I分量之后，能濾波歸一化的I與Q分量。在步驟340，將延遲、濾波與歸一化的I分量乘以歸一化與濾波的Q分量。在步驟350，確定對于接收信號的預定數量的樣本(例如，對應于此FCB的長度的樣本的數量)是否已相乘這些分量。如果否的話，此處理返回到步驟310。當對于預定數量的樣本已相乘這些分量時，則在步驟360平滑(例如，平均)這些相乘結果，以產生一個估算的互相關值。在步驟370，確定此結果是否大于一個預定門限。如果否的話，則檢測的信號不對應于頻率同步信號，并且此方法返回到步驟310。如果此估算的互相關值大于一個預定門限，則此檢測的信號對應于頻率同步信號，并且此檢測處理在步驟380結束。此檢測的頻率同步信號能用于估算接收的頻率同步信號中的頻偏，并且能根據估算的頻偏將移動站與基站同步。一旦移動站與基站同步，則能重復圖3所示的方法，以保持同步。
根據一個示范性實施例，能利用包括前面提及的美國專利申請號08/971666中公開的各種方法之中任何一種方法來估算移動站的頻率基準與基站的載頻之間的頻偏。為示意目的，將描述公開在此申請中的一種方法。
對于等于P/σ2V＞＞1的信噪比，利用設置為零的初始相位Q，實際接收的同步信號y(n)的相位能表示為ΦY(n)=Φx(n)+Vφ(n)，(10)其中VΦ(n)表示零平均白高斯相位噪聲。假定實際接收的信號y(n)具有頻偏ΔF，則等式10能改寫為Φy(n)=2πn(ΔFFs+14)+vΦ(n)...(11)]]>這對應于白噪聲具有2π(ΔF/Fs+1/4)的斜率的直線。因而，頻偏ΔF的估算與等式11中斜率的估算有關。減去公知因素2π/4，通過最小化下面的平方差之和使用線性回歸的方法能估算此斜率^=Σ∀nϵΦ[Φ(n)-2πne{ΔF}Fs]2...(12)]]>其中e{ΔF}表示估算的頻偏，而Φ(n)=Φy(n)-2πn/4。如果噪聲vΦ(n)是高斯，則此估算是最大似然(ML)估算。
時標Ψ的設置取決于初始時間n0的選擇。選擇n0以使此時標Ψ的設置是非對稱的是合適的，例如，Ψ={-(N0-1)/2,…0,…,(N0-1)/2}，其中樣本N0的數量是一個奇數。通過采用此時標的設置，能如下估算頻偏；e{ΔF0}=(12TsN0(N02-1)Σk=0N0-1(K-N0-12)Φ(K))Fs2π...(13)]]>為了減少估算此頻偏所要求的存儲器的數量，能將此FCB的N0樣本組合為N組，每個組具有M個相位差，并隨后計算每組之和。換而言之，能使用檢測的頻率同步信號的連續收集的樣本之間相位差的塊總和而不是連續收集的樣本之間各個相位差來估算此頻偏，這減少頻偏估算所要求的計算量。
將FCB的相位樣本分成不同的塊，等式13中的總和表示為如下Σk=0N0-1(K-N0-12)Φ(K)=Σi=0N-1Σj=0M-1(Mi+j)-N0-12Φ(Mi+j)...(14)]]>其中N與M分別是塊的數量和每個塊中樣本的數量。樣本的總數是N0=NM。
等式14的右側能通過在Mi+j-N0-12]]>中設置j=(M-1)2]]>進行近似。代入塊相位總和ΦM(i)=Σj=0Φ(Mi+j)]]>，則等式14能近似為Σk=0N0-1(k-N0-12)Φ(k)≈MΣk=0N-1(k-N-12)ΦM(k)...(15)]]>替換等式13中的此表達式，則頻偏ΔFM能估算為e{ΔFM}=(12MTsN0(N02-1)Σk=0N-1(k-N-12)ΦM(k))Fs2π...(16)]]>為了進一步減少所要求的存儲器數量，能修改此線性回歸方法，以補償相位變化而不必移位每個樣本和跟蹤存儲器中的相移。此FCB的連續收集的樣本之間的相位差能用于此目的。
連續相位總和ΦM(k)如下相互相關ΦM(k)=ΦM(k-1)+Σj=1M(Φ(kM+j)-Φ(kM+j-1))...(17)]]>由于相位樣本是等距的，所以ΦM(k)如下涉及其初始值ΦM(k0)和此FCB的連續收集的樣本之間的相位差總和ΔΦM(j)ΦM(k)=ΦM(k0)+Σj=k0+1k0+kΔΦM(j)...(18)]]>利用等式19中的結果代替等式16的ΦM(k)，頻偏e{ΔFM}能估算為e{ΔFM}=(12MTsN0(N02-1)Σk=1N-1(k-N-12)[ΦM(k0)+Σj=k0+1k0+kΔΦM(j)])Fs2π...(19)]]>相位初始值ΦM(k0)在等式19中沒有任何影響，這是因為Σk=0N-1(k-N-12)=0.]]>具有影響頻偏估算的不同干擾，例如噪聲、衰落等。如果估算的頻偏不準確，則移動站的頻率基準將不能正確地與基站的載頻同步。因而，重要的是能確定估算的頻偏的準確度，以便在需要時能進行調整。
美國專利申請號08/971666公開了用于估算表示估算的頻偏的準確度的品質因數δ的一種技術。通過例如加上M個相位差的N個總和之中每一個總和與估算的頻偏e{ΔFM}之間的差的絕對值能計算估算的品質因數e{δ}，如下e{δ}=｜ΔΦM(j)-Me{ΔFM)｜+｜ΔΦM(j-1)-Me{ΔFM}｜…+｜ΔΦM(j-N+2)-Me{ΔFM}｜+｜ΔΦM(j-N+1)-Me{ΔFM}｜(20)理想地，這些差以及因此得到的估算的品質因數e{δ}應為零。任何偏差表示噪聲和/或估算差錯的存在。因而，估算的品質因數e{δ}的值越低，估算的頻偏越準確。
圖4表示用于估算頻偏與品質因數的一個示例性設備。如圖4所示，在限制檢測信號的動態范圍的歸一化器400中歸一化檢測的頻率同步信號y(n)。歸一化器400可以以與圖2所示的歸一化器210相同的方式利用表來實施。為獲得最佳的頻偏估算，理想地只應使用此FCB的樣本。因而，在頻率選擇濾波器中能預先濾波接收的信號，以選擇對應于此FCB的頻帶來鑒別此FCB與噪聲并因而增強信噪比。
利用移相器410能將接收的信號從67.7Kz的中心頻率移至基帶，并隨后此移位的信號能在LP濾波器420中進行低通濾波。移相器410能實施為圖2所示的消旋器222。然后，在相位測量電路430中測量濾波信號y(n)的相位ΦyLP(n)。在微分器440中以公知的方式計算接收與解調的頻率同步信號的連續收集的樣本之間的相位差ΔΦy(n)。例如，能利用高通濾波器常規地實施此微分器440。利用和與速放電路(Sum & Dump Circuit)450將每個相位差加到累計的以前的相位差上。此和與速放電路450能利用加法器與諸如FIR濾波器的濾波器來實施，而將M系數設置為單一。或者，利用其他的設備(例如，積分與速放電路、可復位積分器或低通濾波器)來相加這些相位差。當已加上M個相位差時，此總和“進行速放”，即由此和與速放電路450輸出給頻偏估算電路460。
頻率估算電路460計算檢測的頻率同步信號的連續收集的樣本之間相位差組的加權和來估算頻偏，從而補償此頻率同步信號的連續收集的樣本之間的相位變化，即執行相位解纏而不要求存儲器來跟蹤相移。利用具有延遲元件、累加器和系數CK的FIR濾波器能實施頻率估算電路460，其中Ck=Σj=kN-1bj,k=0,1,2,...,N-1...(21)]]>和bk=(12MTsN0(N02-1)(k-N-12))Fs2π,K=0,1,2,...,N-1...(22)]]>如圖4所示，品質因數估算電路470根據上面的等式22計算品質因數估算e{δ}。如果此估算的品質因素e{δ}表示估算的頻偏不夠準確，即，估算的品質因數大于一個預定的門限，則能調整(例如，又計算)估算的頻偏。
利用N個減法器計算N組M個相位差之中每一個相位差與估算的頻偏之間的N個差、利用N個絕對值電路計算這N個差的絕對值并利用加法器相加這N個絕對值以產生估算的品質因數e{δ}能實施品質因數估算電路470。雖然為易于說明與解釋表示為與頻偏估算電路460分開，但應明白品質因數估算電路470與頻偏估算電路460能組合在單個設備中。
圖5A表示用于估算頻偏的一個示例性方法。此方法在步驟500開始，在步驟500接收的信號預先進行濾波以改善頻率同步信號的檢測。接著，在步驟510，收集檢測的頻率同步信號的樣本。在步驟520，收集一個后續樣本。在步驟530，計算此后續收集的樣本之間的相位差。接下來，在步驟540，將此相位差加到其他累積的相位差上。在步驟550，確定是否已加上M個相位差。如果未加上M個相位差，則此處理返回到步驟520。如果已加上M個相位差，則在步驟560速放這M個相位差之和。接下來，在步驟570，確定是否已速放這M個相位差的N個和。如果未速放，此處理返回到步驟510，并收集一個新的樣本。如果已速放，則在步驟580相加這N個和。根據一個示例性實施例，通過使用例如線性回歸計算這N個和的加權平均值能執行此步驟，并且此結果是估算的頻偏。
圖5B表示用于估算品質因數的一個示例性方法。此處理在估算頻偏之后開始。在步驟590，從M個相位差的N個和之中每一個和中減去利用M加權的估算的頻偏以產生N個差。接下來，在步驟600，計算這N個差的絕對值。最后，在步驟610，將這N個絕對值相加以產生估算的品質因數。
諸如上述的技術使用檢測的頻率同步信號來估算基站的載頻與移動站的頻率基準之間的頻偏。重要的是知道此頻率同步信號在移動站上接收的數據之中的位置，于是使用實際的頻率同步信號而不是其他的數據來執行此估算。
根據一個示范性實施例，根據和估算的頻偏與品質因數同步的檢測的頻率同步信號能確定此頻率同步信號的位置。能在諸如圖6A所示的可以包括在接收機(例如，移動站)中的設備中執行此處理。
參見圖6A，此設備包括狀態存儲器620與630。此狀態存儲器620接收表示檢測的頻率同步信號的信號，例如由移動平均器245(圖2所示)輸出的互相關峰值和例如分別由頻偏估算器460與品質因數估算器470(圖4所示)輸出的估算的頻偏與品質因數值，將這些值寫入狀態存儲器630。
諸如公開在美國專利申請號08/971666中的頻偏估算方法利用M抽取此抽樣速率以降低估算要求的參數的數量。因而，估算的頻偏與品質因數的速率是計算的互相關峰值的M分之一。為此，根據示例實施例的設備包括用于將估算的頻偏與品質因數的速率擴展M倍的濾波器610。另外，諸如上述的頻率同步信號檢測技術延遲同相分量，導致計算的互相關峰值的延遲。為此，估算的頻偏與品質因數在擴展之前在延遲單元600中被延遲時間n0，以使之與此互相關峰值同步。例如，利用緩沖器能實施延遲單元600。
當估算的頻偏與品質因數值進行擴展并與此計算的峰值同步時，一種程序用于通過分別查找互相關峰值和品質因數的最大值與最小值來確定頻率同步信號的位置。這樣的最大值與最小值出現的點對應于頻率同步信號的位置，這表示在圖6B中。
圖6B是表示峰值、品質因數與頻偏對時間的圖表。在圖6B中，峰值是大于或等于峰值門限的最大值，而品質因數是在時間n1小于或等于質量門限的最小值，此時間n1對應于頻率同步信號的位置，相應的頻偏表示在時間n1上。緊接在此時間點之后，將不滿足這些峰值與質量門限條件，即，此峰值將小于峰值門限，而此品質因數將大于質量門限。隨后，時間n1上的最大峰值與最小品質因數能用于表示頻率同步信號的位置。
再參見圖6A，包括本地峰值、頻率與質量值的本地極值存儲在狀態存儲器620中。這些本地峰值、頻率與質量值對應于計算的互相關峰值、估算的頻偏與估算的品質因數。
將存儲在狀態存儲器620中的本地峰值、頻率與質量值寫入狀態存儲器630，例如延遲單元635，并隨后從狀態存儲器630中讀出。在比較電路625中分別將互相關峰值與品質因數值和預定的峰值與質量門限進行比較。當滿足這兩個門限條件時，即，互相關峰值大于或等于峰值門限并且品質因數值小于或等于質量門限，例如在比較電路625中確定從延遲單元635中讀出的互相關峰值是否小于存儲在狀態存儲器620中的一個后續計算的峰值。如果此互相關峰值小于此后續峰值，則利用相應的后續極值更新這些本地峰值、頻率與質量值。
也利用狀態存儲器620中的計數器627相對估算這些峰值的位置。計數器627計數例如來自移動平均器245(如圖2所示)和來自頻偏估算器460與品質因數估算器470(如圖4所示)的輸入值的數量，并在檢測到頻率同步信號時進行復位。此計數值存儲在狀態存儲器630中，例如，存儲在延遲單元635中。
當不滿足其中任何一個預定門限條件時，即，互相關峰值小于峰值門限或品質因數值大于質量門限，在比較電路625中確定此本地峰值是否不等于零。如果此本地峰值不等于零，這表示已檢測到頻率同步信號。因而，這些本地極值作為總體極值寫入例如寄存器，并假定檢測到具有總體峰值與質量的頻率同步信號。此后將這些本地極值復位為零。相應估算的頻偏也認為是移動站的頻率基準與基站的載頻之間的頻偏。此頻偏用于將移動站的頻率調諧到基站的載頻。
圖7表示用于確定頻率同步信號的位置的一個示例性方法。此方法在步驟700開始，在步驟700從狀態存儲器620中讀出峰值、頻偏與質量值。在步驟705，從狀態存儲器630(例如，從延遲單元635)中讀出本地峰值、頻偏與質量值。在步驟710，從狀態存儲器630(例如，從延遲單元635)中讀出此計數值。在步驟715，通過將計數電路627中的計數值加1來更新此計數值。在步驟720，將總體峰值、頻偏與質量值設置為等于零。
在步驟730，確定互相關峰值是大于還是等于預定峰值門限和估算的品質因數值是小于還是等于預定質量門限。如果不滿足這些條件之中任何一個條件時，在步驟735確定此本地峰值是否不等于零。如果在步驟735此本地峰值不等于零，這表示此本地峰是最大值。因而，在步驟745將總體極值設置為等于本地值，在步驟750將本地峰值、頻率與品質因數值設置為等于零，并在步驟755將這些總體值寫入寄存器。這些總體值用于將移動站的頻率基準調諧到基站的載頻。
如果在步驟730確定此互相關峰值大于或等于峰值門限并且估算的品質因數值小于或等于質量門限，則在步驟760確定從存儲器620讀出的后一峰值是否大于從狀態存儲器630中讀出的本地峰值。如果是這樣的話，在步驟765更新這些本地峰值、品質因數和頻偏值，并在步驟775將此計數值設置為零。
此處理從步驟735、755與775前進至步驟780，在步驟780將此計數值寫入狀態存儲器630。在步驟785，將這些本地峰值、延遲、頻偏和品質因數值寫入狀態存儲器630中，并且此處理返回到步驟700。
根據本發明，提供用于確定頻率同步信號在由發射機發送并由接收機接收的數據之中的位置的方法、設備與系統，這保證接收機最佳調諧到發射機的載頻。
雖然以GSM與CTS系統的應用進行描述，但本領域技術人員將認識到本發明能以其他特定形式來實施而不背離其本質特性。例如，本發明可應用于其他的移動通信系統，例如，采用數字峰窩系統(DCS)標準或個人通信業務(PCS)標準的系統，或其中需要檢測頻率同步信號的任何系統。上述的實施例因此在所有方面應認為是示意性的而不是限制性的。
權利要求
1．在包括至少一個發射機與至少一個接收機的通信系統中，用于確定頻率同步信號在從發射機中發送并由接收機接收的數據之中的位置的一種方法，此方法包括以下步驟a)計算表示從此發射機中發送并由此接收機檢測的信號的一個峰值；b)估算此發射機的載頻與此接收機的頻率基準之間的頻偏；c)使用估算的頻偏估算品質因數；和d)確定此峰值與品質因數是否滿足預定的峰值與質量門限條件；e)在滿足這兩個預定門限條件時，存儲此峰值、頻偏和品質因數，并重復步驟a)-d)；和f)在不滿足其中任何一個門限條件時，確定此頻率同步信號的位置為存儲的峰值與存儲的品質因數的位置。
2．如權利要求1的方法，其中此確定步驟包括確定此峰值是大于還是等于此峰值門限和此品質因數是小于還是等于此質量門限。
3．如權利要求1的方法，其中在不滿足其中任何一個預定門限條件時，此頻率同步信號的位置對應于存儲的最大峰值與存儲的最小品質因數的位置。
4．如權利要求1的方法，還包括在滿足這兩個門限條件時，確定一個后續計算的峰值是否超過此存儲的峰值，并在此后續峰值超過此存儲的峰值時利用這些后續值來更新存儲的峰值、頻偏和品質因數。
5．如權利要求1的方法，還包括使此頻偏和品質因數與此峰值同步的步驟。
6．如權利要求1的方法，其中計算峰值的步驟包括；延遲接收信號的同相分量；計算預定數量的接收信號的樣本的同相分量與正交分量的乘積；和平滑延遲的同相分量與正交分量的乘積，以產生一個估算的互相關峰值。
7．如權利要求1的方法，其中估算頻偏的步驟包括g)確定從此發射機發送并由此接收機接收的信號的連續收集的樣本之間的相位差；h)將此相位差加到累計的相位差上；i)重復步驟g)-i)，直至已加上M個累計的相位差；j)速放這M個累計的相位差之和，得到零累計的相位差；k)重復步驟g)-j)，直至已速放M個累計的相位差的N個和；和l)累加這M個累計的相位差的N個和，以產生此估算的頻偏。
8．如權利要求7的方法，其中估算品質因數的步驟包括計算N個差，每個差是這M個累計的相位差的N個和之一與此估算的頻偏之間的差；計算這N個差的絕對值；和累加這些絕對值，以產生此估算的品質因數。
9．如權利要求8的方法，還包括將此頻偏與品質因數擴展因素M的步驟。
10．在包括至少一個發射機與至少一個接收機的通信系統中，用于確定頻率同步信號在從此發射機中發送并由此接收機接收的數據之中的位置的一種設備，此設備包括比較電路，用于確定計算的蜂值與估算的品質因數是否滿足預定的峰值與質量門限條件；和存儲器，其中在滿足這兩個預定門限條件時，將此峰值與品質因數存儲在此存儲器中，而在不滿足其中任何一個門限條件時，此頻率同步信號的位置對應于存儲的峰值與存儲的品質因數的位置。
11．如權利要求10的設備，其中此比較電路確定此峰值是大于還是等于一個峰值門限和此品質因數是小于還是等于一個質量門限。
12．如權利要求10的設備，其中在不滿足其中任何一個預定門限條件時，此頻率同步信號的位置對應于存儲的最大峰值與存儲的最小品質因數的位置。
13．如權利要求10的設備，其中在滿足這兩個門限條件時，此比較電路確定一個后續計算的峰值是否超過此存儲的峰值，并在是這樣的時候利用這些后續值更新存儲在此存儲器中的存儲的峰值、頻偏與品質因數。
14．如權利要求10的設備，還包括用于使此頻偏與品質因數和此峰值同步的裝置。
15．如權利要求10的設備，其中從一個系統中導出此計算的峰值，此系統包括延遲單元，用于延遲此接收信號的同相分量；乘法器，用于對于此接收信號的預定數量的樣本形成延遲的同相分量與正交分量的乘積；和一種電路，用于平滑這些乘積，以產生一個估算的互相關峰值。
16．如權利要求10的設備，其中從一個系統中導出此估算的頻偏，此系統包括微分器，用于計算由此發射機發送并由此接收機檢測的頻率同步信號的連續收集的樣本之間的相位差；加法器，用于將此相位差加到累計的相位差上，其中計算連續收集的樣本的相位差并將這些相位差加到累計的相位差上，直至已相加M個累計的相位差，此時此加法器速放這M個相位差之和，得到零累計的相位差；和頻偏估算電路，用于接收這M個相位差的速放之和，其中此微分器繼續計算連續收集的樣本的相位差，而且此加法器繼續累計和相加相位差并速放這M個相位差之和，直至已速放M個相位差的N個和，此時此頻偏估算電路加上這M個相位差的N個和，以生成此估算的頻偏。
17．如權利要求16的設備，其中從一個系統中導出此品質因數，此系統包括N個減法器，用于計算N個差，每一個差是M個累計的相位差的N個和之一與此估算的頻偏之間的差；N個電路，用于計算這N個差的絕對值；和加法器，用于累加這N個絕對值，以生成此稱為估算的因素。
18．如權利要求17的設備，還包括用于將頻偏和品質因數擴展一個因數M的裝置。
19．用于確定頻率同步信號在從發射機中發送并由接收機接收的數據之中的位置的一種系統，包括峰值計算系統；頻偏估算系統；品質因數估算系統；用于確定峰值與品質因數是否滿足預定的峰值與質量門限條件的裝置；和用于在滿足這兩個預定的門限條件時存儲此峰值與品質因數的裝置，其中在不滿足其中任何一個預定門限條件時，此頻率同步信號的位置對應于存儲的峰值與存儲的品質因數的位置。
20．如權利要求19的系統，其中用于確定的裝置確定此峰值是大于還是等于一個峰值門限和此品質因數是大于還是等于一個質量門限。
21．如權利要求19的系統，其中此頻率同步信號的位置對應于存儲的最大峰值和存儲的最小品質因數的位置。
22．如權利要求19的系統，其中在滿足這兩個門限條件時，此比較電路確定一個后續峰值是否超過此存儲的峰值，并在是這樣的情況下利用后續值來更新此存儲的峰值、頻偏與品質因數。
23．如權利要求19的通信系統，還包括用于使頻偏與品質因數和此峰值同步的裝置。
24．如權利要求19的系統，其中此峰值計算系統包括延遲單元，用于延遲此接收信號的同相分量；乘法器，用于對于此接收信號的預定數量的樣本形成延遲的同相分量與正交分量的乘積；和一種電路，用于平滑這些乘積，以產生一個估算的互相關峰值。
25．如權利要求19的通信系統，其中此頻偏估算系統包括微分器，用于計算由此發射機發送并由此接收機接收的頻率同步信號的連續收集的樣本之間的相位差；加法器，用于將此相位差加到累計的相位差上，其中計算連續收集的樣本的相位差，并將這些相位差加到累計的相位差上，直至已相加M個累計的相位差，此時此加法器速放這M個相位差之和，得到零累計的相位差；和頻偏估算電路，用于接收這M個相位差的速放之和，其中此微分器繼續計算連續收集的樣本的相位差，而且此加法器繼續累計和相加相位差并速放這M個相位差之和，直至已速放這M個相位差的N個和，此時此頻偏估算電路累加這M個相位差的N個和，以產生此估算的頻偏。
26．如權利要求25的系統，其中此品質因數估算系統包括N個減法器，用于計算N個差，其中每一個差是M個累計的相位差的N個和之一與此估算的頻偏之間的差；N個電路，用于計算這N個差的絕對值；和加法器，用于累加這N個絕對值，以產生此稱為估算的因素。
27．如權利要求26的設備，還包括用于將頻偏與品質因數擴展一個因數M的裝置。
全文摘要
在包括至少一個發射機和至少一個接收機的通信系統中,一種方法、設備與系統確定頻率同步信號在從發射機中發送并由接收機接收的數據幀中的位置。計算表示從此發射機中發送給此接收機的檢測的頻率同步信號的峰值。估算此發射機的載頻與接收機的頻率基準之間的頻偏以及此估算的頻偏的品質因數。進行有關此峰值是大于還是等于峰值門限和此品質因數是小于還是等于質量門限的確定。在滿足這兩個預定門限條件時,存儲此峰值、頻偏和品質因數。在不滿足其中任何一個門限條件時,頻率同步信號的位置對應于存儲的最大峰值與存儲的最小品質因數的位置。
文檔編號H04B7/26GK1314033SQ9980991
公開日2001年9月19日 申請日期1999年6月22日 優先權日1998年6月29日
發明者R·阿塔里烏斯 申請人:艾利森電話股份有限公司