在短波無線電網絡中進行通信的方法和所使用的設備的制作方法

專利名稱:在短波無線電網絡中進行通信的方法和所使用的設備的制作方法
本發明是關于用同步信號和地址信號組成的由一個發射機發出的呼叫信號在具有若干帶一個發射機和/或一個接收機的站點的短波無線電網絡中進行通信的方法。
短波通信主要是利用在電離層被反射回來的天波的傳播來實現遠距離的信息傳輸。盡管天波通信在傳輸信道方面有許多不足的地方-例如，噪聲之類的信道干擾，時變，離散信道效應和存在對干擾地選擇性源等，但這種傳輸方法由于新型微處理技術的問世，和由于它比起衛星通信的成本低，因而日益顯示其重要地位。
但在進行上述通信時，由于發射機和接收機的頻率之間終是存在著或大或小的頻率差(偏頻)，而且在發射機和接收機之間建立通信聯系之前在時間上是不同步的，因而存在著一些特殊問題。
借助于單邊帶技術，現今通常的各種傳輸就可經濟的利用頻率源，在這種技術中，在發射機端進行信號頻率的變換，將聲頻段(300赫至3.4千赫)變換成某一選用的高頻段，相反的變換則由高頻接收機完成。接收到的信號經低頻區傳到解調器和解碼器電路。各高頻接收機配備自動增益穩定器，其中在所選用的接收信道帶寬的全部功率和電壓形成輸出量。在上述過程中，在寬的極限范圍內變化的噪聲和所希望的電平在輸出端出現，這視所希望的和起干擾作用各信號的頻譜范圍而定。經常遇到的是那些特別加以選擇的干擾源，這些干擾源的信號能量大于所希望的信號，這時該信道通常可視為被占著。
在可選擇的呼叫網絡中，各站點不是令其個別接通，就是用集體字碼接通。專用站點的可選擇的呼叫發射機和接收機系裝在其調制器或解調器單元內。各呼叫信號由一組適當的振幅-時間-函數組成，這些函數可在信道噪聲中辨認出來，并可借助于專用接收機彼此區分開來。一方面，即使傳輸質量不高時，也決不能接通錯的各站點，另一方面，所要求的各站點則必須予以接通。
由于錯同步的可能性隨著某些干擾的出現而增加，現今的導頻聲波傳輸，不能滿足這些要求。
現在大家都知道除利用各站點的發射機-接收機部件之外如何利用價格較高的設備體系，用這些設備體系可以確定哪一個信道是閑著的而且不受鄰近各發射機的干擾，還可以確定整個電離層的瞬時傳輸情況(頻率管理系統，《國防電子學》，一九八0年五月號，第21、22頁)。但用這種系統還不能實現短波全自動化通信。在人為干擾的情況下，事前進行的分析，用處不大，因為在各種情況下，使用中的信道會馬上處于被阻塞狀態。
本發明的目的是提供本說明書開端所述的那種方法，用這種方法則無線電網絡各站點之間的短波通信可以完全自動進行，而且即使在傳輸質量差的情況下任何時候也只接通所要求的各站點。
根據本發明可以實現上述目的，具體的作法是應用與傳輸信道相適應的特殊同步信號，該同步信號由形成分集對的部分信號的間隔信號和窄帶標志信號所組成。
采用本發明的同步信號有這樣的好處，即各站點之間的位同步可與頻偏的測定同時進行，其中調制載波信號的調制信號的相位在接收位置測定。由于所期望的信號是已知的，因而調制信號可用精確的數學方法加以復原。通過這種方法可大大防止因出現某些干擾而引起錯同步的可能性的增加。從形成分集對的各部分信號的間隔信號和窄帶標志信號中組成同步信號使分開檢測這些部分信號成為可能，這十分顯著地提高了通信結構的可靠性。至于干擾源出現和在兩分集信道中同時沖擊標志信號的可能性則等于零。在干擾源和標志信號之間出現幾赫的中心頻率誤差是無關大局的，這是因為每個為1赫的500個子信道是借助于信號處理的特殊操作，在250和750赫之間的區域中進行探測的。
本發明還涉及用同步信號接收機實現上述方法的設備。
根據本發明的設備的特征在于同步信號接收機具有單獨檢測和鑒定分集信號對的兩部分信號的裝置和比較由此獲得的結果的裝置。
下面就各圖中的一個實施例詳細說明本發明的內容。
圖1是用發射機和接收機進行普通短波通信的模式模擬示意圖。
圖2是表示一個呼叫信號的示意圖。
圖3是表示本發明的一個同步信號的示意圖。
圖4是說明功能用的示意圖。
圖5是本發明同步信號接收機輸入部分的方框示意圖。
圖6是表示圖5輸入端專用濾波器的頻率合成的示意圖。
圖7a、7b是本發明同步信號接收機的數字信號處理的方框圖。
圖8說明功能用的示意圖。
根據圖1，目前采用的普通短波通信由發射機1和接收機2組成，信號通過傳輸媒體3在發射機1和接收機2之間傳輸。發射機側的數據輸入進入調制器/編碼器電路4，一個時間基準5給予電路4。調制器/編碼器電路4的輸出信號是在300赫至3.4千赫之間的聲頻段的低頻信號。利用發射機1來實現將這低頻信號頻率變換到所選定的高頻帶，該發射機是高頻(單邊帶)發射機。頻率基準6給予高頻段區的發射機1。發射機1發送到時變傳輸媒體3的高頻輸出信號在例為3兆赫和30兆赫之間的范圍內。在傳輸媒體3中，附加干擾噪聲ST加到該高頻信號上。在高頻(單邊帶)接收機2(高頻基準6′給予此接收機2)，高頻信號被變換成在傳輸側聲頻段的低頻信號，然后饋到解調器/解碼器電路7(時間基準5′給予該電路7)。數據是在解調器/解碼器電路7的輸出端輸出的。
若短波無線電網絡形成一個所謂可選擇的呼叫網絡，則這時就有許多可個別加以接通或用集體呼叫予以接通的不同站點出現。為此，各有關站點要配備可選擇的呼叫發射機和接收機，后兩者系裝設在圖1布局中的調制器和解調器單元4或7中(見例如西德專利DE-PS 32 11 325)。呼叫用的信號，即所謂呼叫信號，由一組適當的振幅時間函數組成，這些函數可由專用接收機與信道噪聲加以區別，還可以彼此加以區別。
圖2.是根據本發明的方法所采用的呼叫信號的示意圖。按圖中的符號，該呼叫信號由同步信號(SS)和地址信號(AS)組成。在任何一個時刻，接收機保持持續時間為T的時間間隔，并判定在各時間間隔內是否有同步信號(SS)出現。觀測時間間隔用窗口函數來加權(圖4)。最好給同步信號(SS)預留2秒的持續時間，使在原去同步狀態下至少有一個觀測時間間隔與發射機信號完全重疊，T最長為4/3秒。這里觀測時間間隔的持續時間T只是在它小于所收到信號的相干時間Tc時才有目的地進行選擇的。在窗口時間選擇好的情況下，T應大于 (T)/2 。其它指標如同步信號SS的頻譜組分用傳輸信道中的相位變化進行的擴大和發射機站和接收機站之間的頻率漂移(兩者縮短了觀測時間)，使觀測時間間隔的持續時間T＝1秒。
在本發明的方法中，接收機不知道發射機確切的載波頻率，但存在這樣一個預期范圍，在該范圍中呼叫信號出現的概率非常高。該預期范圍達500赫，這依賴于發射機和接收機所使用的技術，而在本說明書所介紹的實施例中該范圍為±234赫。在該領域內，呼叫信號應能完全被檢測出來，而且，根據這些信噪比，其頻偏應能確定到至少±1赫的程度。當帶寬為2千赫時，應能明確地測定出至少達一24分貝的信噪比。
由于預期范圍大，因而沒有頻帶極窄的濾波器能用來將所要求的信號從噪聲中過濾出來。特別是，干擾源是強有力可選擇時不能用普通的模擬技術來測定確切的頻偏。因此，同步信號SS選用特殊的信號，該特殊信號與傳輸信道相適應，而且在多干擾的環境中易于進行檢測。
圖3是本發明方法中所使用的同步信號。圖中以振幅V為縱坐標，時間t為橫坐標。這個在時間To期間發送出的同步信號是一個低頻載波信號，該低頻載波信號用方波函數進行頻率調制，是周知的頻移鍵控(FSK)信號。根據上面的介紹，它由“標志”信號和“間隔”信號組成。
有了同步信號SS，就有可能使各站點的位同步與頻偏的測定同時進行，這時調制信號的相位是在接收地點測定的。在發射機側事先以石英精確度給出調制頻率，并且接收機知道這個調制頻率。相位應能測定到至少0.5弧度的程度。
標志信號和間隔信號(各自均為調幅信號)是窄頻帶，這是為了在選擇性衰落情況下對頻譜最強的部分進行形狀完全相同的變化而這樣做的。它們之間的頻差選擇得盡量大，以便獲得兩個與選擇性衰落去相關但均處在同一信道的信號。鍵控頻率顯然高于衰落頻率，且實際工作時差應影響不大。
鑒于上述各種情況和考慮，選用調制頻率為16赫，基帶載波約為2千赫的標志信號，基帶載波約為500赫的間隔信號。但為了使各調幅信號可進行適應性的變換，該兩種載波是可調的。
標志信號和間隔信號是作為調幅分集信號對由接收機進行檢測的，而且是分開加以檢測的。這樣做還有這樣的好處，即檢測的可靠性隨著整個信道上不相等的干擾信號分布而大大提高。整個信號的功率恒定(沒有頻移鍵控和調幅部分)，能進行非線性放大，使發射機級達到最佳的利用率，而且可以明確地與各選擇性干擾信號加以區別。
若該高頻接收機處在自動掃描操作情況下，例如CELLSCAN(羅克威爾一柯林斯公司的注冊商標)，必要時它就會在有同步信號時周期性地測定一定數目的程序控制信道。這由發射機發送，歷時一個掃描周期。成功地檢測出同步信號之后，接收機停止掃描操作，等候地址信號AS(圖2)。
上面已經談過，接收機觀測時間間隔的持續時間為T，并判定在有關時間間隔內有無同步信號出現。這里，各觀測時間間隔用窗口函數加權。圖4中，持續時間為To的同步信號SS在線a上表示，各觀測時間間隔窗口在線b和線c上表示(不按比例)，偶數窗口Fn-2、Fn、Fn+2等在線b上表示，各非偶數窗口Fn-1、Fn+1等則在線C上表示。
比較圖4的線b和線c可以看出，各時間間隔有一半時間是重疊的，這是為了能夠在整個使用時間t內盡可能達到不間斷觀測的目的而這樣做的。觀測時間間隔持續時間T是1秒鐘，它由同步信號SS的持續時間To和信道的相干時間TC確定。
兩重疊觀測時間間隔的檢測值由于窗口函數的關系實際上在統計學的觀點看是不相關的，因而在同步信號SS的發射時間T期間，檢測值大體上可以取2To/T。此外，適當選擇窗口函數可以在進行快速傅立葉變換之后在頻譜區有一個高比值的動態比(圖7A)。
當然只有延長同步信號SS的發射時間才能提高檢測的可能性。
然而，還有一個更大的優點是，由于在整個若干觀測時間間隔中取中間測定值，因而接收機在一個“有耗的積分器”中或在一個數字低通濾波器中連續積累檢測值。在該積分器中，所需用的分量象在一個謎中一樣逐漸從隨機分量中明朗化，從而在長達某一可使用的積分期間出現同步信號愈來愈突出的圖象，由此可以確定載波頻率和相角。
這樣就可以把一個有效檢測和同步化過程的最小信噪比在與同步信號發射持續時間的長短有關的一定范圍內降低到在2千赫噪聲帶寬下約一24分貝的程度。
在發射同步信號SS并對其進行檢測之后，在同一個呼叫信道上的所有選擇性呼叫接收機被同步。在同步信號SS之后，這時就有一個地址信號AS緊跟著，該地址信號提出了實際選擇性的要求。成功檢測出地址信號之后，這時就進行字的同步，即發射機和接收機之間在時間上的完全同步。
接收機對分集信號對的兩個部分信號分別進行檢測和求值，然后將各結果加以比較。在進行初步模擬處理(濾波和混頻)之后，模數轉換器就將兩個附加受干擾的接收信號在各觀測周期T內轉換成一系列N個數值。在這個關系上，應該指出的是，這里靠著接收機的是指處于低NF頻率范圍的解調器/解碼器(圖1中解調器/解碼器7)。
圖5表示進行模似處理的同步信號接收機的輸入部分E。收到的信號r(t)先令其通過通帶范圍為300赫至3.4千赫的總信道濾波器8，濾波器8的輸出端則與分集信號對兩部分信號的兩通路9A和9B相連。借助于第一個混頻器10A或10B，各通路中的信號用可調振蕩器6(參看圖6)混合成相同的接收頻帶A或B，然后由中頻濾波器11A、11B進行濾波。中頻濾波器11A、11B的傳輸曲線處在4.5千赫左右的范圍內。這樣就可以避免在該信號的預選過程中出現頻譜重疊現象，從而以最佳方式避免接收機過載而且在數字信號處理中刪除“混淆”現象(低于兩倍最高信號頻率的掃描頻率)。
自動增益控制放大器12接到各中頻率濾波器11A、11B上。為了保持掃描速率盡量低。在各部分9A、9B中用第二混頻器13將500赫帶寬的頻域標志和間隔都混合成250赫至750赫的基帶，該基帶即作為固定的處理頻帶用。然后接下去是用鏡頻濾波器14A、14B進行濾波，其目的是進行緩沖。鏡頻濾波器14A或14B的輸出信號rA(t)和rB(t)分別加到帶有達頂(topped)模數轉換器16的取樣器15中，取樣器15的輸出是信號矢量
。
信號矢量
各具有N個值，它們首先存儲在緩沖存儲器中，然后再由信號處理機從該緩沖存儲器中取出。緩沖存儲器17由兩個大小為N/2的部分存儲器組成，一部分供模數轉換器16使用，兩部分供處理機處理時使用。
圖6是通過輸入部分E(圖5)各不同濾波器的頻率組成，其中頻率f在橫座標上以千赫表示。以虛線表示的特性曲線H8(f)相當于總信道過濾器8的傳輸特性，點劃線特性曲線H14(f)相當于鏡頻濾波器14A、14B的傳輸特性，箭頭P表示掃描信號。掃描信號的頻率為2，048千赫。特性曲線HC(f)表示固定處理頻帶(250至750赫基帶)，特性曲線HA(f)表示一個部分信號(圖5中的通路9A，)的可調接收頻帶，特性曲線HB(f)則為分集信號對另一個部分信號(圖5中的通路9B)的可調接收頻帶。H11(f)為中頻濾波器11A、11B(圖5)的傳輸曲線。
在介紹圖5的模擬線路之后，下面介紹同步信號接收機的數字信號處理過程，如圖7的方框圖所示。該方框圖顯示由信號處理機組成的同步接收機相應部分進行的信號處理的個別操作程序。圖7中只說明半個分集接收機(觀察信號矢量
)，因為該接收機的結構是完全對稱的。第二信號矢量
的信號處理與第一信號矢量
的相同，只是數值不同而已。為便于觀察操作步驟，將圖7劃分為圖7a和7b。圖7a是到所謂前提判定階段為止的信號處理過程，圖7b則為剩下的各項操作程序。信號處理機根據數字信號進行處理的結果包括所選擇的前提，同步信號存在(H1)或不存在(H0)。同步信號存在(H1)時就給定出頻偏的估算值以及關于其信噪比的兩信號
和
的相位。通過數字信號處理(這時是按實時方式進行的)主要測試了N維矢量間隔TR的接收矢量 ()/(r) 是否處在前提H1或H0的判定區域中。判定區域呈N維錐體形，錐體的頂尖在TR的原點。量 ()/(r) (或接收信號的總功率)不影響該判定過程，因為前提值只以 ()/(r) 的方向為依據。從而判定區域是一個n維立體角區域 ()/(r) 與其判定域的關系是用下面結合圖7即將談到的計算算法進行研究的，圖7是線性和是線性座標變換的示意圖。
第一個對信號矢量
(也對
，但前面談過，沒有表示出來)的各N值的計算操作是用窗口函數加權，然后進行傅立葉變換。該后一項操作是將TR的矢量 ()/(r) 畫在TR′的矢量 ()/(r) ′中。所采用的傅立葉變換是所謂快速傅立葉變換的那一種，這是離散變換在算述運算上較快的一種形式。鑒于同步信號實質上具有周期性，因而在轉移到該頻率區時， ()/(r) ′分解成實際信號和噪聲分量。這種以濾波方式進行的分解對傅立葉變換的更高頻譜分解來說就更好了。至于分解本身則是用觀測時間T或快速傅立叫變換的“大小”確定的。
雖然插入窗口函數F時，主峰會擴大到2赫，而且使噪聲頻譜中相鄰支持值之間具有相互關系，但在T＝1秒和掃描頻率fr為2，048千赫或N＝2，048的情況下，原則上所產生的是1赫的頻譜分解。但細致分解的結果會使載波與調幅信號16赫側線之間產生充分的互不相關的計算值，以便能簡單地估算噪聲。由于信號與噪聲分開，因而現在可以在適當的時候探測存在的同步信號，在250和750赫的頻段內定位和確定調制相角。
傅立葉變換之后的信號處理部分是用以解調(識別)分集信號對、估計噪聲、對準以檢測但需用的信號進行信號積分(積累)，并用以對前提進行判斷。當然信號處理的所有這些部分是作為信號處理機的數字運算加以解決的。
現在可以在原先計算出來的頻譜上進行與標志信號相適應的特殊解調操作，確定具有顯著特點的標志，標志數越多越好。在所介紹的實施例中，對調制頻率λ＝16赫和對信號的每一個可能的停留點(即當M＝數值m的數目時，大致上M＝500個數值)進行了一種同步調幅介調。所使用的方法可用下列頻率自動相關函數來表征
這里，S(f+λ)為上邊帶，S(f-λ)為下邊帶，S(f)為載波，S＊為在各情況下為復數共軛值。
頻率自動相關函數的數字形式如下
這里，λ＝λt＝16，fg為窗口函數的頻譜帶寬。
這里，干擾信號，甚至調制頻率不是16赫的調幅信號在其中只產生小信號能量，這里因為S(f+λ)、S(f-λ)和S(f)的矢量不支持它們本身。圖7a中畫出了兩個解調器18和19;在第一解調器18中確定頻率自動相關函數
的數字形式的矢量
，在第二解調器19中確定相應的誤差矢量
對下列解調特性要加以考慮
-邊帶線應處在正確的頻率位置上。
-相對于載波，邊帶線-信號能量應在調幅使用的確定范圍內。
-頻率自動相關函數的數字形式的矢量
和相應的誤差矢量
應在一定極限范圍內;
以
為最理想。
圖8是該數字同步信號解調過程的示意圖。從圖中可以看出，解調過程是從載波
(s(f)矢量 ()/(r) 的分量)和從上邊帶
和下邊帶
和S(f-λ)矢量
的分量)開始的。
是在頻率支持值存儲器24中的。
和/或
的復數共軛值在各情況下都乘以
或乘以
，將相乘的積相加和相減，通過這個方法得出矢量
(頻率自動相關函數的數字形式)和誤差矢量
。這些值存儲在頻率自動相關函數數字形式的或誤差矢量的相應存儲器25和26中。
這個操作對調幅信號來說是較簡單的。但一般說來，對每種調制過程和每個標志信號來說存在著不同的理想解調器的。選用fg·T＝0.5時可找出既最佳又簡單的解調算法。在所選用的實施例中調幅信號的載波m為266≤m≤734。在信號期望區域中將各頻率的解調結果先存儲起來。
圖7a中的編號20表示噪聲計算機。鑒于對接收機來說，信號能量或噪聲功率都不能事先知道，因此關于前提的判定，不管同步信號存在與否，應根據信噪比加以判斷。判定門限是從錯誤警報的概率推導出來的。
噪聲(對應于變量
估算值)是用處在緊靠
和
(圖8)附近的頻譜支持值確定的，這樣就可以在同步信號附近產生局部功率密度。將所選用的支持值按圖8所述解調邊帶完全相同的解調方式進行解調。只是此時
不再是等于16。
為了了解“白”噪聲和干擾信號所起的影響，噪聲估值應是一個組合變量 ()/(X) ，該組合變量包括噪聲能量和噪聲估值。將檢測出的
歸化成每一個可能的頻率的局部噪聲變量( ()/(X) )，然后將該諸歸化值(
，△
)引入判定裝置21中，其中，對各分量
和△
來說
在信噪比極低的各情況下，采用呈數字濾波器形式的存儲方式，在若干觀測時間內都采用
和△
值，這樣可以改善信噪比。這種濾波的實例如圖7a所示，該濾波器編號22表示。從20個積累的觀測時間間隔來看，信噪比不難改善到14分貝。
在對信號進行與檢測門限有關的檢測中，唯一起決定作用的因素是背景噪聲。個別功率密度比該背景噪聲大的窄帶線路應從噪聲統計中分離出來。借助于噪聲估值可以達到對危險的錯誤信號進行屏蔽的目的。在上述過程中，錯誤信號是一些與同步信號類似的信號，例如，其調制頻率幾乎相同，或出現的持續時間較短。
為防止把這類錯誤信號誤認為同步信號，對直接與解調載波和邊帶
(調制頻率等于16赫)毗鄰的各值進行第二個噪聲統計。將二個統計結果相除，所得的商用以確定應采用哪一個噪聲統計量。但通常將已指出的組合變量 ()/(X) 引入。
現在從持續時間T或若干持續時間T時間函數的N個掃描值得出的已歸化的測定值
是在判定裝置21(判定門)中進行測試的。在每個由疊合上一個時間間隔與下一個時間間隔形成的觀測時間間隔T中令
各值起作用，開始時是各頻率m(266≤m≤734)起作用的。有意識地將時間間隔重疊部分用在快速傅立葉變換中，以便彌補由窗口函數F引起的能量損耗。
第一個測試是這樣進行的
若外部為正，即H1(＝有同步信號存在)，則測試
在這個測定頻譜對稱情況所用的條件下，門限必須與
的大小無關。第一測試的幅值a對該測試來說是噪聲統計的一種確定的函數。對各所用噪聲支持值的每一確定數來說，可能給出每一情況下的最佳門限，存儲在隨機存取存儲器臺中。若lm或△lm滿足不了測試要求，將這些矢量分量調零。
的值按同樣方法測定。
為確定信噪比組合值SNRA(或分集信號對另一部分的SNRB)(圖7b)，應求出
。這時，此最大值等于同步信號附近該信道的信噪比。
為了利用某些種分集性確定所選定同步信號的頻率和相位，需要進行所謂分集組合(圖7)。這里，重要的一點是，在同步信號處理過程中獲得的各個信號之間的已知固定關系。由于檢波器的對稱性，在所選定的分集信號對為2個調幅信號的情況下，只需考慮16赫調制信號通過角π的相位移即可，即形成
這樣，若在兩信道A和B都被判定出前提H1，則這時只有分集相加23起作用。在組合的情況下，其結果是，相位和頻率估值有3分貝的增益。但在各短波信道上，由于一個信道段往往衰落嚴重或大受衰落的干擾，頻率分集的采用不可能有高增益。
頻率和相位估值用下列這個和來實現
若在頻率取數上有若干處滿足前提H1，則選用|∑1m|為最大的頻率。這時
表示所估算的頻率位置，相角ψ則由矢量分量∑1
用帶反正切值的表來確定。
按上述方式工作的同步信號接收機具有這樣的優點，即由于接收機整個軟件是實行實時處理的，因而許多參數可以實現最佳化和加以改變。因此，例如，對原先給出估算的可靠性來說，檢波靈敏度能被最佳化。接收機的主要優點在于技術條件適應性強，工作性能不隨時間而變差，檢波的可靠性達到接近理論上能實現的最高程度。這是靠圖7所示的操作實施情況和數字信號處理實現的，僅數字信號處理本身就能達到所要求的精確度。
信號可擴大到若干發射機信道以實現掃描操作而無需增加開支并且微掃描操作(將3千赫寬的信號劃分成500赫的信道段)也是可能的。此外，頻率和相位漂移可以在檢測自由度之后連續加以糾正，而且在新自由度取代現有已知自由度的場合會實現慢速數據通信以取代同步信號。有了上述硬件，就可以建立這樣的一個可選擇的呼叫系統，從而又可以得出用于低組合數據的數據調制解調器，從而以地址數據代替選擇性呼叫。
此外，由于同步信號的預期的應用領域大，上述系統因本身具有自己的信道測量功能(等無源信道分析)一開始就具有很好的適應能力能夠在干擾信號旁進行頻率偏移而接收機無需為此而顯示掃描操作過程。建立的通信聯絡始終被確保而無需更換信道，即合成器無需介入。但另一種無線電操作利用了本發明在S/J(信號對阻塞比)方面的優越性，即在那種操作方式下，用較小的發射機功率或“差”天線，即，匹配差或效率差的天線，可以以同樣方式確實地建立通信。例如，作為電子反干擾操作時，是可以將我方的信號隱藏在(例如敵人的)強力發射機后面。這就不可能在建設網絡或在網絡控制/網絡操作過程中很快進行定位或定出干擾源的位置。
權利要求
1、用一臺發射機發出的由同步信號和地址信號組成的呼叫信號在一個具有若干帶一臺發射機和/或一臺接收機的站點的短波無線電網絡中建立通信聯系的方法，其特征在于，采用了與傳輸信道(3)相適應的標志同步信號(SS)，該標志同步信號由窄帶標志信號和間隔信號組成，這些信號形成分集信號對的部分信號。
2、根據權利要求
1的方法，其特征在于“標志”信號和“間隔”信號的基帶載波可在300和3，400赫之間的頻率內任意選擇，并且調制頻率為16赫。
3、根據權利要求
2的方法，其特征在于“標志”信號的基帶載波頻率為2千赫，“間隔”信號的基帶載波頻率為500赫。
4、根據權利要求
1的方法，其特征在于所述接收機在有同步信號(SS)出現時探測出時間間隔(T)，從而用窗口函數加權這些時間間隔，且各個時間間隔重疊。
5、根據權利要求
1的方法，其特征在于在每個時間間隔(T)中分集信號對的兩個部分信號都先按模擬方式處理，然后各個都變換成一個具有若干(N)數值的序列信號。
6、根據權利要求
5的方法，其特征在于信號的數字處理是在250赫和750赫之間的固定處理頻帶內進行。
7、根據權利要求
6的方法，其特征在于模擬信號處理變換成一系列數值后的輸出信號形成分集信號對各部分信號的矢量(
)，該矢量具有相應于數值數目(N)的若干值，而且借助于數字信號處理可以測試該矢量是處在有同步信號存在(H1)的前提判斷區域或者處在無同步信號存在(H0)的前提判斷區域。
8、根據權利要求
7的方法，其特征在于數字信號處理的第一步操作是通過快速傅立葉變換進行的，在該變換中是將數字信號分離成實際信號和噪聲分量。
9、根據權利要求
8的方法，其特征在于在進行快速傅立葉變換之后，進行分集信號對的解調(18，19)、噪聲的估值(20)，必要時對所需要的但難以檢測的各信號加以積分(22)，這些操作結果即作為前提判斷(21)的依據。
10、根據權利要求
9的方法，其特征在于所需要的信號相對于噪聲進行標定，從而使得只有與信噪比有關的量到達前提判斷(21)處，各干擾載波和錯誤信號都通過數字精密解調加以清除。
11、根據權利要求
10的方法，其特征在于分集信號對兩部分信號的數字信號處理分開進行，且在進行前提判斷(21)之后，進行分集組合，由此確定同步信號的頻率(
)和相位(
)。
12、實現權利要求
1所述方法用的帶有一個同步信號接收機的設備，其特征在于該同步信號接收機具有獨立檢測和估值鑒定分集信號對兩部分信號用的裝置(18-22)和用于比較由此得出的各結果的裝置(23)。
13、根據權利要求
12的設備，其特征在于所述同步信號接收機有一個輸入部分(E)，所收到的信號(r(t))在該輸入部分(E)中分成分集信號對的兩個部分信號，然后進行模擬處理。
14、根據權利要求
13的設備，其特征在于所述輸入部分(E)有一個總信道濾波器(8)，該信道濾波器(8)上接有兩個部分信號的兩條通路(9A、9B)。
15、根據權利要求
14的設備，其特征在于各通路(9A、9B具有一個第一和一個第二校對器(10A、10B或13)，在該校對器與模數轉換器(16)之間有中頻濾波器(11A、11B)。
16、根據權利要求
15的設備，其特征在于形成模數轉換器輸出信號的矢量(
)的值數N所用的緩沖存儲器(17)與模數轉換器(16)相連，且該緩沖存儲器部分供模數轉換器使用，部分供進行數字信號處理的信號處理機使用。
17、根據權利要求
16的設備，其特征在于所設計的信號處理機的操作包括
快速傅立葉變換(FFT);分集信號對的解調(18，19);噪聲估值(20);有前提同步信號存在(H1)和無同步信號存在(H0)的判斷(21)。
18、根據權利要求
17的設備，其特征在于在進行前提判斷(21)之后，在判斷結果是肯定(H1)的情況下，信號處理機送出供分集信號對兩部分信號的信噪比組合值(SNRA，SNRB)使用的輸出信號。
19、根據權利要求
18的設備，其特征在于所述被設計的信號處理機是為進行與前提判斷(21)操作有關的分集組合操作，在該操作中確定同步信號的頻率(
)和相應(
)。
專利摘要
用由同步信號和地址信號組成的呼叫信號在個別站點之間建立通信聯絡，采用了與傳輸信道相適應的特殊同步信號。該同步信號由窄帶標志信號和間隔信號組成，后兩種信號形成分集信號對的部分信號。本發明的設備包括一個同步信號接收機，該接收機帶有單獨檢測和估值鑒定分集信號對各部分信號用的裝置(18-22)和比較由此得出的結果用的裝置。
文檔編號H04L1/02GK87103288SQ87103288
公開日1987年11月11日 申請日期1987年4月30日
發明者羅蘭·庫恩, 漢斯彼得·威德默 申請人:澤韋格·烏斯特有限公司導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan