Ds－cdma蜂窩系統的信號接收裝置的制作方法

專利名稱：Ds－cdma蜂窩系統的信號接收裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及DS-CDMA蜂窩系統所用的信號接收裝置，該裝置設有一個取樣保持電路用于持續保持模擬輸入信號；還設有多個匹配濾波器，每個濾波器用于計算輸入信號和擴散代碼序列之間的相關性；還設有多個計算寄存器，每個寄存器與匹配濾波器之一相對應，用于存儲要提供給相應匹配濾波器的擴散代碼序列。
碼分多址(CDMA)蜂窩系統對于基站間的異步系統而言有許多優點，它能識別基站和移動站，而且不必去管理多個蜂窩的定時。異步系統不需要外部同步系統如全球定位系統(GPS)，所以它的基站能以低成本建成。同步系統中是根據信號從各基站到達移動站的時間差而不是一個唯一的長碼來識別基站的，由于沒有定義任何擴散代碼來標識基站，所以基站很可能被錯誤識別。然而，異步蜂窩系統所用移動站信號接收裝置有許多性能，即短代碼和長代碼的合成代碼的逆擴散，多徑信號的衰減補償，前角(rake)合成，對初始的和外圍的蜂窩查尋進行多個基站的識別和評價，利用可變的擴散率來改變傳輸速度，以及用于高速通信的多代碼通信。當一移動站在多個蜂窩上移動時，應通過軟切換(soft-handover)一個接一個地改變基站。
所以，CDMA蜂窩系統的信號接收裝置會變得復雜而且電路規模變大。對于一個移動站，該信號接收裝置并不合人意。如果要處理一個長延遲路徑，則對一個代碼序列必須在一個通信信道中有多個匹配濾波器，所以電路變得更加復雜。再有，為進行多代碼處理和軟切換處理，也必須多個匹配濾波器。
本發明的目的是提供一個用于DS-CDMA蜂窩系統的小尺寸信號接收裝置，它能用于以多個擴散代碼序列進行處理。
根據本發明，一個或多個匹配濾波器通過多路轉換器與多個寄存器相連，這些寄存器用于存儲多個擴散代碼序列。


圖1是DS-CDMA蜂窩系統所用信號接收裝置中的一個匹配濾波器的方框圖；圖2是用于存儲多個擴散代碼序列的寄存器的方框圖；圖3是圖2中的一個相位多路調制器的方框圖；圖4是匹配濾波器從多個基站接收信號的時序圖；圖5是另一個匹配濾波器的方框圖；圖6是該匹配濾波器后續電路的電路圖；圖7是匹配濾波器進行的另一處理的時序圖；圖8是匹配濾波器進行的又一種處理的時序圖；圖9是圖8所示處理的流程圖；圖10是匹配濾波器進行多代碼處理的時序圖；圖11是圖10所示處理的流程圖；圖12是圖11中確定時間的流程圖；圖13是圖10中的接收的流程圖；圖14是匹配濾波器進行另一多代碼處理的時序圖；圖15是當沒發生長延遲時匹配濾波器進行長延遲處理的時序圖；圖16是存儲長延遲擴散代碼的寄存器的方框圖；圖17是當發生長延遲時匹配濾波器進行長延遲處理的時序圖；圖18是存儲長延遲擴散代碼的另一寄存器的方框圖；圖19是存儲延遲擴散代碼的又一個寄存器的方框圖；圖20是圖1中的多路轉換器的電路圖；圖21是圖1中的另一多路轉換器的電路圖；圖22是圖1中的取樣保持電路的電路圖；圖23是圖1中的一個開關的電路圖；圖24是圖1中的一個加法器的電路圖。
下面將參考附圖描述根據本發明的DS-CDMA蜂窩系統信號接收裝置的最佳實施圖例。
圖1中，信號接收裝置中的一個匹配濾波器包括多個取樣保持電路SH1至SHn。它們平行地連接于一個輸入信號Vin。各取樣保持電路由一系統時鐘控制，從而能響應系統時鐘持續地保持信號Vin。由于被一個取樣保持電路保持的信號不傳送給另一個取樣保持電路，從而防止了傳送失真。
各取樣保持電路的輸出被輸入到相應的多種轉換器MUX1至MUXn，這些多種轉換器各有一個輸入端和兩個輸出端。每個多路轉換器根據一位擴散碼交替地把輸入輸出到兩個輸出端之一。每個多路調制器的兩個輸出端的輸出被輸入到一個加法器ADD的加端子“p”和減端子“m”。端子“p”和“m”是根據擴散碼的“1”和“0”來選擇的，而加法器中設有進行加運算和減運算的電路。加法器的一個輸出被輸入到一個標度調整電路SCALER，以把加法器的輸出調整到一個合適的電平。在標度調整之后產生一輸出信號Vout。
取樣保持電路SH1至SHn分別持續地和循環地保持輸入信號，即SH1,SH2,…,SHn，然后再從SH1至SHn。包括多路轉換器MUX1至MUXn的擴散碼的擴散碼序列是循環的，從而使輸入信號從最老的到最新的各輸入信號的順序是不變的。多路調制器MUX1至MUXn響應循環的擴散代碼而迅速切換。
如圖6所示，提供了多個匹配濾波器MF10、FF02、MF11、MF12、MF21、MF22、MF23及MF24。與這些匹配濾波器相連的其他電路也示于圖6。在圖6中匹配濾波器的個數是8，然而這個數是可以改變的。在這8個匹配濾波器當中，MF01和MF02被分配給棲息(perch)信道組Pch,MF21至MF24被分配給業務信道組Tch,MF11和MF12被分配給公共組Cch。
Pch組和Cch組的4個匹配濾波器連接于四輸入一輸出多路轉換器MUXP1至MUXpS，每個多路轉換器有選擇地輸出這4個匹配濾波器的輸出之一。多路轉換器MUXP1至MUXpS分別與多路徑信號取樣保持電路SHp1至SHpS相連接。每個取樣保持電路保持信道Pch和Cch中的峰值之一。
Tch和Cch組的匹配濾波器被連接于“六輸入一輸出”多路轉換器MUXt1至MUXtR，每個多路轉換器有選擇地輸出這6個匹配濾波器的輸出之一。多路轉換器MUXt1至MUXtR分別與多徑信號取樣和保持電路SHt1至SHtR相連。每個取樣保持電路保持著信道Tch和Cch中的峰值之
Pch組、Tch組及Cch組的匹配濾波器的輸出被輸入到峰值檢測電路PDp和PDt。峰值檢測電路PDp檢測與PDp電路相連的棲息信道和/或公共信道的相關性峰值，并在多個周期上對每個峰值取平均，然后在對各峰值功率進行搜索之后把較高峰值的相位寄存下來。峰值檢測電路PDt檢測與電路PDt相連的通信業務信道和/或公共信道的相關性峰值，并在多個周期上對每個峰值取平均，然后在對各峰值功率進行搜索之后把較高峰值的相位寄存下來。電路PDp和PDt為取樣保持電路SHp1至SHpS以及SHt1至SHtR輸出控制信號。來自PDp和PDt的控制信號分別由解碼器DECp和DECt解碼成分別用于取樣保持電路SHp1至SHpS以及SHt1至SHtR的取樣信號。峰值檢測可對各匹配濾波器全部或部分來進行。
公共組Cch的匹配濾波器能被用于棲息信道或通信業務信道，于是通信業務信道的匹配濾波器個數為四個至六個。棲息信道的匹配濾波器個數能從二個變為四個。借助可變的信道個數可以使通信方式高度靈活。
取樣保持電路SHp1至SHpS以及SHt1至SHtR分別在其輸出端連接于模數(A/D)轉換器ADp1至ADpS以及ADt1至ADtR。A/D轉換器把取樣保持電路的輸出轉換成數字信號。ADp1至ADpS把數字信號輸出到多路徑信號多路轉換器MUX31，ADt1至ADtR把數字信號輸出到多路徑信號多路轉換器MUX32。這些多路轉換器以分時方式輸出來自所連接的A/D轉換器的輸出之一，用于后續電路中的衰減補償和前角合成。由于分時的結果，用于衰減補償和前角合成的電路規模很小。能以一個A/D轉換器替代A/D轉換器ADp1至ADpS，這一個A/D轉換器以分時方式把取樣保持電路SHp1至SHpS的輸出轉換成數字信號。A/D轉換器ADt1至ADtR能以類似方式由一個A/D轉換器替代。
MUX31把相關性輸出作為來自棲息信道的A/D轉換器的轉換后輸出輸出給存儲器MEM31以寄存相關性輸出。相關性輸出的同樣分量(I-分量)和正交分量(Q-分量)被衰減補償電路PC31補償并輸入到前角(ralk)合成器PCM31。前角合成器RCM31產生一個前角合成輸出Sout1。MUX32把通信業務信道的相關性峰值輸出給存儲器MEM32以寄存這相關性輸出。這些相關性輸出的同相分量(I-分量)和正交分量(Q-分量)補衰減補償電路PC32補償并輸入到前角合成器RCM32前角合成器產生一個前角合成輸出Sout2。
圖4是圖6中電路的時序圖。為便于理解，只顯示了由MF01對棲息信道的處理以及由MF21對通信業務信道的處理。當在符號周期中由棲息信道的MF01收到來自基站“a”的三個峰值的多路徑信號”Peak01”時，三個取樣保持電路SHp1至SHpS被用于保持信號。這里，來自另一個基站“b”的兩個峰值的多路徑信號發生了。通信業務通道的匹配濾波器MF21收到五個峰值的信號“Peak21”，這五個峰值是上述兩個基站的全部峰值。五個取樣保持電路SHt1至SHtR被用于保持該信號。在棲息信道的取樣數據被寄存在存儲器MEM31中，如MEM01所示，而在通信業務信道中的取樣數據被寄存在存儲器MEM32中，如MEM21所示。對這被寄存的數據完成了衰減補償和前角合成。
由于所收到信號的延時剖面(profile)不會變化得那樣快，所以一個符號周期的延時剖面被假定為下一個符號周期的延時剖面。在通信業務信道中的多路徑的相位能被預測。
為了進行軟切換，來自當前基站和其他外圍基站的信號被同時收到并被處理，直至確定了下一個基站為止。在圖4中，來至基站“a”和“b”的信號被通信業務信道的匹配濾波器MF21同時收到。對基站“a”和“b”使用了不同的擴散代碼序列，所以擴散代碼序列被切換以便改變成接收來自不同基站的信號。
如圖2所示，擴散代碼序列通過兩個計算寄存器CAL-REG1和CAL-REG2提供給匹配濾波器。輸入寄存器INP-REG1和INP-REG2分別連接到寄存CAL-REG1和CAL-REG2。不同的擴散代碼序列Pa和Pb被分別輸入到輸入寄存器INP-REG1和INP-REG2，并分別傳送到計算寄存器CAL-REG1和CAL-REG2。CAL-REG1和CAL-REG2是移位寄存器。它們的最后一級分別與第一級相連。在寄存器CAL-REG1和CAL-REG2的所有級中的數據被分別并行輸入到相位多路轉換器PMUX1和PMUX2。PMUX1和PMUX2分別把CAL-REG1和CAL-REG2的當前數據或在CAL-REG1和CAL-REG2的當前數據之前一個芯片時間(chiptime)的數據輸出到寄存器多路轉換器RMUX。寄存器多路轉換器交替地輸出來自PMUX1或PMUX2的數據作為數據MUXCNT。
如圖3中所示，相位多路轉換器PMUX1包括數據多路轉換器DMUX1接收來自第一級的數據D1和來自第二級的數據D2，數據多路轉換器DMUX2接收數據D2和來自第二級的數據D3,…，數據多路轉換器DMUXn-1接收來自第(n-1)級的數據Dn-1和來自最后的第n級的數據Dn，數據多路轉換器DMUXn接收CAL-REG1的數據Dn和D1。來自不同基站的信號可能在同時有峰值。這些峰值得要彼此分離開。當沒有峰值重疊(正常狀態)時，PMUX1按D1至Dn的本來樣子輸出D1至Dn。當在同時有峰值重疊(重疊狀態)時，兩個信號之一被移動一個時間片。在重疊狀態時，PMUX1分別輸出D2至Dn及D1。這是DMUX1至DMUXn在一個時間片之前的數據。PMUX2與PMUX1相似，所以對它的描述在此就省略了。如果使用多于兩個輸入的多路轉換器，則多于兩個信號的重疊能被分離開。然后，不只是多于兩個的被重疊信號，而且兩個或更多個連續峰值重疊也能被分離開。
如圖1所示，除了取樣保持電路SH1至SHn，還提供了額外的取樣保持電路SHEX接收輸入信號Vin。多路轉換器MUXEX連接于取樣保持電路SHEX的一個輸出端。多路轉換器MUXEX的一個輸出被輸入到相加器ADD的“p”和“m”端。在剛好于SH1對Vin取樣之后發生峰值重疊的情況中，這種重疊在一個符號周期之前被預測，而且在重疊時的信號被SHEX和SH2兩者保持。當SH1中數據和CAL-REG1中擴散代碼序列的計算結束時，接下來同樣數據和擴散代碼序列CAL-REG2的計算是使用SHEX中的數據而不是SH2中的數據來完成的，因為在這時在SH2中的數據是新輸入的數據。
如果不提供取樣保持電路SHEX，則由于SH2中的更新數據，使由CAL-REG2中擴散代碼序列進行的相關計算包括一個誤差。然而，象在通常的DS-CDMA系統中那樣，當有大量抽頭tap(相乘次數)時，這個誤差能被忽略。所以在實踐中不帶有SHEX的系統能被使用。
在發生重疊時能完成對輸入信號Vin的取樣。在取樣保持電路SH1至SHn中的數據在重疊停止之前不被重新。在本系統中，不需要在一個符號時間之前預測重疊。
參考圖4來描述上述過程。perch信道的匹配濾波器MF01依次為基站“a”和“b”應用擴散代碼序列p01,a和p01,b。來自基站“a”和“b”的信號的相關性峰值被檢測到。如Peak01所示。在通信業務信道，匹配濾波器MF21對每個符號周期依次應用擴散代碼序列Pa和Pb。在第k和第(k+1)周期，基站“a”和“b”的信號被收到。由于在第K和第(K+1)周期沒有發生重疊，全部相關峰值被取樣保持電路SHtl至SHtR取樣，如圖4中S/H所示。在第(K+1)周期之后，來自基站“a”和“b”的信號峰值重疊在由“pp”所示時刻發生了。“b”的峰值被延時一個時間片，從而產生一個新峰值“PD”，于是重疊被避免了。取樣保持電路對如前所示產生的相關性峰值取樣，來自MF01的相關性輸出被存儲在存儲器MEM01中，來自MF02的相關性輸出被存儲在存儲器MEM21中。然后完成衰減補償(PEC01和PHC02)及前角合成。額外的取樣保持電路越多，則有越多的連續重疊峰值能被處理，計算變得更精確。當連續重疊峰值個數為“d”時，(1符號周期)-(1時間片)之前的數據、(1符號周期)-(2時間片)之前的數據、…、(1符號周期)-(d-1時間片)之前的數據被持續存儲，從而使用持續的數據產生相關性峰值。
如前面提到，當連續重疊峰值個數相對于總時間片數而言較少時，額外的取樣保持電路可被取消。通過對每個時間片交替寄存器CAL-REG1和CAL-REG2，其計算誤差最大為一個輸入數據的量級。
圖5中的匹配濾波器也可以被使用。取樣保持電路SHA1至SHAn串聯連接以便持續轉換來自SHA1、SHA2、…、SHAn的數據。輸入信號Vin被輸入到SHA1，而額外的取樣保持電路SHAEX與SHn的一個輸出端相連。多路轉換器SMUX1至SMUXn的每一個有兩個輸入端和一個輸出端，用于接收相鄰的兩個取樣保持電路SHA1和SHA2、SHA2和SHA3、…、SHAn-2和SHAn-1以及SHAn-1和SHAn的輸出。第一多路轉換器SMUX1輸出SHA1和SHA2的輸出之一，第K個多路轉換器SMUXk輸出SHAk和SHAk+1的輸出之一。多路轉換器SMUX1至SMUXn的輸出分別為多踐轉換器MUX1至MUXn的輸入，這與圖1中的MUX1至MUXn相似。多路轉換器MUX1至MUXn的每一個的輸出被輸入到加法器ADD的加端“p”和減端“m”。加法器ADD的一個輸出被輸入到一個標度調整電路SCALER以把加法器的輸出調整到一個合適的電平。在標度調整后產生輸出Vout。多路轉換器MUX1至MUXn分別被擴散代碼m1至mn切換。
通過分別把SHA1至SHAn與MUX1至MUXn連接，計算出在CAL-REG1中的擴散代碼序列的相關性峰值。然后，這種連接移到SHA1至SHAEX分別與MUX1至MUXn連接，計算出在CAL-REG2中的擴散代碼序列的相關峰值。然后這種連接返回到第一種連接。
與上述類似，如果抽頭數大則可取消額外的取樣保持電路SHAEX，而且能提供多個額外的取樣保持電路用于連續重疊峰值。
圖7示出了第二個實施例。這里，在第一實施例中匹配濾波器MF01的處理由匹配濾波器MF21完成，而在第一實施例中匹配濾波器MF21的處理由通信業務信道中的匹配濾波器MF22完成。MF21在每個符號周期中交替應用基站“a”和“b”的擴散代碼序列Pa和Pb,MF22應用Pa和Pb供產生相關性峰值。其后的處理與第實施例中的處理類似，故其后的描述略掉。如在第二實施例中，軟切換能只用通信業務信道的匹配濾波器完成。
圖8顯示第二實施例。軟切換只由通信業務信道中的一個匹配濾波器MF21來完成。MF21在第K個符號周期應用擴散代碼序列Pa。在第(K+1)和(K+2)符號周期，在由擴散代碼Pa分開的峰值之間的間隔上利用擴散代碼Pb來查尋Pb的峰值。于是，兩個基站的相關性峰值能被檢測到。在第(K+3)周期，擴散代碼序列Pa和Pb都被應用。
圖9是圖8中處理過程的流程圖。在步驟S1，完成對外圍峰窩的查尋。當在步驟S2根據外圍峰窩查尋判定必須軟切換時，在步驟S3確定候選基站BNC1至BNCn。在步驟S4對一循環計數器“i”進行初始化。在步驟S5，在當前基站的相鄰峰值之間的間隔處計算BNCi的相關性。這里，峰值假定為Pc1至Pcm。當檢測到一個峰值時(步驟6)，在步驟S8寄存該峰值的位置(相位)。即使當不存在峰值時，也有發生峰值重疊的可能性。Pc1至Pcm的相關時間在步驟S7被延遲，檢測到的第一個峰值被作為基站BNCi的一個相關性峰值來寄存。然后，通過持續改變“i”(步驟S12)，在步驟5查尋其他基站的峰值。當對全部基站的峰值查尋結束(步驟S10)時，在步驟14確定新的基站BN1至BNp。在分集式(dirersity)移交、遞歸式積分和電動率計算(步驟S15)之后，在步驟S16選擇一個基站。
如圖20中所示，多路轉換器MUX1包括一對多路轉換器MUX91和MUX92。多路轉換器MUX91包括一對CMOS開關T911和T912，它們分別連于輸入電壓Vin9和參考電壓Vref。多路轉換器MUX92包括一對CMOS開關T921和T922。它們分別連于輸入電壓Vin9和參考電壓Vref。MUX91和MUX92由控制信號Pct控制，該控制信號Pct被輸入到T911的nMOS、T912的pMOS、T921的nMOS以及T922的pMOS各門。當Pct為高電平時，MUX91的輸出Vout20是Vin9而MUX92的輸出Vout202是Vref。當Pct為低電平時，輸出Vout201是Vref，而輸出Vout202是Vin9。其他多路轉換器MUX2至MUXn與MUX1類似，故略去對它們的描述。
圖21顯示多路變換器MUX1的一個變型。在圖21中，與圖20中類似的部分用相同參考符號來表示。這里有兩個控制信號Pct1和Pct2，前者控制開關T911和T922，后者控制開關T912和T921。控制信號Pct1和Pct2由一預先控制信號Pct產生。Pct被兩級緩存器B91和B92延遲，并輸入到一個異或門G91從而產生Pct1。緩存器的輸出也被輸入到一個與門G92，于是產生Pct2。在從Pct1的后緣到Pct2的前緣的時間段中及在Pct2的后緣到Pct1的前緣的時間段中，控制信號Pct1和Pct2為低電平而不失效。這意味著Vin9和Vref絕不會同時輸出。即使當擴散代碼被迅速切換時，多路轉換器的輸出也是穩定的。參考電壓Vref不受多路轉換器不穩定輸出的影響。
在圖22中，取樣保持電路SH1包括一個與輸入信號Vi4(對應于圖1中的Vin)連接的開關SW43，一個與開關SW42相連的輸入電容C42，一個與輸入電容C42相連的由CMOS構成的反相放大器INV4以及一個反饋電容C41，該反饋電容用于把反相放大器INV4的一個輸出端與它的輸入端相連。當開關SW43從關閉變為打開時，Vi4(Vin)被保持。恢復開關SW42與INV4和C41并聯，恢復開關SW44與C42相關用于把參考電壓與SW44的一個輸入端相連。參考電壓等于INV4的閾值電壓，而INV4的輸入基本上是恒定的閾值電壓。當SW42是關閉時，C42的相反一端變為相等電壓，而且C42的電荷被清除，與地相連的開關SW41與INV4的輸入端相連。當SW41閉合時，INV4在其輸入端接地，于是包括在INV4中的一個CMOS變為飽和狀態。功耗停止了，其他取樣保持電路與SH1類似，故描述被省略。
然而，在圖22中取樣保持電路SHA1由兩個取樣保持電路構成，它們通過開關串聯。所以描述被省略。
如圖23中所示，開關SW43包括一個晶體管電路T5，它有pMOS和nMOS并聯于一個輸入電壓Vin5。一個“啞”晶體管電路DT5連于晶體管電路T5的一個輸出。該“啞”晶體管電路DT5包括并聯連接在晶體管電路T5的輸出端的pMOS和nMOS，而pMOS和nMOS的輸入端和輸出端被短路。時鐘CLKO的反轉被輸入到T5的pMOS和DT5的nMOS的門。這個反轉是由反向器15產生的。其他開關與SW43類似，故描述被略去。
如圖24所示，加法器ADD包括電容Cp1至Cpn及Cm1至Cmm，分別用于圖1中的加端“p”和減端“m”。Cp1至Cpn的輸出端共同與反向放大器INV71的一個輸入端相連。Cm1至Cmm的輸出端共同與反向放大器INV72的一個輸入端相連。INV71的輸出端通過反饋電容CF71與它的輸入端相連。INV72的一個輸出端通過反饋電容CF72與它的輸入端相連。INV71的輸出端通過一個中間電容CC7與INV72的輸入端相連。該加法器能完成加法和減法。當Cp1至Cpn、Cm1至Cmm、CC7、CF71及CF72的電容比率如公式(1)中那樣時，輸出電壓Vout6如公式(2)那樣給出。Cm1=Cm2=...=Cmn=Cp1=Cp2=...=Cpn=CF71n=CC7n=CF72n......(1)]]>Vout4-Vb=Vdd-Σi=1nVolip-Σi=1nVolimn......(2)]]>圖10顯示出用于多代碼處理的本發明第二實施例。在棲息信道中，所收到的信號(控制信號)被匹配濾波器MF01以擴散代碼序列PNP進行逆擴散，而在通信業務信道中，完成由匹配濾波器MF21以擴散代碼序列PNT1和PNT2進行多代碼的逆擴散。匹配濾波器MF01和MF02完成路徑查尋和信號接收。當棲息信道和通信業務信道的擴散比率彼此相等時，這兩個信道的路徑圖象相等，如圖4中的Peak01和Peak02所示。Peak01顯示棲息信道中的路徑圖象，Peak02顯示通信業務信道中的路徑圖象。由于通信業務信道的路徑圖象是根據棲息信道的路徑圖象確定的，故在通信業務信道中的路徑查尋能被省略。從通信業務信道中選出的峰值中選出較高的峰值。當在一個符號周期中由MF21以PNT1進行逆擴散，從而選出三個峰值(由多路徑信號的Peak21中的實線表示)時，由PNT2選出的多路徑峰值由Peak21中的虛線表示。通過延遲逆擴散的時間使PNT2的各峰值分離，于是產生了六個峰值。這些峰值被取樣保持電路SHt1至SHtR中的六個進行取樣和保持，如圖4中的S/H中所示。然后被取樣的峰值存儲于存儲器MEM01中。對所存儲的數據完成衰減補償和前角合成。在棲息信道中由MF01進行的處理與上述類似，故描述就省略了。
圖14顯示多代碼處理的另一實施例。只有一個匹配濾波器MF21被用于處理兩個擴散代碼序列PNt1和PNt2。匹配濾波器的輸出在存儲預定時間之后被用作為一個信息信號，這如前面提到的那樣。能夠由該輸出計算出電功率，并能根據電功率完成路徑查尋。還有可能根據路徑圖象中的變化來改變處理過程。與前面類似，相關性峰值被取樣保持電路SHt1至SHtR中的一些電路所保持并被存儲在存儲器MEM21中。
圖11至13是圖14中處理的流程圖。如圖11中所示，在步驟S71根據路徑選擇確定路徑圖象，然后在步驟S72確定接收計劃。在步驟S73根據這一計劃接收信號。按照時間表，判斷額外的取樣保持電路的個數、擴散代碼序列的個數以及一個符號周期的時間長度。這里，額外取樣保持電路的個數是SSH，擴散代碼序列的個數是CN，一個符號周期的時間長度是Symbol，峰值的個數是Pmax，相鄰峰值間的時間距離是Dj。確定了多組峰值，每組由距離Dj＜(CN-1)的峰值構成。每組由數PG確定，而每組中的峰值個數定義為PNG(PG)。
如圖12中所示，在步驟S801中對計時數“i”、每組的接收循環計算器“j”、PG以及Pmax進行初始化。在時刻“i”(步驟S802)由擴散代碼PNS1計算出一相關性值。相關結果定義為CR(i)。當CR(i)等于或大于一個預定閾值Q時，則判定在此時發生一個相關性峰值(在步驟S804)。當該峰值是第一個被檢測到的峰值時(在步驟S806),Pmax增加1(步驟S805)。計時數“1”也被增加1(步驟803)。
當檢測到兩個或更多個峰值時，在每個峰值和下一個峰值開頭之間的時間距離Dj被評估(步驟S807)。當Dj等于或大于(CN-1)而且計時不在該符號周期末尾時(步驟S810)，則判定該峰值被分類到另一組，而不是在與峰值前的那些峰值構成的組(步驟S811)。當Dj小于(CN-1)時，則判定額外的取樣保持電路個數是否足夠用于把這些峰值作為一組進行處理(步驟S808)。如果可能，則計數器“j”和該組中峰值PNG(PG)個數被加1。當額外的取樣保持電路的個數足夠時，計時“i”被加1(步驟S803)而且計算下一個相關性(步驟S802)。通過把信號保持在額外的取樣保持電路中，便對一組中的相關性峰值進行處理，從而同一信號被不同的擴散代碼序列所處理。
完成對公式(3)的求值(步驟S808)。如果SSH大于公式(3)中的右側，則峰值被處理。然而，如果SSH不大于公式(3)中的右側，則有TP個不大于SSH的峰值被處理而其余峰值被忽略。SSH≥(CN-1)·j-Σj=1PGN(PG)-1Dj......(3)]]>如圖13中所示，數PG和TP在信號接收步驟S73處被初始化(步驟S91)。計數器“j”、擴散代碼的一個數“k”以及延遲時間“d”被初始化(步驟S92)。在延遲時間“d”處由擴散代碼序列PNSk計算出一相關值(步驟S93)，這一過程繼續到“j”到達PGN(PG)為止(步驟S94)。當j小于PGN(PG)時，d、j及k增加1并重復相關性計算。當j變成等于PGN(PG),TP增加PGN(PG)(步驟S96)。如果TP未達到Pmax，則PG增加1，從而開始一組新峰值(步驟S98和S92)。
圖15是用于長延時信號處理的第三實施例的時序圖。在一個符號周期中，在perch信道中的匹配濾波器MF01、MF02、MF11、MF12接收信號。當在匹配濾波器之一中發生五個多路徑信號峰值(如圖15中Peak(峰值)所示)時，取樣保持電路SHp1至SHPS中的五個被用于取樣，由S/H表示。被取樣的數據存儲在存儲器MEM31中，由“memory(存儲器)”表示。然后完成衰減補償和前角合成。
當在通信業務信道中發生長延時信號時，即當一個多路徑信號中包括一個信號其延時大于一個符號周期時，這個延時信號通常能在棲息信道中被檢測到，因為棲息信道的符號周期長于通信業務信道的符號周期，例如是它的二倍。如果棲息信道的符號周期是通信業務信道符號周期的二倍長，則在棲息信道符號周期后半段中的峰值便是在通信業務信道中的長延時路徑。延時剖面變化不急劇，延時剖面被應用于下一個符號周期。所以，在通信業務信道中的多路徑相位能被預測。
如圖16中所示，擴散代碼序列從兩套計算寄存器CAL-REG和LPD-REG提供給匹配濾波器。當前的擴散代碼序列被存于CAL-REG中，而在當前序列之前一個符號周期的一個擴散代碼序列被存于IDD-REG中。CAL-REG和LPD-REG的并行輸出被輸入到一個寄存器多路轉換器RMUX，用于交替輸出這并行輸出之一作為控制信號MUCCNT。控制信號MUXCNT被輸入到圖1中的多路轉換器MUX1至MUXn，以控制這些多路轉換器。由于必須恰在一個符號周期結束后即時把一新的擴散代碼序列加載到CAL-REG中，所以最好在這最后一個符號周期中把這新序列加載到一個輸入寄存器INP-REG中。在INP-REG中的序列被并行傳送到CAL-REG。恰在從INP-REG到CAL-REG的并行傳送之前，在CAL-REG中的序列被傳送到LDP-REG中。從而把一個符號周期之前的序列存于LDP-REG中。對于非長延時信號，多路轉換器RMUX把CAL-REG中的當前擴散代碼序列提供給匹配濾波器，而對于長延時信號，則把LDP-REG中的一個周期之前的擴散代碼序列提供給匹配濾波器。所以，長延時路徑能被一個匹配濾波器檢測到。信號接收裝置的電路是小的。當兩個或更多的長延時寄存器LDP-REG被使用時，延時兩個符號周期或延時更長的信號能被檢測到。
在一個匹配濾波器中同時發生多路徑和長延時路徑是可能的。長延時寄存器通過多路轉換器CMUX在它的時鐘輸入端接收時鐘CK1、CK2以及地電壓GND。CK1與取樣保持電路的取樣計時同步，而CK2是一個快得多的鐘，例如為CK1的四倍。當相關性峰值同時發生時，此時在CAL-REG中的當前擴散代碼序列通過RMUX被提供給匹配濾波器，而在LDP-REG中的擴散代碼序列不被使用。此時，CMUX改變到GND，從而使LDP-REG的循環移位停止。在下一個時刻，LDP-REG被選中，從而由一個符號周期之后LDP-REG中的序列計算相關性。重疊峰值被分開并被檢測到。
如圖17所示，在棲息信道中的匹配濾波器MF01已結束K次相關性計算，與此同時，在通信業務信道中的匹配濾波器MF21已結束第K次和第(K+1)次相關性計算。擴散代碼序列PN01和PN21分別提供給匹配濾波器MF01和MF21。在第K個周期中，PN01的擴散代碼P01,K被提供給棲息信道中的MF01。在第K和第(K+1)周期，PN21的擴散代碼Pk和Pk+1被提供給通信業務信道中的MF21。
當在第K周期發生相關性峰值時(如Peak01中所示)，在這第K周期后半段中的峰值是長延時路徑。與棲息信道的這些長延時路徑相對應的在通信業務信道中的峰值由Peaks21中第K周期中的虛線表示。在第K周期中沒有峰值重疊，于是全部峰值被跟隨匹配濾波器的取樣保持電路SHt1至SHtR保持，如S/H中所示。長延時路徑能被這一處理過程檢測到。在MF21的第(K+3)周期中，在由Peaks21中的PP所示時刻由當前擴散代碼和長延時擴散代碼造成峰值重疊。如前所述，長延時相關性被延遲。長延的峰值在一個被延遲的時刻(如PD所示)產生，于是重疊被防止。取樣保持電路保持上述峰值。MF01和MF21的相關性輸出被分別存儲在存儲器MEM01和MEM21中。與圖15中的處理過程類似，衰減補償(PHC01和PHC21)及前角合成被執行。
額外的取樣保持電路越多，則能被處理的連續重疊峰值個數便越多。計算變得更精確。當連續重疊峰值個數為“d”，在{(1符號周期)-(2個時間片)}之前的數據、…、在{(1符號周期)-(d-1個時間片)}之前的數據被持續存儲，于是使用這些數據產生長延時路徑相關性峰值。然后在一個時間片內對LDP-REG快速(D+1)次循環移位，從而使LDP-REG返回到如果移位未增被停止的該所處的狀態。
圖18中顯示了用于長延時路徑的另一電路。在該圖中，與圖16中相似的部分由相同參考符號表示。提供了一個次長延時寄存器SUB-LDP-REG，用于存儲與LDP-REG中相同的擴散代碼序列，但其移位比LDP-REG中的序列延遲一次。與圖16的電路中的停止移位不同，RMUX被切換到SUB-LDP-REG供輸出延遲一個時間片的擴散代碼。這等效于停止移位處理。然后RMUX返回到LDP-REG，從而使處理返回到沒有峰值重疊的狀態。時鐘CK通過門G輸入到SUB-LDP-REG。該時鐘能在一個時間片周期被G門停止。于是循環移位被延遲一個時間片。這個電路不需要圖6電路中使用的高速時鐘。這個電路的優點在于它是相當低速的電路而且電路的尺寸也小。
當同時發生多個峰值重疊時，則使用相續延遲一個時間片的多個次長延遲(sub-long delay)寄存器SUB-LDP-REG。SUB-LDP-REG的個數等于峰值重疊數。與圖16的電路類似，通過交替使用CAL-REG和LDP-REG，只需要一個SUB-LDP-REG和一個SHEX。
圖19顯示又一個用于長延時路徑的電路。在圖中，與圖16中相似的部分用相同的參考符號指定。一個時鐘CK被公用于輸入到INP-REG、CAL-REG和LDP-REG、CAL-REG和LDP-REG的各級被反饋到它們的第一級。LDP-REG中的數據被輸入到相位多路轉換器PMUX1，在CAL-REG中的數據被輸入到相位多路轉換器PMUX2。PMUX1和PMUX2按其原樣輸出LDP-REG和CAL-REG中數據或者使其延遲一個時間片。PMUX1和PMUX2的輸出被輸入到一個寄存器多路轉換器RMUX，它交替地輸出CAL-REG或LDP-REG的輸出。
權利要求
1．一種用于直接序列碼分多址(DS-CDMA)蜂窩系統的信號接收裝置，包括一組多個取樣保持電路，用于保持和輸入持續輸入的信號；多個匹配濾波器，每個用于在每個預定周期(符號周期)計算由所述取樣保持電路保持的所述輸入信號與一擴散代碼序列之間的相關性，所述擴散代碼序列是指示基站的長代碼與指示移動站的短代碼的組合代碼序列；多個計算寄存器，用于向所述匹配濾波器提供所述擴散代碼序列，所述計算寄存器被分類成與所述匹配濾波器對應的多個組，每個組包括一個或多個所述計算寄存器；以及多路轉換裝置，提供給所述包括多個計算寄存器的各組，用于有選擇地把每個所述組中的所述計算寄存器連接于所述對應的匹配濾波器。
2．如權利要求1中所述的信號接收裝置，其中所述一組取樣保持電路被并行連接到所述輸入信號并受到控制，從而使所述輸入信號在每個時間片上被所述取樣保持電路逐個保持，所述擴散代碼序列在所述計算寄存器中與所述取樣計時同步地循環移位。
3．如權利要求2中所述的信號接收裝置，其中所述一組取樣保持電路包含從第一級到最后一級串聯起來的各取樣保持電路，所述擴散代碼序列沿著從所述第一級到所述最后一級的方向傳送。
4．如權利要求2中所述的信號接收裝置，還包含連在所述計算寄存器和所述多路轉換器裝置之間的相位多路轉換器，用于有選擇的輸出處于那個時刻的移位狀態的所述擴散代碼序列或者在所述狀態之前的一個移位狀態的所述擴散代碼序列，于是在同一時刻不同計算寄存器中的所述擴散代碼序列被相繼提供給所述匹配濾波器，從而能彼此分離地產生由不同擴散代碼序列在同一時刻造成的相關性峰值。
5．如權利要求2中所述的信號接收裝置，還包含一個或多個額外的取樣保持電路，用于保持在發生不同擴散代碼序列相關性峰值的時刻之前{(1個符號周期)-(1個時間片)}的時刻的和從所述時刻之前{(1個符號周期)-(1個時間片)}的時刻開始在此之前以1個時間片為間隔的各時刻的所述輸入信號。
6．如權利要求2中所述的信號接收裝置，還包含一個或多個額外的取樣保持電路，用于保持在發生不同擴散代碼序列相關性峰值的時刻的和從所述時刻開始在其后的以1個時間片為間隔的各時刻的所述輸入信號。
7．如權利要求1中所述的信號接收裝置，其中所述匹配濾波器之一被分配給棲息信道，另一個被分配給通信業務信道，而分配給所述棲息信道的所述匹配濾波器完成路徑查尋以找出分配給所述通信業務信道的所述匹配濾波器需要進行相關性計算的時刻。
8．如權利要求1中所述的信號接收裝置，其中所述匹配濾波器之一被分配給一個通信業務信道，該匹配濾波器完成路徑查尋以找出要進行相關性計算的時刻，其作法是每個所述符號周期改變所述擴散代碼序列，然后再由該匹配濾波器本身完成相關性計算。
9．如權利要求1中所述的信號接收裝置，還包含連在所述取樣保持電路與所述計算寄存器之間的選擇器裝置，用于使所述取樣保持電路與所述計算寄存器中的所述擴散代碼序列之間的關系保持不變，通過使所述取樣保持電路與所述計算寄存器中的所述擴散代碼序列之間的關系保持不變，用所述取樣保持電路中的輸入信號對所述多路轉換器裝置進行切換以便由不同的擴散代碼序列進行相關性計算，然后所述選擇器裝置返回到保持所述關系不變之前的狀態，從而使所述各峰值能分開地產生。
10．如權利要求9中所述的信號接收裝置，其中，當在多個時刻連續發生由不同擴散代碼序列造成的峰值時，在所述多個時刻由所述選擇器裝置使所述取樣保持電路與所述計算寄存器中的所述擴散代碼序列之間的關系保持不變，從而使所述多個峰值分開地產生。
11．如權利要求5中所述的信號接收裝置，其中，當在一個符號周期中一個相關性峰值之后又發生一個相關性峰值而且所述相繼峰值之間的時間距離等于或大于CN·Tt(這里CN是擴散代碼序列的個數，Ti是時間片長度)，則在所述時間距離期間持續地計算由所述全部擴散代碼序列產生的所述相關性；而當在一個符號周期中一個相關性峰值之后又發生一個相關性峰值而且所述相繼的相關性峰值之間的時間距離小于CN×Tt，則在所述時間距離期間計算由所述擴散代碼序列之一產生的所述相關性，而在此之后再計算由其他擴散代碼產生的相關性。
12．如權利要求11中所述的信號接收裝置，其中，當在一個符號周期中發生多個相關性峰值而且公式(C1)成立時，這里SSH是所述額外的取樣保持電路個數，CP是相繼峰值之間的時間距離小于(CN×Tt)的相關性峰值個數，Dk+1是第K峰值和第(K+1)峰值之間的時間距離，SSH<(CN-1)·CP-Σi=2CPDi......(C1)]]>則對公式(C2)SSH≥(CN-1)·PP-Σi=2PPDi......(C2)]]>中PP個數的峰值進行相關性計算，而對(CP-PP)個峰值的相關性計算被略去。
13．如權利要求1至12所述的信號接收裝置，其中所述一組中的多個計算寄存器保持著為軟切換所需的多個基站的擴散代碼序列。
14．如權利要求1至12所述的信號接收裝置，其中所述一組中的多個計算寄存器保持著為多代碼處理所需的多個不同擴散代碼序列。
15．如權利要求1至12所述的信號接收裝置，其中所述一組中的多個計算寄存器保持著其延時在一個符號周期內的一個擴散代碼序列。以及其延時超過一個符號周期的一個擴散代碼序列。
16．如權利要求15中所述的信號接收裝置，其中對于一個或多個所述匹配濾波器其所述符號周期的一個或多個長于所述匹配濾波器中另一個的所述符號周期，于是所述前者能檢測到所述后者的一個相關性峰值，這里所述后者的延時大于所述后者的所述符號周期。
17．如權利要求16中所述的信號接收裝置，其中所述前者被分配給一個棲息信道，而所述后者被分配給一個通信業務信道。
全文摘要
本發明中,多組擴散代碼序列被存儲于寄存器中,并有選擇地提供給多個匹配濾波器。軟切換、多代碼處理以及長延時路徑都能由一小電路處理。
文檔編號H04B1/707GK1221302SQ98125518
公開日1999年6月30日 申請日期1998年12月25日 優先權日1997年12月26日
發明者周長明, 周旭平, 佐和橋衛, 安達文幸 申請人:株式會社鷹山, Ntt移動通信網株式會社