專利名稱：阻抗檢測裝置和檢測方法
一般地說，本發明涉及用于檢測適量的物理變量的裝置及其檢測方法，具體地說，涉及一種檢測適量的物理變量的裝置及其檢測方法，用以提供與能被數字處理的量相應的信號。
作為適于檢測物理量變化之檢測電路的現有技術實例，譬如在1988年出版的日本專利未審公開特開昭63-108257中有所描述。
圖1是表示特開昭63-108257中描述的現有技術檢測電路的方框圖。這個檢測電路預定是要檢測濕度這一物理量的，它包括帶濕度傳感器54的振蕩單元51，F-V轉換器52和對數放大器53。濕度傳感器54被設計成它的電阻隨環境濕度的變化而變。于是，這種電阻的變化引起振蕩單元51改變其振蕩頻率。振蕩單元51的輸出信號往下被輸入到F-V轉換器52，在那里將信號的頻率轉換成直流電壓。從F-V轉換器52輸出的直流電壓信號接下去被輸入給對數放大器53，直流電壓在此按對數方式被放大。按照這種方式，這種檢測電路根據對數放大器53的輸出電壓值顯示環境濕度。
日本專利公開特公平2-22338中描述了另一種現有技術的檢測電路。這種檢測電路像上述JP-63-108257的情況一樣，也檢測濕度的變化。雖然這里未予示出，該檢測電路包括一個用于檢測的積分器，此積分器包含電容濕度傳感器，電容值的變化與濕度相應，該檢測電路還包括一個用于比較的參考積分器，其時間常數不改變。這個檢測電路工作時，相同的脈沖信號輸入兩個積分器，從每個積分器輸出的信號間的差是由差分放大器供給的，此最大差值進一步由峰值保持電路作為直流電壓信號輸出。因而該檢測電路可以根據峰值保持電路的輸出電壓給出環境濕度。
日本專利未審公開特開昭63-27720描述了又一種檢測電路的現有技術實例。圖2是表示JP-63-27720中描述的用于重量檢測的檢測電路的電路圖。
近些年來，積分電路技術已有所發展，而且通過使用專用于信號處理等的處理器，可以很容易地實現需要復雜的乘積/求和運算的數字信號處理。由于在采用軟件控制的情況下，這種數字信號處理使時間分割處理等成為可能，因而可使大量的復雜信號得到處理，以便準確地顯示各種信息，另一方面避免了需要大尺寸和加大成本的設施。
然而，上述日本專利公開JP-63-108275和JP-2-22338中所描述的每一種檢測電路從它的輸出端輸出其值與物理量有關的模擬信號或電壓。因此，為了對其進行數字化處理，必須借助附加的A/D轉換器將這種輸出電壓轉換成數字信號。為此，如果引入諸如微型計算機等數字處理裝置去處理這種檢測電路的輸出，那么，這當中就需要更為復雜的結構，如A/D轉換器，從而引出加大整個裝置的尺寸并增大成本的問題。特別是當對于這種檢測電路的大量信號輸出需要并行實時處理時，就必須并行地設置與這種檢測電路的信號數量相同的大量A/D轉換器，使上述問題更加突出。
另一方面，如圖2所示，日本專利公開特開昭63-27720中描述的檢測電路包括振蕩單元42，它包含運算放大器42a，42b和傳感器41，該傳感器根據加于其上的重量改變電容。振蕩單元42的振蕩頻率響應傳感器41電容的變化而變。振蕩單元42中還設有可變電阻43，用以調節振蕩頻率的基頻。
振蕩電路42的輸出信號輸入包含晶體管46a的放大器46。放大器46放大振蕩單元42的輸出信號，使有足夠的幅值，微型計算機45中的計數器47可計數振蕩信號的波數。因此，計數器47計數在預定的時間內放大的信號的波數，并將計數值輸出給微型計算機45內的處理單元48。電壓設定電路44依序設定預定的直流電壓。此直流電壓被輸入到微型計算機45內的A/D轉換器49，它在那里被轉換成數字信號，然后再被輸出至處理單元48。處理單元48利用從A/D轉換器49輸入的數字值作為轉換系數，從所述計數值計算傳感器41的電容。
在圖2所示的檢測電路中，振蕩單元42將傳感器41的電容變化轉換成頻率的變化。然后，計數器47計數來自振蕩單元42的頻率信號的波數，可將傳感器41的電容變化顯示為數字信號。
然而，在圖2所示的檢測電路中，在運算放大器42a等的輸入端不可避免地要形成寄生電容。因此，當必須使用具有極小電容的傳感器41時，由于寄生電容的影響，傳感器41的電容變化不會引起足以看得出的輸出信號頻率改變。特別是在為顯示傳感器41電容的變化而計數振蕩單元42在預定時間內輸出信號的波數的方法中，只有超過一定程度的頻率變化才最終表示波數的變化。于是，這就引出在振蕩頻率變化未達到該程度時，難于找準傳感器41電容變化的問題。為了解決上述問題，就企圖使振蕩單元42的振蕩頻率較高，并使用非常高速的計數器47。但結果將會引起電路的結構更為復雜，并因此而使裝置更為昂貴。此外，當在分立的芯片上形成振蕩單元42的運算放大器42a和傳感器41時，所述寄生電容會變得相當大。因此，這種增大的寄生電容將使得振蕩單元42難于產生穩定的振蕩。
另外，在圖2所示的檢測電路中，必須將被計數的波數變化轉換成在處理單元48中經過數字處理的電容值的變化。然而，上述振蕩單元42的振蕩頻率難于表現出與傳感器41的電容值的簡單正比關系。換言之，為了實時表現傳感器41電容的變化，處理單元48中必須在高速下進行諸如平方運算和求逆運算等復雜運算。因此，除非采用特別昂貴和高性能的微型計算機，處理單元48的大部分能力將完全被用于這些運算。
本發明用于解決現有技術中的這些問題。因此，本發明的目的在于提供一種使用振蕩單元的檢測裝置和檢測方法，其輸出頻率可靠地隨阻抗，如傳感器的電容而變化。
本發明的另一目的在于提供一種使用振蕩單元的檢測裝置和檢測方法，其輸出頻率基本上正比于阻抗，如傳感器的電容而變化。
本發明的又一目的在于提供一種檢測裝置和檢測方法，能恒定地獲得傳感器電容的變化，而無損于簡單的結構，也無損于傳感器電容的值和寄生電容的值的考慮。
本發明的再一目的在于提供一種使用振蕩單元的檢測裝置和檢測方法，其輸出頻率隨傳感器電容變化，其中為使振蕩輸出幅值的變化不影響電容值的檢測，可使振蕩單元提供方波。
為實現本發明的目的，本發明的檢測傳感器阻抗的裝置，其中的阻抗隨至少一個傳感器所檢測的物理量變化，所述裝置包括用于將傳感器阻抗轉換成振蕩信號的阻抗-頻率轉換單元，所述振蕩信號的頻率與傳感器阻抗對應；還包括用于計數預定時間內的振蕩信號波數以便輸出計數值的計數器；其中所述阻抗-頻率轉換單元包括具有傳感器阻抗的振蕩器，用于產生方波信號，作為振蕩信號。
在上述裝置中，振蕩器最好是維恩橋式振蕩器，它包括具有可變增益的放大器和放大器的正反饋電路，其中正反饋電路包括電阻或電容，作為傳感器的阻抗，并選擇所述放大器增益與所述反饋電路的正反饋比之積大于或等于1。另外，最好使傳感器阻抗的一端連到一個參考電位上。
上述裝置還可進一步包括附加的傳感器和計數器，其中阻抗-頻率轉換單元還包括多個各自帶有附加傳感器阻抗的附加振蕩器，用以對每個附加計數器產生方波信號，作為附加振蕩信號，附加振蕩信號的頻率分別與附加傳感器阻抗對應。在本裝置中，最好使各傳感器構成諧振器陣列。
按照本發明的另一方面，提供一種用于檢測傳感器阻抗的裝置，所述阻抗可響應至少一個傳感器的被檢測物理量而變化，所述裝置包括阻抗-頻率轉換單元，用以將傳感器阻抗轉換成振蕩信號，其頻率與傳感器阻抗對應；該裝置還包括計數器，用以計數預定時間內的振蕩信號的波數，以便輸出一計數值。其中所述阻抗-頻率轉換單元包括阻抗-電壓轉換器，用以提供與傳感器阻抗對應的輸出電壓，此單元還包括帶可變阻抗元件的振蕩器，所述元件的阻抗隨阻抗-電壓轉換器的輸出電壓變化，用以產生振蕩信號。另外，振蕩信號的頻率取決于所述元件的變化的阻抗。
第二方面的裝置最好包括一個位于阻抗-電壓轉換單元與振蕩器之間的電壓附加單元，用以給阻抗-電壓轉換器的輸出電壓附加一個預定的直流電壓。附加的電壓被提供給振蕩器的可變阻抗元件。
在第二方面的裝置中，最好由第一MOSFET的漏極-源極電阻形成振蕩器的可變阻抗元件，此電阻可因加給柵極的電壓而變化，而且電壓加法單元包括第二MOSFET，其柵極被連接成接收與傳感器阻抗對應的輸出電壓，其漏極被連接到可變負載電阻，以便對第一MOSFET的柵極提供一附加電壓。
在第二方面的裝置中，最好傳感器阻抗是電容，而且阻抗-電壓轉換器包括(a)第一運算放大器，該放大器有被連接成通過一個電阻接收來自可變電壓發生器的輸入電壓，并通過彼此并聯連接之電阻和第一開關連到它的輸出端的反相輸入端，還有被連接成通過傳感器阻抗接收輸入電壓并通過一個開關接收參考電壓的同相輸入端，其中在所述開關被斷開時輸入電壓是可變的，(b)第二運算放大器，此放大器有被連接成通過一個電阻接收來自可變電壓發生器的輸入電壓，并通過彼此并聯之電阻和第二開關連到它的輸出端的反相輸入端，還有被連到參考電壓線端的同相輸入端，以及(c)第三運算放大器，它有被連接成接收第一運算放大器輸出電壓的同相輸入端，和被連接成接收第二運算放大器輸出電壓并通過彼此并聯的可變電阻和第三開關被連到輸出端的反相輸入端，其中所述輸出端被連到第二MOSFET的柵極，第一至第三開關被接通，以復位阻抗-電壓轉換單元，并在開始阻抗測試之前斷開第一至第三開關。在復位或初始化周期，接通第一至第三開關，而在開始測試周期之前，斷開它們。
按照本發明，一種檢測傳感器電容的方法，所述電容響應傳感器所檢測之物理量而變化，包括以下步驟(a)將傳感器的電容轉換成與之相應的電壓，(b)響應所轉換的電壓改變元件的阻抗，(c)從振蕩器產生頻率信號，此信號響應元件的阻抗而變化，(d)計數在預定時間內來自振蕩器的頻率信號的波數，從而將傳感器電容轉換成數字形式的振蕩頻率信號。
圖1是表示現有技術用于檢測傳感器電容之檢測電路的方框圖；圖2是表示另一種現有技術用于檢測傳感器電容之檢測電路的方框圖；圖3是示意性地表示本發明用于檢測傳感器電容之檢測電路的方框圖；圖4表示圖3所示裝置的振蕩信號產生單元所用維恩橋式振蕩器的詳細結構；圖5是表示圖4所示維恩橋式振蕩器之模擬實例的閉環增益與振蕩頻率之間關系的曲線；圖6是與各閉環增益有關的曲線，每條曲線表示圖4所示模擬實例維恩橋式振蕩器的傳感器電容與振蕩頻率之間的關系；圖7是諧振器陣列結構的傳感器平面視圖；圖8是表示圖7所示模擬實例諧振器陣列的振蕩頻率與幅值之間關系的曲線；圖9是部分圖7所示諧振器陣列的示意截面圖；圖10是表示諧振器陣列的傳感器電容變化的曲線；圖11是使用圖7所示諧振器陣列和圖4所示振蕩器的傳感器電容檢測裝置的方框圖；圖12和13表示可用作圖3所示裝置之振蕩信號發生單元的振蕩器的電路圖；圖14是表示圖3所示裝置之振蕩信號發生單元的另一種結構方框圖；圖15表示用于說明圖14中振蕩信號發生單元的操作的時間特性曲線；圖16是表示圖14所示電壓輸出電路模擬實例的傳感器電容與輸出電壓之間關系的曲線；圖17是圖16所示曲線的放大曲線；圖18是表示在圖14所示電壓輸出電路的一個實施例中所得的傳感器電容與輸出電壓之間關系的曲線；圖19是表示在圖14所示振蕩信號發生單元模擬實例中傳感器電容與振蕩頻率之間關系的曲線。
圖3是一般性地表示本發明檢測系統的方框圖，包括檢測裝置1和數字信號處理裝置2。檢測裝置1包括具有傳感器8的振蕩信號發生單元3和計數器4，它提供與被傳感器8轉換之物理量對應的數字信號，此信號可由數字信號處理裝置2直接處理。數字信號處理裝置2包括峰值保持單元5、電容轉換單元6和幅值檢測單元7，并根據計數器4所提供的信號識別由傳感器8轉換的物理量。電容轉換單元6是由峰值保持單元5提供的峰值電壓計算電容值的裝置。幅值檢測單元7是由電容轉換單元6的電容值計算諧振信號幅值的裝置。
圖4是與圖3所示檢測裝置1結合的振蕩信號發生單元3第一實施例的電路圖。所述單元3被做成維恩橋式振蕩器，它利用有頻率選擇能力的反饋電路網絡把正反饋用于放大器。具體地說，所述反饋電路網絡由包括電阻31和電容35的串聯電路的第一阻抗部分37和包含電阻32和電容36的并聯電路的第二阻抗部分38形成。此反饋電路網絡把正反饋加給運算放大器9的同相輸入端或輸入點，同時，運算放大器9的反相輸入端或輸入點被第三和第四電阻33和34加給負反饋。第二阻抗部分38有一端連到接地點39，它的電容36由圖3所示的傳感器8構成。
在圖4所示的帶傳感器電容36的維恩橋式振蕩器3中，放大器的增益，即具有負反饋的閉環增益A可由下述方程表示A＝1+R4/R3 …(1)方程(1)中的R3和R4分別是電阻33和34的阻值。由于所述反饋電路網絡，包含傳感器電容的整個振蕩器的增益G被下述方程表示為閉環增益A與正反饋系數的積G＝(1+R4/R3)/(1+R1/R2+C2/C1) …(2)方程(2)中的R1和R2分別是電阻31和32的阻值，C1和C2分別是電容器35和36的電容。當增益G基本上為“1”時，振蕩器3的振蕩頻率可由下式表示f＝1/(2π)*(C1*C2*R1*R2)-1/2…(3)一般地說，將振蕩器各元件的各常數設定得使增益G總是大于1。不過，實驗已經表明，在1之后增益G增加得較快，圖4中所示的維恩橋式振蕩器3的振蕩頻率f逐漸偏離方程式(3)所表示的理論值。預先對此進行詳細分析，明白這一現象部分是由于運算放大器9的非線性等原因導致的。
圖5是表示振蕩頻率f與閉環增益A之間關系的曲線，圖4所示的振蕩器3的模擬實例中，閉環增益A與增益G成正比，這里假設R1＝R2＝R3＝50kΩ，C1＝100fF，C2＝50fF，R4是可變的。當增益G等于1時，也即當閉環增益A等于2.5時，本例中的振蕩頻率f接近45MHz。所得的45MHz的頻率基本上與由方程(3)算得的相等。然而，隨著閉環增益A從2.5逐漸增大時，所得的振蕩頻率f就逐漸變小，有如圖5所示者。
圖6是表示圖4所示振蕩器3的模擬實例中電容器36的電容C2與對于各閉環增益A的振蕩頻率f之間關系的曲線，其中設R1＝R2＝R3＝50kΩ，C1＝100fF。如圖6所示，只要C2接近或大于200fF，由于閉環增益A的變化，振蕩頻率f就不會非常大地改變。另一方面，當C2小于約200fF時，頻率f的變化對C2的變化之比隨閉環增益A的不同值而較大地改變。例如，采用C2＝300fF，則當A是2.5時，頻率f為1.84MHz；而當A為11時，頻率f是11.83MHz，兩種情況之間并未表現明顯的差異。然而，若C2在從200fF到10fF的范圍內，當A＝2.5時，頻率f則從22.5MHz到100MHz大范圍變化，而當A＝11時，頻率f則在從13.98MHz到19.86MHz范圍較大地變化。因此，通過改變閉環增益A，能夠調節靈敏度，即振蕩頻率的變化對電容C2的變化之比。利用電阻33或34的可變阻值，或者通過用其它電阻替換這些電阻，可使閉環增益A改變。
可將圖3中所示的傳感器8(或圖4中所示的電容36)構成諧振器陣列。圖7是可用于此前已由本發明或其它所提出的本發明檢測系統的諧振器陣列20的平面圖。陣列22包括由單獨一個橫梁23和多個豎梁24連接的第一膜片21和第二膜片22，所述多個豎梁的長度互不相同，并按預定的間隔平行排列，而且基本上與橫梁23正交。
諧振器陣列20構成模擬地替代人耳系統，其一般的動作情況如下。當給第一膜片21提供可聽頻帶的振動信號時，此振動信號從第一膜片21通過橫梁23傳到第二膜片22。在傳送過程中，每個豎梁24按它們各自的諧振頻率開始振動。換句話說，豎梁24從被傳送的振動信號吸收基本上與它們各自的諧振頻率相符的頻率分量而振動，從而輸入的振動信號被分成各自的頻率分量。圖8是表示各豎梁24處振動幅值作為頻率f之函數的曲線。正如從此曲線也可清楚看出的，當檢測某些豎梁24的振動振幅時，可以從輸入到第一膜片21的振動信號分離出并顯示多種頻率分量。
圖9是被設計用來檢測一個豎梁24的機械振動振幅W的傳感器8的示意截面圖。如圖9所示，傳感器8包括位于豎梁24底面上的梁電極25，和面對此梁電極25的靜止電極26。采用這種結構，梁電極25與靜止電極26之間形成一個電容器。兩個電極25和26之間的距離D隨豎梁24的振動而改變，此電容器的電容又以反比方式隨距離D變化。傳感器8的這種結構方式，即按照所檢測的機械振動而改變它的電容。因此，圖9所示的傳感器8可被用為圖4所示振蕩器3中的電容器36。
圖10是表示由圖9所示傳感器8形成的電容器36的電容C2作為時間函數變化的曲線。如圖10所示，電容器36的電容C2在最大電容Cmax與最小電容Cmin之間以周期方式變化，該周期與豎梁24的機械振動周期T相符。當電容器36表現出如圖10所示之變化的電容C2的時候，振蕩頻率f響應閉環增益A而變，有如圖6所示者。具體地說，振蕩頻率f取與最大電容Cmax對應的最小頻率fmin，和與最小電容Cmin對應的最大頻率fmax。
如上所述，將圖4中振蕩器3的各元件設定成使增益G總是大于1。因此，振蕩器3的振蕩幅值輸出隨通電時間單調增加，隨之而來的是，從振蕩單元3的輸出端10(見圖4)輸出一個脈沖振蕩波形信號，在電源電壓下其幅值飽和。圖3所示的計數器4接收此脈沖波形信號，并計數在預定時間內信號中所含脈沖或波的數目(或波數)。可由簡單電路，如帶清除功能的普通二進制計數器等實現計數器4。具體地說，計數器4接收脈沖波形信號作為輸入時鐘信號，還接收具有預定周期的清除信號用以復位計數器4，并對預定的周期計數所述時鐘信號。結果，如果計數器輸出一個比如8位二進制信號，則計數器就可輸出255個時鐘信號。因此，可將振蕩頻率f轉換成由二進制數字信號表示的計數器4的計數值，于是可將計數值直接輸入圖3所示的數字信號處理裝置2。有如前面參照圖3所描述的那樣，數字信號處理裝置2包括峰值保持單元5、電容轉換器6和幅值檢測單元7。雖然可由專用處理器實現數字信號處理裝置2，但也可以采用微型計算機，用于附帶地實現其它控制等。
從計數器4輸入的計數值具有與最小頻率fmin對應，因此也與圖10中的最大電容Cmax對應的最小計數值CNTmin，還具有與最大頻率fmax對應，因此也與圖10中的最小電容Cmin對應的最大計數值CNTmax。于是，峰值保持單元5檢測最小計數值CNTmin和最大計數值CNTmax，并將它們保持在單元5中的寄存器中。
電容轉換單元6將最大計數值CNTmax轉換成最小電容Cmin，而將最小計數值CNTmin轉換成最大電容Cmax。為實現這些轉換，以響應圖4所示振蕩器3的閉環增益A的方式，預先已將圖6所示的電容C2與振蕩頻率f之間的相互關系，也即電容C2與計數器4的計數值之間的相互關系存入設于數字信號處理裝置2中的存儲器內。因而，利用計數值CNTmax和CNTmin選址，可從所述存儲器檢索電容C2，從而能夠實現所述轉換。
因此，根據圖9所示的二電極25和26間的距離D可以依次得出電容的Cmax和Cmin。下一步，幅值檢測單元7將最大電容Cmax轉換成最小距離Dmin，而將最小電容Cmin轉換成最大距離Dmax。雖然類似于上述方式，利用數字信號處理裝置2中設置的存儲器也能實現這些轉換，但可從表示所述電容器的電極間距離與其電容值之間關系的方程計算最小和最大距離。通過計算最大距離Dmax與最小距離Dmin之間的差，可以顯示豎梁24的振幅W，從而使之能夠檢測被加給諧振器陣列20的膜片21的振動信號中具有特定頻率分量的信號的幅值。
如上所述，諧振器陣列20把一個輸入的振動信號分成多個頻率分量，而且并行地輸出這些頻率分量作為在豎梁24處具有振幅W的多個機械振動。因此，為了實時地檢測輸入的振動信號中所包含的各頻率分量，必須通過上述途徑并行地計算豎梁24的振幅W。圖11是表示被設計用來檢測振幅W的裝置的部分方框圖。圖11中的每個電路11都與圖4中所示電路方框35相同，因而除去電容器36外，也與振蕩電路單元3相同。諧振器陣列20由電連接的多個導電元件制成，其中一部分被連到接地端39。彼此并行排列的電路11的輸入端12被連到各豎梁24引導端處的那些面對電極25的靜止電極26。采用這種結構，以類似于參照圖4所說明的方式，各電路11的輸出端10以同樣的方式輸出多個脈沖信號，使得這些信號被輸入計數器4。按照這種方式，可按對各頻率分量為同樣的方式得到各個幅值。
在采用圖4所示振蕩器3的檢測裝置1和計數器4中，電容器36的傳感器電容值C2作為以二進制數字信號表示的計數值被輸出。由于此計數值可以像它們在數字信號處理裝置2時那樣被加工，所以任何所需要的A/D轉換器都可被省略。特別是當采用圖11所示的諧振器陣列時，由于豎梁24的振幅W作為數字計數值被輸出，所以可以省略多個A/D轉換器，從而使結構更為簡單。
在采用圖4所示振蕩器3的檢測裝置1和計數器4中，振蕩器3的增益G被設定得大于1，使得從它的輸出端10輸出一個脈沖信號。通過確定各波超過一個預定的閾值電壓的時間點，計數器4計數波的數目。因此，采用振蕩單元3的脈沖輸出信號，就可以防止因從振蕩單元3輸出的幅值變化各確定的時間點沿時間軸方向移動。當產生脈沖輸出信號的諧振器3被用為電路11時，因為避免了確定的時間點的移動，所以能精確地顯示豎梁24的振幅值W。另外，振蕩器3的輸出信號總是脈沖信號，這種脈沖信號為電源電壓所飽和。因而，即使存在干擾、隨時間而起的質量變化、有幾部分振動等，輸出信號的幅值將超過所述閾值電壓，而不會減弱。于是，避免了計數器4發生錯誤。
當維恩橋式振蕩器3的振蕩頻率f響應電容C2的變化而改變時，利用計數器4的工作速度可限制頻率f變化的誤差。這是因為當頻率f過高時，對于計數器4而言，難于計數每個脈沖而無遺漏。另一方面，由于電容C2的改變量由傳感器8的特性確定，所以為了調整振蕩頻率f的變化范圍而控制電容C2一般地說是困難的。不過，在檢測裝置1中，可以根據計數器4的工作速度，通過改變振蕩器3的閉環增益A調整振蕩頻率f的變化范圍。進而，由于只要增益G等于或大于1，就總是輸出同樣的脈沖波形，所以能夠調整所述變化范圍而不會引起任何其它的麻煩。
在檢測裝置1的振蕩器3中，一端連到接地端39的電容器36由傳感器8構成。所以當有多個傳感器8與電路11一起被使用，形成如圖11所示的振蕩器3時，可將每個傳感器8的一端連到一條公用線上。如果類似于諧振器陣列20那樣，在一個硅片上形成多個傳感器8，可以毫不費力地形成這些傳感器，其中每一個預先都有一端互相連接。因此，如果這些傳感器8被用來形成多個振蕩器3，則可將各傳感器的互相連接端在一點處連到接地線39。這就排除了把每個傳感器8的一端分別連到接地線39的麻煩操作，從而使得能夠使檢測裝置1的結構明顯地簡單。
如果檢測裝置1只有單獨一個具有傳感器8的振蕩器3，可將圖4中的其它電子元件，如電子31或電容35構成為用以確定振蕩頻率f的傳感元件8。另外，所有這些電子元件可構成傳感元件8。
在上面的具體實施例中，傳感器8被形成為電容器36，它的電容C2因被檢測的物理量的變化而改變。然而，傳感器8并不限于上述這種。另外，比如可以利用傳感器8，它的電阻值因被檢測之物理量的變化而改變。再有，當諧振器陣列20(圖7和9)作為多個傳感器8因所檢測的機械振動而改變它的電子特性時，除了上述之外，可以使用多種傳感器8，它們因濕度、溫度、磁性、壓力、光、氣體、或任何其它物理量的改變而改變所述電子特性。
此外，振蕩器3也不限于維恩橋式振蕩器，其它類型的振蕩器也可用以替代。例如，也可采用有如圖12所示那樣的使用運算放大器的方波振蕩器。在這種情況下，至少電容40和電阻41，42，43中的任何一個均可構成為傳感器8，結果，由傳感器8檢測的物理量的變化可以作為方波振蕩信號的基波頻率的變化而被輸出。另外，可以使用如圖13所示的采用CMOS施密特電路44的方波振蕩器。在這種情況下，當至少電容46和電阻45中之一被構成為傳感器8時，由此傳感器8所檢測的物理量的變化可被作為方波振蕩信號的基波頻率的變化被輸出。當一端連到接地線39的元件，如圖12或13中的電容40或電容46被構成為傳感器8，并使檢測裝置1構成為包括多個振蕩單元3(所述振蕩單元3包括多個并行排列的傳感器8)時，可使所述裝置明顯地被簡化，因為預先可在硅芯片上的一點處將各傳感器8的一端一起連到接地線，就像諧振器陣列20的情況那樣。代替各傳感元件的一端連到接地線，還可以將它們連到另一個參考電位線，如正的或者負的電源線上，以此可使裝置簡化。
另一種不同的振蕩器可被用于檢測裝置1中，當利用LC振蕩單元時，可以采用這種因被檢測之物理量的變化而改變其阻抗的傳感器。另外，甚至可以利用一種振蕩單元，這種振蕩單元給出幅值比電源電壓小的脈沖信號，或者如果振幅大于一個閾值電壓，它給出正弦波形信號。
利用圖4中所示的每個振蕩器3和圖7中所示作為傳感器8的諧振器陣列，構成檢測裝置1的一種實施例。每個振蕩單元3的各元件的常數如下R1＝R2＝R3＝50kΩ，R4＝500kΩ和C1＝100fF。于是，閉環增益A被計算為11。計數器4計數波數的周期(參考時間段)被選為6.7μS。
在這個試驗裝置中，將5KHz的正弦波作為檢測信號加給諧振器陣列20的第一膜片21。結果，在5KHz正弦波每個周期的30個點處計數波數的情況下，最大計數值CNTmax為134，最小計數值CNTmin為78。由這些計數值CNTmax和CNTmin得到最大頻率fmax＝20.0MHz，而最小頻率fmin＝11.6MHz。由它們進一步又得到電容器36的電容C2從最小電容Cmin等于10fF(Cmin＝10fF)變到最大電容Cmax等于500fF(Cmax＝500fF)。然后如上所述，根據這些電容Cmin和Cmax可以顯示諧振器陣列20中形成的豎梁24的振幅W。采用被選為11的閉環增益A，振蕩頻率f的變化范圍從11.6MHz延伸到20.0MHz，這就提供一個足以能由一般意義的高速CMOS-IC計數器等計數的頻率范圍。進而，即使是平均，由于波的計數1對應于大約等于9fF的電容變化，所以能以足夠的靈敏度實現所述檢測。另外，由于可由具有8位二進制輸出的計數器計數波數，所以還可使計數器4的結構得以被簡化。
圖14是表示本發明圖3所示檢測裝置1的振蕩信號發生單元3另一個實施例的方框圖，它包括可變電壓發生器60、電壓輸出電路70、電壓加法電路80、振蕩器90和控制單元(未示出)。振蕩器90從輸出端OUT9對圖4所示的計數器4提供一個振蕩輸出信號Fout，并且計數器4依次計數在預定的時間段內信號Fout的波的數目(或波數)。控制單元控制可變電壓發生器60、電壓輸出電路70和振蕩器90。可變電壓發生器60產生電壓Vh或Vh+ΔV，作為對電壓輸出電路70的輸入端IN7的輸入電壓Vin。控制單元控制電壓輸出電路70和振蕩器90中的開關接通/斷開。控制單元可以控制計數器4的復位或清除操作(圖3)。
電壓輸出電路70包括第一到第三運算放大器OP4-OP6。電阻Ri1被接在第一運算放大器OP4的電壓輸入端或輸入點(Vin)與反相輸入端或輸入點之間，而包含彼此并聯連接之電阻Rf1和開關SW11的反饋電路被連到第一運算放大器OP4的輸出端或輸出點與反相輸入端之間。傳感器8因被檢測的物理量(如壓力、振動、溫度、氣體密度等)的變化而改變其電容，它被連接在運算放大器OP4的同相輸入端或輸入點與電壓輸入端IN7之間。所述同相輸入端經開關SW12被連到(提供參考電位Vh的)參考電位線端Vh。于是，上述這些元件構成電容/電壓轉換電路，用以將傳感器8的電容Cs轉換成輸出電壓V1。
電阻Ri2被接在第二運算放大器OP5的反相輸入端或輸入點與電壓輸入端IN7之間，而包含彼此并聯連接之電阻Rf2和開關SW13的反饋電路被接在第二運算放大器OP5的輸出端或輸出點與反相輸入端之間。運算放大器OP5的同相輸入端或輸入點被連到參考電位線端Vh。
第一運算放大器OP4的輸出端通過彼此串聯連接的分壓電阻Rh3和Rg3被連到參考電位端Vh，二分壓電阻的連接點被連到第三運算放大器OP6的同相輸入端或輸入點。電阻Rh3具有固定的阻值，而電阻Rg3形成為體積(電阻)并具有可變的阻值。第二運算放大器OP5的輸出端通過電阻Ri3被連到第三運算放大器OP6的反相輸入端或輸入點。包含彼此并聯連接之可變電阻Rf3和開關SW14的反饋電路被接在運算放大器OP6的輸出端或輸出點與反相輸入端之間。
電壓加法電路80包括一個比如N-溝道增強型MOS晶體管T29。晶體管T29的柵極連到電壓輸出電路70的輸出端或輸出點，即把運算放大器OP6的輸出端連到晶體管T29的柵極。晶體管T29的源極接到地。晶體管T29的漏板連到通過負載可變電阻Rlev提供電壓+VDD的正電源線端VDD，并因此而用作電壓加法電路80的輸出端或輸出點。
振蕩器90實際上被形成為維恩橋式振蕩器。也就是彼此串聯連接的電阻Rw1和電容Cw1被接在第四運算放大器OP7的同相輸入端或輸入點與輸出端或輸出點之間。開關SW15與Rw1-Cw1串聯電路并聯連接。電容器Cw2和其漏極與源極與電容器Cw2并聯連接的MOS晶體管T30被連在第四運算放大器OP7的同相輸入端與參考電位線端Vh之間。電阻Rw1和電容Cw1、Cw2，以及晶體管T30的漏-源電阻構成維恩橋式振蕩器的CR反饋電路網絡。晶體管T30與晶體管T29為相同類型(即N溝道增強型)。晶體管T30的柵極連到電壓加法電路80的輸出端，即晶體管T29的漏極。另外，電阻Rw2接在運算放大器OP7的反相輸入端與參考電位線端Vh之間，電阻Rw3接在放大器OP7的反相輸入端與輸出端之間。運算放大器OP7的輸出端連到振蕩器90的輸出端或輸出點。
來自振蕩器90的信號Fout被提供給計數器4(圖3)，在預定的時間段內，信號Fout的波被該計數器計數。有如上面參照圖3所述者，計數器4可以是一個帶清除端的普通二進制計數器，用以接收來自輸出端OUT9的信號Fout，作為輸入時鐘信號，直到每個預定的時間段把清除信號從控制單元加給清除端之前，所述計數器計數信號的波數，然后在比如清除時刻之前，立刻輸出所得的計數值。這樣，計數器4就可輸出一個與信號Fout的頻率對應的二進制信號。
各個參考線端Vh都被連到同一電壓線，以提供相同的電壓Vh。
控制單元可由比如微型計算機或驅動電路實現。控制單元可對開關SW11、SW12、SW13、SW14、SW15的開關控制端SW11a、SW12a、SW13a、SW14a、SW15a提供相同的控制信號CTRL，使它們在同一時刻被接通或斷開。控制單元還控制電壓發生器60產生電壓Vh或Vh+ΔV，作為對輸入端IN7的輸入電壓Vin。
接下去將說明圖14所示振蕩單元3的工作過程。圖15是表示由控制單元加給各個開關SW11-SW15之開關控制端SW11a-SW15a的控制信號CTRL狀態、輸入給電壓輸入端IN7的電壓Vin和由輸出端OUT9輸出的信號Fout的時間特性。直到時刻T1，控制單元提供處于高電平的控制信號CTRL，以維持所有的開關SW11-SW15接通。當這些開關處于接通狀態時，控制單元控制可變電壓發生器60，對電壓輸入端IN7提供電壓Vin＝Vh。進而，由于各開關的接通狀態，運算放大器OP4-OP7的輸出端處于參考電位Vh，因此來自輸出端OUT9的輸出信號Fout被保持在Vh。因此，使振蕩單元3被初始化。結果，還能夠由控制單元自身使電壓輸入端IN7被加以參考電位Vh，同時提供在電壓輸入端IN7與控制單元之間建立高阻抗的條件。
接下去在時刻T1，控制單元使控制信號CTRL變為低電平，造成各個開關SW11-SW15斷開。在開關SW11-SW15斷開狀態期間，第一運算放大器OP4的輸出電壓V1由下述方程表示V1＝-(Rf1/Ri1)(Vin-Vp1)+Vp1 …(4)其中Vp1是放大器OP4的同相輸入端處的電壓。當Rf1與Ri1相同，或Rf1/Ri1＝1時，上述方程(4)變成V1＝-Vin+2Vp1 …(5)第二運算放大器OP5的輸出電壓V2由以下方程表示；同時給出Rf2/Ri2＝1V2＝-(Rf2/Ri2)(Vin-Vh)+Vh＝-Vin+2Vh …(6)第三運算放大器OP6的輸出電壓值Vout由以下方程表示Vout＝K(V1-V2)+Vh …(7)(其中K＝Rg3/Rh3＝Rf3/Ri3)接下去在時刻T1+ΔT，從可變電壓發生器60給電壓輸入端IN7的電壓Vin從參考電位Vh變到較高的預定電壓Vh+ΔV。由于這個電路中的電壓均被處理成與參考電位Vh不同，所以在下面的描述中假設Vh＝0。由于Vh＝0，第一運算放大器OP4的同相輸入端處的電壓Vp1由下式表示Vp1＝ΔV*Cs/(Cs+Cp) …(8)
這里的Cp是在傳感器8與運算放大器OP4之間的連接處形成的寄生電容。然后，將方程(7)分別代入前面的方程(4)和(5)中，其中Vh＝0，可得下式V1＝-Vin+2ΔV*Cs/(Cs+Cp)V2＝-Vin將這些方程代入方程(6)，可以得到電壓輸出電路70的輸出電壓Vout如下Vout＝2K*ΔV*Cs/(Cs+Cp) …(9)當傳感器8和第一運算放大器OP4各自形成于分立的芯片上時，在所述二者的連接部分處形成的寄生電容Cp一般落在1pF到大約100pF或更大的范圍內。另一方面，由于傳感器8的電容Cs通常在大約1fF到幾百fF范圍，并因此而Cp＞＞Cs成立，所以方程(9)中的Cs/(Cs+Cp)接近于Cs/Cp。因此，電壓輸出電路70的輸出電壓Vout可表示為Vout＝2K*ΔV*Cs/Cp …(10)正如從方程(10)所能清楚地看到的，電壓輸出電路70產生與傳感器8的電容Cs成正比的輸出電壓Vout。方程(10)表明，與傳感器電容Cs成正比的電壓可從第三運算放大器OP6得到。應予說明的是，當Vh不為0時，方程(10)變得較為復雜。由于在Vh≠0情況下的工作原理與Vh＝0的情況相同，所以省略表示Vh≠0情況下Vout的方程。
圖16是表示傳感器8的電容Cs與電壓輸出電路70模擬實例的輸出電壓Vout之間關系的曲線。圖17是表示圖16曲線局部放大視圖的曲線，其中傳感器8的電容Cs為100fF或更小。在這一模擬電路中，假設采用電阻Ri1＝Rf1＝Ri2＝Rf2＝Rh3＝Ri3＝10kΩ和可變電阻Rg3＝Rf3＝1MΩ，并假設將Rg3和Rf3調整為滿足Rg3/Rh3＝Rf3/Ri3。正如從圖16和17所示的這些曲線所能清楚看出的，可以理解傳感器8的電容Cs與輸出電壓Vout基本處于正比關系，正像方程(10)所表示的那樣。即使在傳感器8的電容Cs非常小，等于與小于100fF時，也保持這種正比關系。在圖16和17中，寄生電容被假設為20pF，并假設Vh＝Vdd/2＝2.5V。因此，如果Cs為0，則Vout是大約2.5V。
接下去將電壓輸出電路70的輸出電壓輸入到電壓加法電路80的晶體管T29的柵極。在柵極電壓Vout和電阻Rlev的控制下，晶體管T29的柵-漏電壓由流過的漏極-源極電流確定。這個柵-漏電壓為一直流電壓，它加到電壓Vout上，然后再作為輸出電壓Vlev輸出給振蕩器90。電壓Vlev的理論值可由下式表示Vlev＝VDD-(1/2)Rlev*β1(Vout-Vt)2…(11)方程(11)中的β1和Vt是晶體管T29的增益系數和閾值電壓。有如上面的方程(11)所表明的那樣，電壓Vlev理論上按Vout和Vt間的差的平方成正比的方式變化。
然后再將輸出電壓Vlev提供給晶體管T30的柵極。使用電壓Vlev的同時，由以下方程表示晶體管T30的理論開態電阻RonRon＝Vp4/[β2{(Vlev-Vt)Vp4-(1/2)Vp42}] …(12)方程(12)中的Vp4是運算放大器OP7的同相輸入端的電壓。正如從方程(12)將能理解的，電阻Ron理論上按與Vlev和Vt之間的差成反比的方式變化。這個電阻Ron的功能是作為維恩橋式振蕩器90的CR反饋電路網絡中的電阻元件。所以，自輸出端OUT9輸出的信號Fout的頻率f由下式表示f＝1/(2π)*(Rw1*Ron*Cw1*Cw2)-1/2…(13)換句話說，頻率f按與電阻Ron的平方根成反比的方式變化。當由控制信號CTRL使所有的開關SW11-SW15關斷時，輸出方程(13)中表示的頻率f下的信號Fout。繼而，當在圖16中所示的時刻T2再次接通各開關SW11-SW15時，傳感器8與運算放大器OP4間的寄生電容上積累的電荷再次被放出，并且再次從輸出端OUT9輸出參考電壓Vh。此后，在時刻T3各開關SW11-SW15再次被斷開，電壓輸入端IN7處電壓Vin增加到被測試的電壓值Vh+ΔV，于是，以類似于上述的方式，從輸出端OUT9輸出頻率f下的輸出信號Fout。
圖18是表示傳感器電容Cs與電壓輸出電路70實施例的輸出電壓Vout之間關系的曲線，其中電容Cs有多種變化，而電壓Vout關于每個電容Cs被測試。圖中的圓點表示測得的電壓。恰如從圖中所見到的，本實施例中的電壓Vout隨電容Cs成線性變化，它們的關系可表示如下Vout＝3.146Cs+228.432本實施例中測得的電容Cs的最小值是5fF。
因此，按照本發明，可以得到能夠隨傳感器電容成線性變化的輸出電壓。
圖19是表示在具有圖14所示結構的試驗裝置中，在電容Cs小于400fF的范圍內，傳感器8的電容Cs與輸出信號Fout的頻率f之間關系的曲線。在這個試驗裝置中，電壓輸出電路70具有與關于圖16和17所述試驗裝置同樣的結構。負載電阻Rlev由1kΩ的可變電阻實現，并被調整為使晶體管T30的開態電阻Ron適于引起維恩橋式振蕩器90振蕩。與維恩橋式振蕩器90相關的各個常數是Rw1＝50kΩ，Cw1＝Cw2＝1fF，Rw2＝1MΩ和Rw3＝2MΩ。如圖18所示，可以理解，在上述范圍內，電容Cs和頻率f基本上成正比關系。當將要預期一次詳細的分析時，考慮在把晶體管T29的柵-漏電壓加到電壓Vout上時產生的非線性，和在晶體管T30的開態電阻Ron因電壓Vlev而變化時產生的非線性，它們主要造成抵銷振蕩頻率f關于電阻Ron變化的非線性。
正如從圖19所清楚地看到的，振蕩器90的頻率隨傳感器電容Cs線性變化，并因此可以排除在處理單元2中的復雜操作。
按照具有圖14所示傳感器8的振蕩信號發生單元3，只要傳感器8的電容Cs被轉換成電壓Vout，就直接代替振蕩頻率f響應電容Cs的變化。然后，由電壓Vlev根據電壓Vout控制晶體管T30的開態電阻Ron，而且維恩橋式振蕩器90的振蕩頻率f隨開態電阻Ron而變化。因此，振蕩器90的振蕩條件和振蕩頻率f不受運算放大器OP7的輸入端處形成的寄生電容與傳感器8的電容Cs之間關系的影響。所以振蕩器90總能穩定地振蕩，并得到適宜的振蕩頻率f，這一頻率根據電容Cs的變化適當地變化。按照這種方式，可由計數器4(圖3)可靠地計數傳感器8的電容Cs。另外，由于晶體管T30的開態電阻的功能是作為可變電阻元件，所以電路結構是簡單的，并且是不昂貴的，并且還適于實現振蕩器90的單片結構。
此外，由于從電壓加法電路80輸出的電壓Vout可被調整，所以能夠提供合適的晶體管T30的開態電阻Ron，造成振蕩器90適宜的振蕩而不會衰落。因此，可使振蕩器90在穩定的狀態下工作。
自振蕩器90輸出的信號Fout的頻率f在圖18所示的預定區段內響應傳感器電容Cs的變化而變。因此，無需復雜的平方運算、反比運算等去從信號Fout揭示電容Cs。為此，即使使用一般意義下的微型計算機去獲得所述電容值，它的大多數能力將不會用于這些復雜所運算，以致很容易地實時揭示所述電容Cs。于是，對于采用本發明檢測裝置的系統實現簡單的結構。
在開關SW12被斷開，使傳感器8與參考電壓線端Vh分開之后，電壓輸入端IN7處的電壓Vin從Vh增大到Vh+ΔV。選擇電壓ΔV比預定的程度大，足以滿足將足夠量的電荷注入所述傳感器8中。因此，即使在運算放大器OP4的同相輸入端與傳感器8之間形成較大的寄生電容，仍可以為電容Cs的變化提供足夠的電壓Vout的變化。所以，即使由于傳感器8與運算放大器OP4關于不同芯片的分立形式而存在較大的寄生電容，也可以很容易地將傳感器電容Cs轉換為電壓Vout。
另外，在初始化期間，開關SW11與開關SW12在同一時刻被接通，以便電壓Vh提供給電壓輸入端IN7。這就引起傳感器8的兩端處于相同的電位，使傳感器8上迄今積累的所有電荷可在初始化期間從它那里被放掉。因此，與簡單地給傳感器8充電相比，能輸出更為穩定和精確的電壓Vout。此外，當開關SW11和SW12被接通時，開關SW13-SW15也被接通。因此，在電壓輸出電路70中的運算放大器OP5和OP6的反相輸入端與輸出端之間的雜散和/或寄生電容以及振蕩器90中的電容Cw1上預先積累的電荷同樣也可以在開始測試之前被放掉，而不令失望。至于電容Cw2，由于通過接通開關SW15使它的端部也處于相同的電位Vh，所以在初始化期間可將一切電荷全都放掉。所以它能輸出更為穩定和精確的檢測信號。
在所述電壓輸出電路70中，運算放大器OP6功能是作為差分放大器，它被用來放大運算放大器OP4和OP5的電壓V1與V2之間的差。由于電壓V1和V2取決于輸入電壓Vin，所以通過這種差分放大，電壓Vin的影響可以不表現在輸出電壓Vout上。這樣，即便是給出所加電壓Vin的較大飽和，也可以避免輸出電壓Vout變得飽和，從而可使運算放大器OP6的增益適合于與傳感器8的電容Cs與寄生電容Cp的比一致。
從計數器4作為數字信號輸出一個與被轉換的物理量或電容對應的值。因此，排除用于將與傳感器電容Cs對應的模擬信號轉換成數字信號的A/D轉換器，從而使得能夠改善抗噪聲度，并構形出低能耗的檢測裝置。
在圖14所示的裝置中，維恩橋式振蕩器90的反饋電路網絡內，由MOS晶體管T30實現運算放大器OP7的同相輸入端與參考電壓線端Vh之間連接的電阻元件。不過，用圖15中所示結構替代，能夠代替晶體管T30和運算放大器OP7的反饋網絡的電阻Rw1。
進而，在這種裝置中，利用第二和第三運算放大器OP5和OP6取代了加給電壓輸入端IN7之電壓Vin對第一運算放大器OP4的輸出電壓V1的影響。利用可變電阻Rg3和Rf3可以適當地設定放大器OP6的增益。不過，如果對于這種裝置而言，簡化和降低成本是比放大增益的適當設定更為優先權考慮的事，則可從裝置中取掉運算放大器OP5和OP6，并直接將電壓V1提供給晶體管T29的柵極，在這種情況下，提供采用可變電阻作為運算放大器OP4周圍的電阻Ri1和Rf1，可以實現增益的控制。
再者，作為電壓輸出電路70，除了圖15所示的電路之外，可以利用比如日本專利公開特開平6-180336中描述的公知電壓輸出電路。這種公知電路包括一個運算放大器、一個傳感器。一個開關，和分別對應于元件OP4、8、SW12和Ri1、Rf1的多個電阻。然而，在這種公知電路中，由于所述傳感器上積累的電荷也被分布到寄生電容上，所以寄生電容對電路的輸出產生較大的影響。為此，特開平6-180336中描述的電路只能在傳感器和運算放大器被形成于單獨一塊硅片上時才能被使用。
振蕩器90不限于維恩橋式振蕩器，采用如圖12所示運算放大器或如圖13所示CMOS施密特電路的方波振蕩器可被用來替代維恩橋式振蕩器。同樣，采用這樣改變了的振蕩器，也可將MOSFET用作改變振蕩頻率用的可變或可調電阻元件，從而能使振蕩器穩定地工作，并得到適宜的振蕩頻率f改變量，而與寄生電容Cp和傳感器電容Cs之間的關系無關。
在圖15所示的裝置中，將電壓ΔV選為正值，因此測試電壓Vh+ΔV高于參考電壓Vh。另外，電壓ΔV可為負值，造成測試電壓Vh+ΔV低于參考電壓Vh。另一方面所述裝置被構造成單電源電路，而不再說這種裝置可以是包含正電源和負電源的雙電源電路。
雖然已經描述了本發明的特定實施例，但本發明并不限于上述各實施例，而是可以在本發明權利要求的范圍內按各種方式改型。
權利要求
1.一種檢測傳感器阻抗的裝置，所述阻抗可響應至少一個傳感器的被檢測物理量而變化，所述裝置包括用于將傳感器阻抗轉換成振蕩信號的阻抗-頻率轉換單元；用于計數預定時間內的振蕩信號波數的計數器；所述阻抗-頻率轉換單元包括具有傳感器阻抗的振蕩器，用于產生方波信號，作為振蕩信號。
2.如權利要求1所述的裝置，其中所述振蕩器是維恩橋式振蕩器，它包括放大器和放大器的正反饋電路，所述正反饋電路包括電阻或電容，作為傳感器的阻抗，并且所述放大器增益與所述反饋電路的正反饋比之積大于或等于1。
3.如權利要求2所述的裝置，其中所述放大器具有可變增益。
4.如權利要求1所述的裝置，其中所述傳感器阻抗的一端連到一個參考電位。
5.如權利要求1所述的裝置，還包括附加的傳感器和計數器，其中所述阻抗-頻率轉換單元還包括多個各自帶有附加傳感器阻抗的附加振蕩器，用以對每個附加計數器產生方波信號，作為附加振蕩信號，附加振蕩信號的頻率分別與附加傳感器阻抗對應。
6.如權利要求5所述的裝置，其中使各傳感器構成諧振器陣列。
7.一種用于檢測傳感器阻抗的裝置，所述阻抗可響應至少一個傳感器的被檢測物理量而變化，所述裝置包括阻抗-頻率轉換單元，用以將傳感器阻抗轉換成振蕩信號；計數器，用以計數預定時間內的振蕩信號的波數；所述阻抗-頻率轉換單元包括阻抗-電壓轉換器，用以提供與傳感器阻抗對應的輸出電壓；帶可變阻抗元件的振蕩器，所述元件的阻抗隨阻抗-電壓轉換器的輸出電壓變化，用以產生振蕩信號。
8.如權利要求7所述的裝置，其中振蕩器的頻率取決于可變阻抗元件的阻抗。
9.如權利要求7所述的裝置，還包括一個電壓附加單元，用以給阻抗-電壓轉換器的輸出電壓附加一個預定的直流電壓。
10.如權利要求7所述的裝置，其中振蕩器的可變阻抗元件是一個電阻元件。
11.如權利要求9所述的裝置，其中由第一MOSFET的漏極-源極電阻形成振蕩器的可變阻抗元件，此電阻可因加給柵極的電壓而變化，而且電壓加法單元包括第二MOSFET，其柵極被連接成接收與傳感器阻抗對應的輸出電壓，其漏極被連接到可變負載電阻，并對第一MOSFET的柵極提供一附加電壓。
12.如權利要求7所述的裝置，其中所述傳感器阻抗是電容。
13.如權利要求11所述的裝置，其中所述傳感器阻抗是電容，而且阻抗-電壓轉換單元包括第一運算放大器，它有被連接成通過一個電阻接收輸入電壓并通過一個電阻連到它的輸出端的反相輸入端，還有被連接成通過傳感器阻抗接收輸入電壓并通過第一開關連到一參考電壓線端的同相輸入端，其中在所述開關被斷開時輸入電壓是可變的。
14.如權利要求13所述的裝置，其中所述阻抗-電壓轉換單元還包括第二運算放大器，它有被連接成通過一個電阻接收輸入電壓并通過一個電阻連到它的輸出端的反相輸入端，還有被連到參考電壓線端的同相輸入端；第三運算放大器，它有被連接成接收第一運算放大器輸出電壓的同相輸入端，和被連接成接收第二運算放大器輸出電壓并通過一可變電阻連到它的輸出端的反相輸入端，所述輸出端被連到第二MOSFET的柵極。
15.如權利要求14所述的裝置，還包括第一至第三開關，它們分別使第一到第三運算放大器的輸出端與各自的反相輸入端相連。
16.如權利要求15所述的裝置，其中在復位周期第一至第三開關被接通。
17.如權利要求16所述的裝置，其中在開始測試周期之前，第一至第三開關被斷開。
18.一種檢測電容的方法，所述電容響應傳感器被檢測之物理量而變化，包括以下步驟將傳感器電容轉換成與之相應的電壓；響應所轉換的電壓改變元件的電阻；從振蕩器產生頻率信號，此信號響應元件的阻抗而變化；計數在預定時間內來自振蕩器的頻率信號的波數，從而將傳感器電容轉換成數字形式的振蕩頻率信號。
19.如權利要求18所述的方法，其中所述轉換步驟包括以下步驟通過一個電阻和所述傳感器給第一運算放大器的反相與同相輸入端，以及通過一個電阻給第二運算放大器的反相輸入端提供一輸入電壓，第二運算放大器的同相輸入端被連到參考電壓線端；將第一和第二運算放大器的輸出電壓提供給第三運算放大器的反相和同相輸入端，以差分方式放大它們的輸出電壓，從而從第三運算放大器輸出與傳感器電容成正比的電壓。
20.如權利要求19所述的方法，其中第一至第三運算放大器包括第一至第三負反饋電路，這些電路分別包括彼此并聯連接的第一至第三電阻和第一至第三開關，而且第一運算放大器的同相輸入端通過第四開關連到參考電壓線端，所述方法還包括以下步驟在復位周期接通第一至第四開關；在開始測試周期之前，斷開第一至第四開關。
全文摘要
一種檢測可以響應被傳感器檢測之物理量而變化的阻抗的裝置,包括阻抗－頻率轉換單元和計數器。阻抗－頻率轉換單元將傳感器阻抗轉換成其頻率與傳感器阻抗對應的振蕩信號。阻抗－頻率轉換單元包括阻抗－電壓轉換器,用以提供與傳感器阻抗對應的電壓,維恩橋式振蕩器包括一個元件,元件的阻抗響應阻抗－電壓轉換器的電壓而變,用以產生振蕩信號。維恩橋式振蕩器能夠產生方波信號,作為振蕩信號。計數器計數預定時間內的振蕩信號波的數目(或波數),以輸出能夠被作為數字信號處理的計數值。
文檔編號H04R5/04GK1256756SQ99800159
公開日2000年6月14日 申請日期1999年2月19日 優先權日1998年2月19日
發明者松本俊行, 廣田良浩, 原田宗生, 宮野尚哉 申請人:住友金屬工業株式會社