專利名稱：在cdma通信系統中對由時鐘抖動引起的相位誤差的補償的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及無線通信系統，更具體地，涉及具有對于因時鐘抖動引起的相位誤差起供補償的電路的碼分多址(CDMA)通信系統。
碼分多址(CDMA)是數字蜂窩電話業務的一種形式，對所有的話音位指定一個碼，在空間發送編碼話音的擾頻傳輸，并將該話音重編為它的原有格式。CDMA將每個電話呼叫與從該空間只撥去一個蜂窩電話的碼進行組合。
CDMA與擴頻傳輸一起工作。發射機獲取原始信息信號，并將它與唯一的相關碼組合，產生射頻(RF)信號，它比該原始信號占據更大的帶寬。將來自幾個發射機的RF信號擴頻到同樣寬的頻譜上。通過已知該碼的接收機從背景噪音中抽出該分散的信號。通過對每個發射機分配一個唯一的相關碼，使幾個同時通話可共用同樣的頻率分配。
典型的CDMA系統包括一組小區或指定的區域、一個與每個小區和一組移動單元相關的基站。CDMA系統要求有效使用所分配頻帶的傳輸方案，以便能為最大數量的移動單元提供最小的干擾量。根據CDMA標準，將從移動單元到基站的通信鏈路稱為反向鏈路，而將從基站到移動單元的通信鏈路稱為正向鏈路。在反向鏈路中的通信是特別困難的，因為基站必須能夠區分從位于它的特定小區中的移動單元發送的所有信息信號。為了在反向鏈路中進行通信，CDMA移動單元具有根據信息信號產生RF載波信號的發射機。
如附
圖1中所示，CDMA移動電話裝置的典型發射機20具有數據輸入21，用于提供要發送的二進制信息序列。例如，可以用不歸零(NRZ)編碼方案對輸入數據進行編碼，其中通過相反的交替的高和低電壓來表示“1”和“0”。為了利用整個可用信道帶寬，應根據偽噪聲序列偽隨機地移動載波的相位。在CDMA蜂窩系統中，偽隨機數據擴頻被定義在電信工業協會(TIA)/電子工業協會(EIA)過渡性標準TIA/EIA/IS-95/A(1995年5月)，題目為“對于雙模式寬帶擴頻蜂窩系統的移動站-基站兼容標準”(Mobile Station-baseStation compatibility Standard for Dual-Mode Wideband SpreadSpectrum Cellular System)在此引用作為參考。
為了提供正交數據擴頻，在發射機20的同相(I)和正交相位(Q)信道中分別采用在該TIA/EIA/IS-95-A標準中定義的同相和正交相位導頻偽噪聲(PN)序列PNI和PNQ來處理輸入數據。根據這個標準，該PNI和PNO序列是基于特征多項式以1.2288 Mchip/sec速率產生的周期信號。
將乘法器22和24設置在I和Q信道，以便通過PNI和PNQ序列乘該輸入數據。上采樣電路26和28分別將乘法器22和24的輸出值上采樣因子8。此外，該信道包括一個延遲電路。用于將電路28的輸出延遲等于4個樣本的1/2片。將電路26和29的輸出供給分別設置在I和Q信道中的n抽頭有限脈沖響應濾波器30和32。在對于因子4上采樣的TIA/EIA/IS-95-A標準中定義了該上采樣電路26和28，延遲電路29和FIR濾波器30和32。
將濾波器30和32的輸出分別供給數-模(D/A)轉換器34和36。例如，可用10比特數字信號來表示濾波器30和32的輸出。D/A轉換器34和36產生模擬信號Vi和Vq，經過抗混淆低通濾波器(LPF)38和40分別供給執行交錯正交相移鍵控(QPSK)的發射電路42的I和Q輸入，以產生使用天線44發送到基站的調制射頻信號。
為了同步在I和Q信道中處理的信號，發射機20包括數字同步器46，響應外部時鐘信號產生內部時鐘信號。將該內部時鐘信號供給濾波器20和32，并供給D/A轉換器34和36。
為了支援在I和Q信道中處理的信號，該發射機20的內部時鐘頻率必須等于片速率乘以8。當標準片速率等于1.2288M片/秒時，必須在等于9.8304MHz的頻率f×8上產生內部時鐘。然而，為了滿足CDMA移動電話的頻率分配計劃的要求，供給該發射機20的標準時鐘可有與9.8304MHz不同的頻率fref。例如fref可等于14.4MHz。
在這種情況下，fref/f×8=14.4MHz/9.8304 MHz=375/156=1.468。因此在該標準時鐘的375個周期，該內部時鐘的256個周期產生。因此，為了產生具有356個周期的內部時鐘信號，必須從375個周期標準時鐘移出119個時鐘周期。
最接近1.468的數字標度比是1.5。如果這個標度比發生在該標準時鐘的M個周期上，則可將在M個周期上移出的內部時鐘周期的數量N表示為N=M-(M/1.5)=119。因此，M=357。因此，375標準時鐘周期之中的357個以等于1.5標度比進行轉換，而對于其余的18個周期，該標度比等于1。
因此，在標準時鐘到該內部時鐘的轉換期間，該標度比必須變化，例如從1.5變到1。結果產生內時鐘的抖動。
例如，如果將該標度比從1．5變為1，則標準時間t改變了半個標準時鐘周期．該標準時間變化△t等于1/14.4 MHz的1/2=1/28.8MHz=34.7納(10.9)秒。
可將該時鐘抖動作為圖2所示的寄生“斜坡相位”調制來考慮。這種調制在發射電路42的輸出引起了顯著的相位誤差。例如，由標準時問變化△t引起的寄生相位階躍△QP-P可表示如下△QP-P=(△t/T×8)×2π，這里T×8是內部時鐘的周期。
因此，△QP-P=(9.8304／28.8)×2π=2.143弧度=1個周期的34％。在上面表示的例子中，可將由于時鐘抖動產生的均方根相位誤差，△Qrms表示為△Qrms= =0.6186 rad。
由于時鐘抖動的相位誤差產生了在D／A轉換器輸出端的誤差電壓．結果使發射機20具有在指定CDMA信道之外的頻率上輻射的高電平做發射．如圖3中所示，它表示在通常的CDMA反向鏈路中發射的RF信號的模擬頻譜，該發射的RF信號具有不良的相鄰信道功率比(ACPR)，而這表征在指定CDMA信道之外的虛假發射。在TIA／EIA／IS-98-A過渡標準中定義了虛假發射和它們的測量方法，題目為“雙模式寬頻帶擴頻蜂窩移動站的建議最低性能標準”(Recommended Minimum Performance Standards for Dual-ModeWideband Spread Spectrum Cellular Mobile Stations)．該ACPR是相鄰信道功率對信道內信號的功率之比。根據TIA／EIA／IS-98-A過渡性標準，在距信道內信號的中心頻率偏移900 KHz處測量30 KHz帶寬的相鄰信道功率。在圖3所示的例子中，在中心頻率處的信道中信號功率為大約43dBm，而相鄰信道功率是大約14dBm。因此，代表ACPR的這些值之間的差等于大約29dB。
因此，希望提供對由于時鐘抖動引起的相位誤差的補償，以改善CDMA電話設備的ACPR。因此，本發明的一個優點在于提供對由于時鐘抖動引起的相位誤差的補償，以改善CDMA收發信機的ACPR。
通過提供擴頻通信設備至少部分地取得了本發明的這個和其它優點，該擴頻通信設備包括數據擴展電路，用于由PN序列擴展數據并對該擴展數據濾波；時鐘產生電路，用于根據標準時鐘信號產生內部時鐘信號；內插電路，用于執行由數據擴展電路形成的濾波擴展數據的內插，以產生對由內部時鐘信號的抖動引起的相位誤差的補償的調整擴展數據值。
根據本發明的最佳實施方案，該內插電路可包括一個由內部時鐘信號控制的移位寄存器，以便對于連續的內部時鐘周期產生該濾波擴展數據的樣本。此外，該內插電路可包括一個存儲器，用于存儲代表該內部時鐘抖動的補償因子。該補償因子對于每個內部時鐘周期可以預先計算。一個由內部時鐘信號控制的地址產生器，可將表示存儲當前內部時鐘周期的補償因子的存儲單元的地址信號，提供給該存儲器。
根據該濾波擴展數據的樣本和該補償因子，該內插器計算調整的擴展數據值。例如，該內插電路可執行線性內插算法來確定該調整的擴展數據值。根該調整的擴展數據值，數-模轉換器可產生補償時鐘抖動的電壓。
該時鐘產生電路采用至少第一和第二標度比可將標準時鐘信號的周期轉換為內部時鐘信號的周期。為了減少時鐘抖動，可將采用第二標度比產生的內部時鐘周期均勻地分布在采用第一標度比產生的內部時鐘周期上。
根據本發明的一方面，在CDMA反向鏈路中提供了對由于時鐘抖動引起的相位誤差進行補償的系統。該補償系統包括采樣電路，響應由PN序列擴展的并由濾波器濾波的數字信號，用于為連續的內部時鐘周期產生擴展的數據樣本；一個存儲器，用于存儲代表該內部時鐘抖動的補償因子，和一個內插器，執行擴展數據的內插，以確定對由于時鐘抖動引起的相位誤差進行補償的調整擴展數據值。
根據本發明的方法，執行下面的步驟，以補償由內部時鐘信號中的抖動引起的相位誤差對由PN序列擴展的并由濾波器濾波的數字數據進行采樣，以便為幾個連續的內部時鐘周期產生擴展的數據樣本；和采用補償因子內插該擴展的數據樣本，以確定對由于時鐘抖動引起的相位誤差進行補償的調整擴展數據值。
從下面的詳細描述本領域的技術人員將容易理解本發明的其它目的和優點，只是通過簡單地說明執行本發明的補償的最佳模式，來描述和表示本發明的最佳實施例。正如將會理解的，本發明可有其它不同的實施方案，它的一些細節能夠在許多明顯的方面進行修改，而都不會偏離發明。因此，這些附圖和描述只是說明性質的而不是限制性的。
圖1是在CDMA電話機中的通常發射機的框圖；圖2是表示由時鐘信號中的抖動引起的相位誤差的簡圖；圖3是表示在通常的CDMA反向鏈路中發射的RF信號的模擬頻譜的簡圖；圖4是在本發明的CDMA電話機中的發射機的框圖；圖5是表示根據本發明的時鐘抖動補償技術的簡圖；圖6是表示在本發明的CDMA反相鏈路中發送的RF信號的模擬頻譜的簡圖。
雖然本發明一般適用于信號處理的領域。但實現本發明的最佳模式部分基于在CDMA系統中的反向鏈路的實現。
圖4表示根據本發明的CDMA移動電話機的發射機100。與圖1中所述的相同的該發射機100的元件帶有相同的標號。發射機100包括同相(I)信道和正交相位(2)信道，分別傳送發射電路42的同相和正交相位輸入，以產生QAM射頻信號，使用天線44發射到基地臺。將使用NRZ編碼方案進行編碼的信息序列經數據輸入21供給I和Q信道。
根據擴頻蜂窩系統的TIA/EIA/IS-95-A標準，將同相導頻PN序列PNI供給I信道，而將正交相位導頻PN序列PNQ供給Q信道。以等于1.2288 M片/秒的速率根據特征多項式產生這些周期性序列。
在該移動電話機中提供的標準號具有選擇的頻率fref，以保持所要求的CDMA信道頻率。例如，fref可等于14.4MHz。根據該標準信號，數字合成器46產生在頻率f×8上的內部時鐘信號，它可等于9.8304MHz，即等于片速率乘以8。將該內部時鐘信號供給I和Q信道，以提供它們操作的同步。
如上所討論的，如果fref=14.4MHz，且f×8=9.8304MHz，數字合成器46在該標準時鐘的375個周期里產生該內部時鐘的256個周期。因此，當將標準時鐘信號轉換到內部時鐘信號時，必須將該內部時鐘的119個周期從標準時鐘的375個周期中除去。因為不能將單一的標度比用于將標準時鐘信號轉換為內部時鐘信號，故375個標準時鐘周期的357個可用標度比等于1.5進行轉換，而其余的18個周期的標度比可設置為1。這種在標度比中的變化引起了作為該轉換的結果而產生的內部時鐘中的抖動。
為了減少該時鐘抖動，數字合成器46將該剩余的18個周期均勻地分布在375個標準時鐘周期上。因為375/18=20.8333…=120+0.8333…，將20個周期用于重復模式，其中用標度比1.5轉換19個周期的后面是具有標度比1的一個周期。因此，具有標度比1.5的18×0.8333…=15個周期留下來了。合成器46將這15個周期均勻地分布到該18個周期上，從而產生21個周期的15塊(標度比為1.5的20個周期和標度比為1的一個周期)，后面是20個周期的3塊(標度比為1.5的19個周期和標度比為1的一個周期)。
為了進一步減少時鐘抖動，該數字合成器46產生下面的序列，以便在21個周期的15塊上均勻地分布20個周期的3塊—21個周期的5塊，其中20個周期具有標度比1.5而1個周期具有標度比1；—20個周期的1塊，其中19個周期具有標度比1.5而1個周期具有標度比1；—21個周期的5塊，其中20個周期具有標度比1.5，而1個周期具有標度比1；—20個周期的1塊，其中19個周期具有標度比1.5，而1個周期具有標度比1；—21個周期的5塊，其中20個周期具有標度比1.5，而1個周期具有標度比1；
—20個周期的1塊，其中19個周期具有標度比1.5，而1個周期具有標度比1。
雖然上述的例子表示的是14.4MHz標準時鐘到9.8304MHz CDMA內部時鐘的轉換，在本領域的技術人員將理解，可將公開的技術用于從任何標準時鐘產生任何頻率的時鐘信號。
所示的上述時鐘轉換技術使時鐘抖動得以減小。然而，即使該減小的時鐘抖動也會引起顯著的相位誤差。因此，根據本發明，在CDMA發射機100中的I和Q信道的每個都包括一個相位誤差補償系統，對由時鐘抖動引起的相位誤差提供補償。
根據本發明，CDMA發射機100的I和Q信道，除了在Q信道中設有1/2片延遲以外具有相同的結構。因此，在圖4中只表示了I信道的元件，并在下面描述。
處理由同相導頻PN序列擴展的數據的CDMA發射機100的I信道包括一個乘法器22，將來自數據輸入21的NRZ數據乘以PNI序列。將乘法器22的輸出連接到上采樣電路26，后者通過因子8提供對該乘法器輸出值的上采樣。將由該上采樣電路26產生的該上采樣值供給n抽頭濾波器30，后者執行由TIA/EIA/IS-95-A規定的信號濾波。將該內部時鐘信號f×8供給FIR濾波器30，以支持信號濾波。
將在FIR濾波器30的輸出上產生的信號Vf供給了級移位寄存器102。例如，可由10比特字來表示信號Vf。由內部時鐘f×8控制該移位寄存器102，以產生與內部時鐘f×8的三個連續周期對應的信號Vf的三個樣本Vn-1，Vn和Vn+1。
將內插器104連接到移位寄存器102的輸出以接收樣本Vn-1,Vn和Vn+1。如后面將詳細說明的，內插器104實行線性內插算法以調整值Vn，從而補償由內部時鐘抖動引起的相位誤差。將存儲在存儲器106中的補償因子αn用于執行該內插。存儲器106具有256個單元，用于存儲表示內部時鐘f×8的256個周期的每個的內部時鐘抖動的3比特補償因子αn。采用該補償因子αn，內插器104產生在FIR濾波器30的輸出所產生的擴展數據的調整值Vn’。可以用執行規定的內插算法所需要的邏輯操作的硬件或軟件設備來實施該內插器104。模量256計數器108計數該內部時鐘周期，以提供表示存儲當前內部時鐘周期的補償因子αn的存儲單元的8比特地址信號。
將該調整值Vn’供給由內部時鐘f×8控制的數-模(D/A)轉換器34，以產生調整的I信道信號的模擬表示。經過抗混淆濾波器38，將該模擬信號Vi供給發射電路42的I輸入端。
為了說明根據本發明的補償技術，圖5表示分別代表具有和沒有時鐘抖動的D/A轉換器34的輸出上的示范性的信號Vi。由于加到D/A轉換器34的內部時鐘里的抖動Δtn=tn’-tn，在D/A轉換器34的輸出端產生的誤差電壓ΔVn=Vn’-Vn。因此，在無補償時，在時間t’n產生的是電壓Vn而不是電壓Vn’。
根據本發明的，內插器104執行線性內插，以計算在時間tn’的值Vn’，并輸出該計算值Vn’，而不是在此刻產生的實際值Vn。可以用于計算Vn’的線性內插算法如下ForΔtn＞0,Vn’(tn′)=Vn+(Δtn/T×8)(Vn+1-Vn)。
ForΔtn＜0,Vn’(tn′)=Vn+(Δtn/T×8)(Vn-Vn-1)。其中T×8=1/f×8是該內部時鐘的周期。
為了簡化這些表示，可用補償因子αn替代Δtn/T×8。則可將內插器104所執行的該線性內插算法表示如下Vn’(tn′)=Vn+αn(Vn+1-Vn),for αn＞0Vn’(tn′)=Vn+αn(Vn-Vn-1),for αn＜0Vn’(tn′)=Vn,for αn=0.
如上所討論的，由時鐘抖動引起的相位階躍ΔQP-P等于1個周期的34％。因此，補償因子的絕對值｜αn｜≤0.34。為了簡化用于執行該內插算法的硬件，該αn的值可在階躍0.1附近。因此，αn∈(-0.3,-0.2,-0.1,0,0.1,0.2,0.3}.
因此，由內部時鐘信號f×8控制的移位寄存器102對于該內部時鐘的三個連續周期產生樣本Vn+1,Vn和Vn-1。計算器108對該內部時鐘的周期計數，以產生表示該內部時鐘的當前周期的地址信號。存儲器106存儲為256個內部時鐘周期的每個預先計算的補償因子αn=Δtn/T×8。將該地址信號供給存儲器106，以便檢索當前周期的補償因子αn。
根據從存儲器106讀出的補償因子αn，內插器104執行上面定義的線性內插算法，以確定由I導頻PN序列擴展的并由濾波器30濾波的數據的調整值Vn’。因此，內插器104輸出對于每個內部時鐘周期調整的值Vn’，以補償由時鐘抖動引起的相位誤差。結果，使由D/A轉換器34產生的信號Vi在很大程度上與時鐘抖動引起的相位誤差無關。雖然以線性內插算法為例描述了本發明，本領域的技術人員將會知道，該內插器可執行任何規定的內插算法，以產生對時鐘抖動引起的相位誤差進行補償的擴展數據的調整值。
經過低通濾波器38，將信號Vi供給發射電路42的同相輸入I。如上所討論的，由發射機100的Q信道產生的信號Vq來驅動發射電路42的正交相位輸入Q。該Q信道具有與I信道的移位寄存器102和內插器104相同的移位寄存器和內插器。I信道和Q信道公用存儲器106和計數器108，以便以公共的補償因子αn供給兩個信道中的內插器。
除了I信道的元件之外，Q信道包括延遲電路29，用于將上采樣電路的輸出信號延遲1/2片，如在TIA/EIA/IS-95-A標準中所規定的，使該發射電路42執行交錯正交相移鍵控(QPSK)。將由發射電路42產生的調制射頻信號經天線44發送到基地站。
因此，本發明提供由時鐘抖動引起的相位誤差的補償。正如表示本發明的CDMA反向鏈路中的發送射頻信號的模擬頻譜的圖6所示，與通常的CDMA系統相比，顯著地改善了該射頻信號的相鄰信道功率比(ACPR)。在圖6所示的例子中，在中心頻率上的信道內功率是大約6dBm，而在距該中心頻率900KHz偏移測得的相鄰信道功率是大約-40dBm。這兩個值間的差表示ACPR等于大約46dB。
已經描述了為CDMA反向鏈路中的時鐘抖動引起的相位誤差提供補償的系統。在濾波之后，將由導頻PN序列擴展的數據供給移位寄存器，后者為內部時鐘的連續周期產生幾個數據樣本。存儲器存儲對于內部時鐘的每個周期預先計算出的補償因子。計數器對內部時鐘周期進行計數，以便將表示存儲當前內部時鐘周期的補償因子的存儲單元的地址信號，供給存儲器。根據該數據樣本和補償因子，內插器執行內插算法，以產生對內部時鐘里的抖動引起的相位誤差進行補償的調整擴展數據值。
在這里，只是表示和描述了本發明的最佳實施例，但應理解，在這里所示的本發明構思的范圍內本發明可有許多變化和修改。
權利要求
1．一種擴頻通信系統，包括數據擴展電路(22)(30)，用于通過PN序列擴展數據并濾波該擴展的數據，時鐘產生電路(46)，用于根據標準時鐘信號產生內部時鐘信號，和內插電路(104)(102)(106)(108)，用于對由該數據擴展電路形成的濾波擴展數據執行內插，以確定對由內部時鐘信號里的抖動引起的相位誤差進行補償的調整的擴展數據值。
2．根據權利要求1的系統，其中所述的內插電路包括一個由內部時鐘信號控制的移位寄存器(102)，對于連續的內部時鐘周期產生濾波擴展數據的樣本。
3．根據權利要求2的系統，其中所述的內插電路還包括一個存儲器，用于存儲對于每個內部時鐘周期預先計算出的補償因子，用來補償因內部時鐘抖動引起的相位誤差。
4．根據權利要求3的系統，其中所述的補償因子代表內部時鐘抖動。
5．根據權利要求4的系統，其中所述的內插電路還包括一個由內部時鐘信號控制的地址產生器，用于對所述存儲器提供地址信號，該地址信號指示存儲當前內部時鐘周期的補償因子的存儲器單元。
6．根據權利要求5的系統，其中所述的內插電路還包括內插器(104)，根據濾波的擴展數據和補償因子計算調整的擴展數據值。
7．根據權利要求6的系統，其中所述的內插電路執行線性內插算法，以計算調整的擴展數據值。
8．根據權利要求7的系統，還包括一個數-模轉換器(46)，根據調整的擴展數據值產生補償時鐘抖動的電壓。
9．根據權利要求1的系統，其中所述的時鐘產生電路使用至少第一和第二標度比將標準時鐘信號的周期轉換為內部時鐘信號的周期。
10．根據權利要求9的系統，其中所述的時鐘產生電路將使用第二標度比產生的內部時鐘周期均勻地分布在使用第一標度比產生的內部時鐘周期上。
11．一種發射機，具有時鐘產生器，用于根據標準時鐘信號產生內部時鐘信號；對由內部時鐘信號里的抖動引起的相位誤差進行補償的系統，該發射機包括采樣電路(102)，根據由PN序列擴展并由濾波器濾波的數字數據，對于連續的內部時鐘周期產生擴展數據樣本，存儲器(106)，用于存儲代表該內部時鐘抖動的補償因子，和內插器(104)，根據該擴展數據樣本和該補償因子，執行對濾波擴展數據的內插，以確定對由內部時鐘抖動引起的相位誤差進行補償的調整擴展數據值。
12．根據權利要求11的發射機，還包括一個由內部時鐘信號控制的計數器(106)，用于對所述存儲器提供地址信號，該地址信號指示存儲所需要內部時鐘周期的補償因子的存儲單元。
13．根據權利要求11的發射機，其中所述的采樣電路包括一個由內部時鐘信號控制的移位寄存器(102)。
14．根據權利要求11的發射機，其中所述的補償因子是基于內部時鐘抖動和內部時鐘信號的周期預先計算的。
15．在具有用于根據標準信號產生內部時鐘信號的內部時鐘產生器的擴頻中，一種補償由內部時鐘信號里的抖動引起的相位誤差的方法，包括步驟對由PN序列擴展并由濾波器濾波的數字數據進行采樣，以產生若干連續內部時鐘周期的擴展數據樣本，和使用補償因子對該擴展數據樣本采樣，以確定對由時鐘抖動引起的相位誤差進行補償的調整擴展數據值。
16．根據權利要求15的方法，其中所述的采樣步驟包括步驟由內部時鐘信號控制移位該擴展數字數據。
全文摘要
一種CDMA反向鏈路具有用于對CDMA反向鏈路中的時鐘抖動引起的相位誤差提供補償的系統。在濾波以后,將由導頻PN序列擴展的數據供給移位寄存器,它為內部時鐘的連續周期產生若干數據樣本。一個存儲器存儲代表時鐘抖動的,對于每個內部時鐘周期預先計算的補償因子。一個計數器計數內部時鐘周期,以便對該存儲器提供地址信號,該地址信號表示存儲當前內部時鐘周期的補償因子的存儲單元。根據該數據樣本和該補償因子,內插器執行內插算法,以確定對由內部時鐘里的抖動引起的相位誤差進行補償的調整擴展數據值。
文檔編號H04J13/04GK1297624SQ99805166
公開日2001年5月30日 申請日期1999年12月13日 優先權日1998年12月18日
發明者R·莫興德拉 申請人:皇家菲利浦電子有限公司