專利名稱：相關檢測的方法和裝置,和通信終端裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種相關檢測裝置，及其用于檢測含在輸入信號中的專用碼的方法和通信終端，和特別是在無線LAN中以無線連接多個終端裝置中適合應用在利用專用碼設置時間的情況下。
近年來，隨著計算機高技術的發展，通過連接多個計算機已經形成計算機LAN(局域網)和公共使用各種文件和數據以及大范圍地傳送數據和電子郵件。在常規的LAN中，經諸如光纖、同軸電纜、或互相扭絞的電纜對連接各個計算機。
但是，在有線LAN中，因為安裝工作是必須的，以便連接這些計算機和這種有線LAN要求非常復雜的布纜工作，所以安裝LAN是非常困難的。因此，無線LAN已經變為解決常規的LAN電纜系統的布纜問題所觀注之焦點。
作為無線LAN，已經提出按照利用擴頻CDMA(碼分多址)系統執行數據通信的系統。在這種CDMA系統中，發送的數據被PN碼(偽噪聲碼)相乘和發送數據的頻譜將被擴展。當已經被擴頻的發送數據被解調時，被乘以與發送端相同的PN碼。這種CDMA系統具有良好的抗干擾性，以及具有足夠的保密性。
近年來，隨著通過多媒體的信息的傳播，已然廣泛地處理諸如視頻和音頻之類的大規格的數據。因此，要求增加傳送速率，以便使得諸如視頻和音頻之類的大規格的數據可以在無線LAN上傳輸。但是，在擴頻調制中，如果數據以諸如大約30Mbps的高速率進行傳輸，則需要寬于300MHz的帶寬。按照當前的頻率分配，這樣寬的帶寬是不能保密的，并且利用這樣寬的帶寬進行通信也是非常困難的。
再有，在擴頻中，當解調時用于匹配發送的數據碼相位和接收機中待產生的用于解調的碼相位是需要同步恢復時間的。因此，在擴頻中，用于同步的比特序列被插入到每個數據分組之中，以便在高速率下獲得同步，并且由于這種用于同步的每個比特序列，這種序列會引起將要增加非有效數據比特的問題。
從而，本申請人提出數據將通過OFDM(正交頻分復用)方法行發送，以及數據通信將通過TDMA(時分多址)方法作成一幀為一個單元進行傳送，和M序列碼在一幀的首端將被發送，發送/接收定時將被相對于M序列碼進行設置，和每個通信終端的發送/接收定時將通過來自通信控制終端裝置的控制信息進行規定。因為在這種OFDM方法中，數據將利用大量正交安排的副載波按并行進行發送，所以發送速率容易增加，和如果有抖動發生時，數據可以無差錯地進行解調。另外，當接收時，因為發送/接收定時被相對于在一幀的首端上的M-序列碼進行設置，所以可以通過利用這個時間信息僅解調幀中需要的碼元再生數據。
因此，在接收M-序列碼和設置定時的情況下，必須從正在接收的信號中檢測M-序列碼。作為檢測這種M-序列碼的電路，可以考慮利用匹配濾波器的相關檢測電路。
為此，將參照
圖1描述具有匹配濾波器的相關檢測電路。如圖1所示，接收信號S1經由在相關檢測電路1中的輸入端N被輸入到匹配濾波器2。匹配濾波器2是由諸如FIR濾波器之類的數字濾波器構成的，和如圖2所示，該電路包括延遲電路D1-Dn，乘法器K1-Kn和加法器A1。按照將被檢測的碼，乘法器K1-Kn相乘的系數將被設置為“+1”或“-1”。如果該碼設置的乘法器K1-Kn的系數和接收的輸入碼之間的相關性強，則加法器A1的輸出電平變高。
然后，匹配濾波器2發送加法器A1的輸出信號到后級的比較器3作為相關值信號S2。比較器3比較待從匹配濾波器2發送的相關值信號S2的信號電平與從外部待饋送的閾值信號TH的電平信號，和如果相關值信號S2的信號電平大于閾值信號，則經輸出端子OUT輸出表示具有相關性的信號已經被接收到的檢測輸出。
在M-序列碼被饋送作為接收信號S1的情況下，匹配濾波器的輸出變大和因為相關值信號S2的信號電平大于閾值信號TH，則表示M-序列碼已經接收到的檢測輸出S3從相關檢測電路1發送出去。
但是，在上述構成的相關檢測電路1中，存在著這樣一些情況，即如果緊前面接收到的非M-序列碼的信號的信號電平是大的情況下，即使M-序列碼被接收到，檢測輸出S3也將不被發送出去。
一般，在相關檢測電路1的前級，是要設置AGC(自動增益控制)電路的和這個電路調節接收信號S1到規定的電平。如上所述，由于這個AGC電路的存在，即使接收到M-序列碼，檢測輸出S3也將不被輸出的情況。例如，如圖3A所示，M-序列碼被簡單地嵌入在其它信號中，如果AGC電路起作用，將實行均勻功率調節。和因此當M-序列碼被接收到時，匹配濾波器2輸出的相關值信號S2增加。結果，由于超過閾值TH的相關值信號S2，使可以發送表示M-序列碼被正常接收到的檢測輸出S3。
但是，如圖3B所示，當在M-序列碼緊前面接收到的其它接收信號大時，由AGC電路檢測處理增益的降低。但是，因為對于AGC電路增加增益要求恢復時間，所以存在即使M-序列碼被接收到，低增益狀態也要持續一些時間。因此，M-序列碼的接收信號將不被放大，結果，匹配濾波器的輸出，相關值信號S2將不超過閾值TH，和存在即使已經接收到M-序列碼，檢測信號S3也不被發送的情況。
再有，如果緊前面接收的非M-序列碼的接收信號非常的大，則即使M-序列碼尚未被接收到，由于誤操作有可能匹配濾波器2的輸出的相關值信號S2輸出超過閾值TH的檢測輸出S3。
鑒于上面所述，本發明的目的是提供一種相關檢測裝置及其能夠以簡單的結構從輸入信號中正確地檢測規定碼序列的方法。
當結合各附圖進行閱讀時，從下面的詳細描述中本發明的特點、原理和用途將會變得顯而易見，各附圖中相同部件是由相同標號或字符表示的。
在各附圖中圖1是表示常規的相關檢測電路的方框圖；圖2是表示匹配濾波器結構的方框圖；圖3A和3B是表示受AGC電路影響相關檢測電路的檢測靈敏度惡化的簡單線性圖；圖4是表示按照本發明的無線LAN系統的結構方框圖；圖5是表示設置在通信控制終端裝置中的無線通信單元的結構的方框圖；圖6是表示OFDM系統的副載波的線性圖；圖7是表示OFDM系統的信號處理的簡化方框圖；圖8是表示OFDM系統的碼元結構簡單線性圖；圖9是表示設置在通信控制終端裝置中的無線通信單元的結構的方框圖；圖10是表示相關檢測電路的結構的方框圖11A到11E是表示相關檢測電路的特性的特性曲線圖；圖12是表示一幀的結構的簡單線性圖；圖13是表示通信序列的序列圖；圖14是表示在一幀中的數據結構的簡單線性圖；圖15是表示按照另外的實施例的相關檢測電路的結構的方框圖；圖16是表示按照另外的實施例的相關檢測電路的結構的方框圖；圖17是表示按照另外的實施例的M-序列碼發送方法的簡單線性圖；圖18是表示分配參考相位給各副載波的簡單線性圖。
將參照各附圖描述本發明的各優選實施例(1)第一實施例(1-1)無線LAN系統的一般結構在圖4中，10一般表示按照本發明的無線LAN系統。這個無線LAN粗略地包括多個通信終端裝置11A和11B和一個通信控制終端裝置12。通信終端裝置11A和11B包括分別與無線通信單元14A和14B相連的數據終端裝置13A和13B。通信控制裝置12包括與數據終端裝置15相連的無線通信單元16。在這個無線LAN系統10中，在通信終端裝置11A和11B之間進行的數據通信將受通信控制終端裝置12的控制。在這種連接中，通信控制終端裝置12可以僅由無線通信單元16構成。
設置在通信終端裝置11A和11B中的無線通信單元14A和14B3分別包括發送機17A、17B、接收機18A、18B、控制單元19A、19B、天線20A、20B、天線轉換單元21A、21B。這些發送機17A、17B、接收機18A、18B是如此構成，使得裝置可以按照OFDM系統經由無線電路執行數據通信。
另一方面，設置在通信控制終端裝置12中的無線通信單元16包括發送機22、接收機23、控制單元24、資源信息存儲單元25、天線26和天線轉換單元27。這些發送機22、接收機23是如此構成的，使這些裝置可以按照OFDM系統經由無線電路執行數據通信。再有，在資源信息存儲單元25中將存儲與通信終端裝置11A和11B的數據通信的分配時間有關的資源信息。
如上所述，在這種無線LAN系統10中按照無線LAN系統進行數據通信。在這種無線LAN系統中，例如作成147455個OFDM(等效為4ms)碼元作為一幀的時分復用數據在這個幀中將被傳輸。
用于同步獲得的M-序列碼將被從無線控制終端單元12的無線通信單元16發送到一幀的首端。這個用于同步獲得的M-序列碼將分別被通信終端裝置11A和11B的無線通信單元14A和14B接收，用于數據發送/接收的定時將相對于這個接收的定時進行設置。
當在通信終端裝置11A和11B中存在數據通信請求時，發送請求將被從通信終端裝置11A和11B的無線通信單元14A和14B發送到無線控制終端單元12的無線通信單元16。在這個無線控制終端單元12的無線通信單元16中，每個通信終端裝置11A和11B的發送發送分配時間將基于發送請求和資源信息被確定，和和含在發送分配時間中的控制信息將分別被從無線控制終端單元12的無線通信單元16發送到通信終端裝置11A和11B的無線通信單元14A和14B。在通信終端裝置11A和11B的無線通信單元14A和14B中，按照這個發送分配時間將進行數據的發送/接收。此刻，數據的發送/接收相對于將被發送到一幀的首端的用于獲得同步的M-序列碼將予以進行。
(1-2)通信控制終端裝置和無線通信單元在這一節中，將參照圖5描述設置在無線控制終端單元12中的無線通信單元16。如圖5所示，通信控制器30被設置在無線通信單元16中數據發送可以利用數據終端裝置15經由這個通信控制器30進行。
來自通信控制器30的發送數據S10將被饋送到DQPSK(差分編碼正交相移鍵控)調制電路31。DQPSK調制電路31DQPSK調制這個發送數據S10和輸出產生的發送信號S11到串-并變換器32。
串-并變換器32變換將按串行輸入的數據序列S11為并行數據序列的發送信號S12并輸出這個信號到反相快速富利葉變換電路(IFFT)33。反相快速富利葉變換電路33對發送信號S12進行反相富利葉變換，映射發送信號S12到頻域數據和輸出產生的發送信號S13到并-串變換電路34。并-串變換電路34變換將按并行數據序列提供的發送信號S13為串行序列和輸出產生的發送信號S14到轉換開關35。
其中，串-并變換器32、反相快速富利葉變換電路33和并-串變換電路34是按照OFDM系統變換發送信號S11為多載波信號的電路。OFDM系統是分配低比特率信號到利用多載波的每個載波的系統，這些載波是互相正交的，使得頻率間隔為f0，以至于在各個碼之間沒有干擾發生和對于整體來講，按照這種系統可以獲得高比特速率。
這種OFDM的發送波形的頻譜如圖6所示。如圖6所示，在這種OFDM系統中，發送信號S11將被分配到鑒于頻率間隔f0的互相正交的各個副載波上和所述發送信號將被進行發送。
在這種OFDM方法中，發送信號S11被變換為并行信號，和對這個并行變換的發送信號S12進行反相富利葉變換，所述發送信號S12將被分配到每個載波上。另一方面，當解碼時，每個f0間隔的載波的信號分量通過富利葉變換處理將被取出。
如圖7所示，在這個例子中，從DQPSK調制電路31發送的51個樣值通過串并變換電路32將被變換為并行數據和并映射為頻域。這個串并變換電路32的輸出被反相快速富利葉變換電路33進行反相富利葉變換處理64個樣值的有效碼元將被從所述反相快速富利葉變換電路33進行輸出。8個樣值的保護間隔將被附加到這64個樣值的有效碼元上。
因此，在這個例子中，如圖8所示，一個碼元由72個樣值構成，即64個碼元的有效碼元和8個樣值的保護間隔。碼元間隔T碼元是諸如T碼元=1.953μs，樣直間隔T樣值是諸如T樣值=27.127ns，和樣值頻率f樣值是諸如f樣值=36.864Mhz。
在OFDM系統中，因為數據被分為多個載波和進行發送，每一個碼元的時間變長些。和因為保護間隔被按時基進行設置，這種系統具有對抖動和多徑影響不敏感的優點。保護間隔被選擇得大約有效碼元長度的10-20％。
更具體地，在OFDM系統中，從一個接收信號的序列中斷出一個有效碼元長度是需要的和當進行解調時實現富利葉變換處理。即使當斷出一個有效碼元時由于抖動存在差錯，頻率分量也不會變化和僅由于存在保護間隔而出現相位差。因此，通過插入已知碼型到信號中進行相位校正，或者利用差分編碼減少相位差，解調是可能的。在正常QPSK調制中，需要每個比特的定時匹配。但是，在OFDM系統中，少量比特差在靈敏度上僅引起幾個dB的惡化，和解調仍然是可能的。
此時，再回到圖5，繼續進行解釋。從并串變換電路34待發送的發送信號S14將被饋送到轉換開關35的輸入端35A。在M-序列碼發生電路36形成的M-序列碼S15將被饋送到轉換開關的35的輸入端35B。
在發送作為同步信號M-序列碼S15的情況下，開關35選擇并輸出所述M-序列碼S15，和在所有其他情況下，它選擇和輸出發送信號S14。從開關35的輸出信號S16將被饋送到頻率變換電路36。來自PLL合成器37的本機振蕩信號S17被饋送到頻率變換電路36。頻率變換電路36通過將輸出信號S16與本機振蕩信號S17相乘形成頻率被變換到固定頻率上的發送信號S18和輸出這個信號到功率放大器38，作為被用作這個發送信號S18的頻率，可以考慮諸如2.4GHz、5.7GHz或19GHz的亞微波頻帶。
功率放大器38放大發送信號S18到規定功率和饋送產生的發送信號S19型天線開關單元27上的開關的輸入端27A。天線開關27是一個當發送信號時和當接收信號時轉換到天線26上的開關，即當發送數據時該開關轉換到輸入端27A，而當接收數據時，該開關轉換到輸入端271。因此，發送信號S19經由這個開關27被饋送到天線26和從所述天線26進行發送。
另一方面，當接收數據時，由天線26所接收的接收信號S20經由開關27被饋送到接收放大器39(一般稱為LNA低噪聲放大器)和然后被進行放大，該信號被饋送到頻率變換電路40。
在這個頻率變換電路40中，饋送來自PLL合成器37的本機振蕩信號S21和該頻率變換電路40通過將本機振蕩信號S21與接收信號S20相乘形成具有中頻頻率的接收信號S22，和輸出這個信號到串并變換電路41。
串并變換電路41并行變換接收信號S22和輸出產生的接收信號S23到快速富利葉變換電路42(FFT)。快速富利葉變換電路42對接收信號S23進行富利葉變換處理和輸出產生的接收信號S24到并串變換電路43。并串變換電路43變換接收信號S24為串行數據流的接收信號S25和輸出這個信號到DQPSK解調電路44。
這里，串并變換電路41、快速富利葉變換電路42和并串變換電路43對接收信號S22進行OFDM方式解碼。更具體地，在串并變換電路41中，有效數據被斷出和接收信號波形將按每個f0間隔被捕捉和被變換為并行數據。這個串并變換電路41的輸出將被饋送到快速富利葉變換電路42和將被執行富利葉變換處理。因此，通過對按每f0取樣的波形進行富利葉變換處理，將執行OFDM方式解碼。
對接收信號S25進行DQPSK解調電處理的DQPSK解調電路44恢復接收數據S26和輸出這個數據到通信控制器30。通信控制器30輸出這個接收數據S26到數據終端裝置15。
在這個無線通信單元16中，整個操作將由控制器45進行空制。數據發送和數據接收將基于來自控制器45的命令進行控制，和通信前空制器30在數據終端裝置15之間進行發送數據S10和接收數據S26的數據傳送。
在這個無線LAN系統中，通過制成一幀作為一個單元的TDMA方式，數據將被進行發送，和用于獲得同步的M-序列碼將在一幀的首端按一個碼元進行發送。為了實現這種在通信控制終端裝置12的無線通信單元16中的控制，設置M-序列碼產生電路36和包括資源信息存儲單元25和定時器46的一個存儲器。在這種情況下，在一幀的首端碼元的定時上，開關35將被轉到輸入端35B和因此，在該幀的首端M-序列碼將被發送。
當從通信終端裝置11A、11B的無線通信單元14A、14B的通信請求被發送時，這個發送請求被天線26接收和由快速富利葉變換電路42進行OFDM解調和隨后由DQPSK解調電路44進行DQPSK解調和被饋送到通信控制器30上。和被解調的顯示出發送請求的接收數據將被從通信控制器30發送到控制器45。
控制器45連接到資源信息存儲單元25。在這個資源信息存儲單元25中，存儲在每幀待發送的每個通信終端裝置11A、11B的配時間上的資源信息。控制器45基于接收的發送請求和通信資源剩余，確定每個通信終端裝置11A、11B的發送分配時間。表示這種發送分配時間的控制信息將從控制器45發送到通信控制器30。通信控制器30饋送作為一個發送數據S10的這個控制信息到DQPSK解調電路31并因此，經由DQPSK調制電路31和反向快速富利葉變換電路33將施加調制處理和從天線26作為發送信號S19被發送到通信終端裝置11A、11B的無線通信單元14A、14B。
(1-3)通信終端裝置的無線通信單元而后，在這一節中將參照圖9解釋分別設置在通信終端裝置11A、11B中的無線通信單元14A、14B。在這種連接中，因為基本上無線通信單元14A、14B具有相同的結構，下面僅描述無線通信單元14A。如圖9所示，在無線通信單元14A中，經由通信控制器51輸入發送數據S30。從通信控制器51發出的發送數據被饋送到DQPSK調制電路52。DQPSK調制電路52對發送數據S30進行DQPSK調制和輸出產生的發送數據S31和輸出該產生的發送數據S31到串并變換電路53。
串并變換電路53變換串行數據流的發送數據S31為并行數據流的發送數據S32和輸出這個數據到反向快速富利葉變換電路54。反向快速富利葉變換電路54對發送信號S32進行反向快速富利葉變換，映射發送數據S32為頻域數據和輸出產生的發送數據S33到并串變換電路55。并串變換電路55變換按并行數據流的饋送的發送信號S33為串行數據流和饋送產生的發送信號S34到頻率變換電路56。串并變換電路53、反向快速富利葉變換電路54和并串變換電路55變換發送信號S31為利用OFDM方式的多載波信號，正如在無線通信單元16的情況一樣。
在頻率變換電路56中，本機振蕩信號S35從PLL合成器57被進行饋送，頻率變換電路56將發信號S34乘以本機振蕩信號S35，形成頻率被變換為規定頻率的發送信號S36，和輸出這個信號到功率放大器58。
功率放大器58放大發送信號S36到預定功率和饋送產生的發送信號S37到包括天線開關單元21A的開關的輸入端21AA。當接收數據時和當發送數據時，這個開關21A轉變連接到天線20A。在當發送數據時，開關21A被轉變到輸入端21AA側，而當接收數據時，被轉變到輸入端21AB側。因此，發送信號S37經這個開關被饋送到天線20A和從這個天線進行發送。
另一方面，當接收數據時，由天線20A接收的接收信號經開關21A被饋送到接收放大器59，和被進行放大以后該信號被饋送到頻率變換電路60。
在頻率變換電路60中，提供來自PLL合成器57的本機振蕩信號S39，并且頻率變換電路60通過將接收信號S38乘以本機振蕩信號S39形成中頻的接收信號S40并輸出這個信號到串并變換電路61和相關檢測電路62。
串并變換電路61變換接收信號S40為并行信號和輸出產生的接收信號S41到快速富利葉變換電路63。快速富利葉變換電路63對接收信號S41施加富利葉變換處理和輸出產生的接收信號S42到并串變換電路64。并串變換電路64變換接收信號S42為串行數據序列的接收信號S43和輸出這個信號到DQPSK解調電路65。此時，串并變換電路61、快速富利葉變換電路63和M-序列碼、和并串變換電路64按照上面描述的無線通信單元16相同的方式進行OFDM方式的解碼。
DQPSK解調電路65對接收信號S43施加DQPSK解調處理，恢復接收信號S44和輸出該信號到通信控制器51。通信控制器51發送這個接收信號S44到數據終端裝置13A。
這里，在無線通信單元14A中，整個功能將由控制器66進行控制。數據發送和數據接收將通過來自控制器66的命令進行和基于這個控制，通信控制器51在和數據終端裝置13A之間進行發送數據和接收數據的數據傳輸。
在這個無線LAN系統10中，數據通過制成一幀作為一個單元的TDMA方式將被發送，和用于獲得同步的M-序列碼將被從通信控制終端裝置12的無線通信單元16發送到一幀的首端一個碼元。為了實現這種控制，這個無線通信單元14A裝備相關檢測電路62和定時器67。從通信控制終端裝置12的無線通信單元16進行發送的M-序列碼在幀的前端的定時將被天線20A所接收和傳送到相關檢測電路62。相關檢測電路62檢測接收的碼與預置碼之間的相關性。和如果判斷相關性非常強，則表示該碼具有相關性，即M-序列碼已經被接收的檢測輸出S45將被傳送到定時器67。定時器67進行使在這個檢測輸出S45上的定時被設置為參考時間的時間管理。
在存在著用戶希望發送數據的情況下，發送請求按照控制器66的命令將從通信控制器51進行發送。這個發送請求在DQPSK調制電路52中進行DQPSK調制和在反向快速富利葉變換電路54中進行OFDM變換和從天線20A發送到通信控制終端裝置12。發送請求在通信控制終端裝置12被接收而含有發送分配時間的控制信息將被從通信控制終端裝置12發回。
這個控制信息將被天線20A接收和在快速富利葉變換電路63中進行解調，和然后在DQPSK解調電路65中進行DQPSK解調和被饋送到通信控制器51。然后，表示解調的控制信息的接收數據從通信控制器51饋送到控制器66。
這個控制信息含有涉及發送時間的信息。這些時間參考定時器67的時間進行設置。定時器67設置定時，在該定時上相關檢測電路62規定檢測輸出S45(即，在該定時上M-序列碼被從通信控制終端裝置12進行發送)作為參考時間，控制相關于這個參考時間的發送時間和包含在控制信息中的時間信息。
當定時器67判斷發送開始時間已經到來，控制器66輸出發送數據的發送命令到通信控制器51。接收這個命令后，通信控制器51開始發出發送數據S30。發出的發送數據S30在DQPSK調制電路52中進行DQPSK調制和由反向快速富利葉變換電路54中進行OFDM變換處理和經天線20A進行發送。再有，當定時器67判斷接收時間已經到來時，控制器66發出一個接收開始命令給快速富利葉變換電路63。因此，由天線20A接收的接收信號S38經快速富利葉變換電路63進行解調。
利用這種安排，在這個無線LAN系統10中，數據按照OFDM方式利用多載波被發送。如上所述，OFDM波相對于抖動是強信號并且解調是可能的，即使當少量樣值漏掉時也是如此。但是，再有一些漏掉和包含兩個碼元時就不能解調了。因此，定時應當被設置在某種程度。在這個無線LAN系統10中，例如設置147455個碼元(4ms)為一幀，數據將在這個幀中通過TDMA方式進行發送，和M-序列碼將被設置在每幀的首端的一個碼元中，和利用M-序列碼，解調定時將被設置。
如果接收的時鐘相對于接收的OFDM波具有6.8ppm的延遲，則2.7.2ns的時間差在4ms的一幀之間進行累加。這等效于36.864MHz的取樣速率。因此，如果可能準備具有大約6.8ppm精度的時鐘，則解調可能無故障地進行。
在這種連接中，作為用于同步的碼元，除M-序列碼外，準備兩種具有相同頻率的M-序列碼和附加上這些碼，可以使用合成碼序列、金色碼、Burker碼或分組碼。
(1-4)相關檢測電路的構成接下來，在這一節中將參照圖10解釋上述的相關檢測電路62。如圖10所示，相關檢測電路62大致地包括限幅器70、匹配濾波器71和比較器72。首先，從頻率變換電路60發出的接收信號S40經由輸入端IN輸入到限幅器70。限幅器70是按照接收信號S10的信號幅度的正/負限制所述接收信號S40的幅度為固定電平的電路。
如果假設接收信號S40的幅度函數是r(t)，限幅器70限制接收信號S40的幅度為一個固定電平，使得幅度值變為對應于接收信號S40的隔度的正/負的“+1”或“-1”和輸出其幅度被固定到如以下方程所表示的規定電平的接收信號S50
匹配濾波器71具有近似與表示在圖2相同的結構，和這個匹配濾波器71將待輸入的接收信號S50的碼序列和檢測的碼序列分別與相應的系數待進行相乘和通過相加該相乘的結果，獲得一個相關值信號S51和輸出這個信號到隨后的比較器72。在這個匹配濾波器71中的相關值計算處理可以利用接收信號S50的幅度函數進行解釋和將被檢測的碼序列P(t)按如下表示cor(t)=∫0TSr^(t)P*(t-τ)dτ------------------······(2)]]>其中
(t)接收信號S50的幅度函數P(t)將被檢測的碼序列cor(t)將被發送輸出的相關值信號匹配濾波器71輸出如在方程(2)所示的相關值cor(t)作為相關值信號S51。
比較器72比較這個相關值信號S51與將被從外部饋送的閾值信號TH的信號電平。如果結果表示相關值信號S51的電平超過TH信號的信號電平，則比較器72發送一個檢測輸出S45表示待檢測的碼序列(即，M-序列碼)已經經由輸出端OUT被接收到定時器67中。
在這種連接中，因為待從匹配濾波器71發送出的相關值信號S51被表示在方程(2)中，這個信號正比于將被輸入的接收信號的幅度。因此，一般這個匹配濾波器71的輸出信號電平變得低于常規匹配濾波器的輸出。因此，待輸入到比較器72的閾值TH信號的信號電平被設置為低于常規值的規定值。
這里，在接收信號S40是M-序列碼的情況下，，因為M-序列碼是將被檢測的碼，所以具有相關性，和即使其幅度通過限幅器70被調整為固定值也是如此，并因此，具有大的信號電平的相關值信號S51將被從匹配濾波器進行發送。從而，因為相關值信號S51是大的，表示相關值信號S51電平的檢測輸出S45超過閾值TH信號并在比較器72中被檢測的M-序列碼將被輸出。
另一方面，在具有大的信號電平的接收信號的情況下，但不是所述的M-序列碼，則接收信號S40的幅度將被固定在“+1”或“-1”和因此所接收的固定信號將被輸入到匹配濾波器71。因為該不是M-序列碼的信號不具有與設置在匹配濾波器71中的乘法器中的系數的相關性，具有小電平的相關值信號S51將被從匹配濾波器71進行發送，即使各個系數曾被相乘和相乘的結果曾被相加。因此，在比較器72中，相關值信號S51的信號電平沒有超過閾值TH信號的信號電平和檢測輸出S45將不會被輸出。
因此，在這個相關檢測電路70中，因為接收信號S40的幅度被設置為固定值，僅M-序列碼可以被正確地檢測。在這種連接中，通過下面解釋當不是M-序列碼的信號被接收機到時相關值信號的信號電平變大，當不是M-序列碼的信號被接收時相關值信號S51的信號電平變小的原因可以很容易地知道。
—般，如果待輸入的信號定為x(t)和待檢測的碼序列定為p(t)，則在匹配濾波器中的信號處理清楚地表示為以下形式cor(t)=∫0TSx(t)P*(t-τ)dτ--------···(3)]]>其中x(t)是輸入信號p(t)是待檢測的碼序列此刻，如果其信號電平為10倍的這個x(t)的輸入信號x(t)＇被輸入，則從匹配濾波器將被輸出的相關值信號可以被表示為如下方程的形式cor(t)=∫0TSx(t)′P*(t-τ)dτ]]>=∫0TS10x(t)P*(t-τ)dτ----(4)]]>=10∫0TSx(t)P*(t-τ)dτ]]>如上所述，相關值信號的信號電平變得10倍大。因此，當與由匹配濾波器將要檢測的碼序列不相關的輸入信號輸入時，如果該信號非常大，則具有大信號電平的相關值信號將被進行發送，即使它們根本不相關。
在這個相關檢測電路62中，為了避免這樣的問題，待輸入的接收信號S40的信號電平被限幅器70設置為固定的恒定電平和即使輸入了具有大的信號電平的接收信號，但是并不相關，也可以事先防止作為待檢測的碼序列被誤斷定。
此刻，當相關被利用相關檢測電路62進行檢測時每個單元在時間上的信號波形被表示在圖11A到11E。圖11A和11B表示接收信號S40的同相分量(即I分量)和正交分量(即Q分量)的信號電平(在圖中由輸入表示)，和接收信號S50的信號電平(在圖中由輸出表示)，該信號是限幅器70的輸出。圖11C表示接收信號S40的信號分量，和圖11D表示相關值信號S51的信號電平，該信號是匹配濾波器71的輸出，和圖11E常規相關檢測電路的匹配濾波器的輸出。從圖11D和11E之間的比較可以清楚看出，在常規情況下，如果接收信號S48的信號電平是大的，則相關值信號的信號電平變大，即使是沒有M-序列碼(在圖中由“M-陣列”表示)的情況也是如此，和結果，由于M-序列碼曾經被接收而作出誤判斷。但是，在按照本發明的的相關檢測電路62的情況下，因為接收信號S40的幅度被設置為恒定電平，可以獲得其信號電平僅由于M-序列碼將被檢測到才增加的相關值信號S51和因此，M-序列碼的接收可以被正確地檢測。
(1-5)通信協議然后接下來，在下面的章節將描述無線LAN系統10的通信協議。首先，在圖12表示出按照這個無線LAN系統10的在數據通信時間上的幀結構。如圖12所示，一幀被分為控制數據發送時間和信息數據發送時間。在控制數據發送時間中將進行異步數據通信，而在信息數據發送時間中將進行同步數據通信。當用于同步的碼元被從通信控制終端裝置12進行發送時，各個通信終端裝置11A、11B基于這個用于同步的碼元(即，M-序列)的接收，發送發送請求到通信控制終端裝置12。通信控制終端裝置12響應這個發送請求，發送包含發送分配時間的控制信息到各個通信終端裝置11A、11B。控制信息的發送是在控制數據發送時間中按照異步通信進行的。在通信終端裝置11A、11B之間進行數據通信的情況下，通信終端裝置11A、11B按照這個發送分配時間執行數據通信。通信終端裝置11A、11B之間的數據通信將利用信息數據發送時間同步地進行。
在信息數據通信時間中將被進行的數據通信可以按異步方式進行和也可以按異步通信和同步通信共存的方式進行。
此刻，在通信終端裝置11A和通信終端裝置11B之間進行數據通信的情況下的通信序列被表示在圖13，和在時間上將按一幀進行的TDMA通信的數據內容將被表示在圖14中。
如圖13所示，在一幀的一個碼元中，M-序列碼被從通信控制終端裝置12向每個通信終端裝置11A、11B發送。這個M-序列碼分別被每個通信終端裝置11A、11B的無線通信單元14A和14B所接收，和進行時間控制的定時器67將基于這個接收的M-序列碼的定時被進行設置。
然后，在時間點t1，通信控制終端裝置12通過輪詢處理，呼叫通信終端裝置11A、11B。當接收到這個呼叫時，在時間點t2，通信終端裝置11A發出一個證實信號，即一個應答信號。另外，通信終端裝置11B在時間點t3回答發送一個證實信號，該時間點從時間點t2進行了延遲。在這個時間點上，如果請求發送，則這個證實信號包含發送請求。在這個時間點上，假設通信終端裝置11A發送表示到通信終端裝置11B的數據轉移的發送請求，和通信終端裝置11B發送表示到通信終端裝置11A的數據轉移的發送請求。
通信控制終端裝置12基于這些發送請求確定發送分配時間，和在時間點t4，控制信息被發送到通信終端裝置11A、11B。這里，假設通信終端裝置11A的發送開始時間被確定為t5和通信終端裝置11B的發送開始時間被確定為t6。
當接收到包括發送分配時間的控制信息時，通信終端裝置11A在時間點t5開始向通信終端裝置11B的數據發送。同樣，當來自通信終端裝置11A的數據發送結束時，接收控制信息的通信終端裝置11B在接著的時間點t6開始向通信終端裝置11A的數據發送。在這種連接中，在通信終端裝置11A、11B中的時間點t5和t6的定時判斷是由定時器67進行的，該定時器操作按所接收的M-序列碼作為參考時間進行定時。
當上述操作已經被進行時，如圖14所示的數據將被按一幀進行發送。更具體地，如圖14所示，M-序列碼被發送到一幀的首端，每個通信終端裝置11A、11B在時間點t1被呼叫，和在時間點t2和t3呼叫的證實信號被返回，包含發送分配時間的控制信息在時間點t4被發送，和從通信終端裝置11A到通信終端裝置11B的數據發送在時間點t5開始，和從通信終端裝置11B到通信終端裝置11A的數據發送在時間點t5開始。
因此，因為OFDM方式被用在這個無線LAN系統，所以可能實現高速的數據速率。數據將被按照TDMA作成一幀為一個單元進行發送，M-序列碼將被在一幀的首端進行發送和發送/接收定時將利用這個M-序列碼做參考被設置。
每個通信終端裝置11A、11B的發送/接收時間將由來自通信控制終端裝置12的控制信息被進行分配。和因為每個通信終端裝置11A、11B的定時器67被相對于在一幀的首端的M-序列碼進行設置，各個通信終端裝置11A、11B的定時器67被設置的相等。因此，當接收時，數據可以被再生，僅解調在該幀中所要求的碼元。再有，數據可以在相同幀中對來自多個通信終端裝置11A、11B的被復用，和數據可以按相同的解調定時被解調，即使是存在著抖動。
在這種連接中，即使在發送端的定時器和接收端的定時器中存在著小的差別，由于OFDM方式的特性，數據也可以無故障地進行解調。因此，不需要每個脈沖串接收前獲得同步和不需要對每個脈沖串提供同步。因此，在幀中的各個比特可以被有效斷利用。
(1-6)操作和效果按照上述結構，在無線LAN系統10中，M-序列碼在幀的首端被從通信控制終端裝置12進行發送，和M-序列在通信終端裝置11A、11B被接收，和時間控制將相對于接收的M-序列碼的定時被進行控制。將由相關檢測電路62進行判斷是否M-序列碼已經被接收。
在相關檢測電路62中，首先，限制器70限制接收信號S40的幅度為恒定值，和輸入產生的接收信號S50到匹配濾波器71。在匹配濾波器71中，接收的碼序列將被對應于待檢測的M-序列碼的系數相乘和相加該相乘的結果，相關值信號S51將被發送出去。因此，通過在比較器72中比較這個相關值信號S51與閾值TH，該M-序列碼是被接收到還是未被接收到將被確定。在這種清況下，因為接收信號S40的幅度被固定在或者“+1”或者“-1”，可以獲得僅當M-序列碼被接收到時其信號電平才增加的相關值信號S51，和因此，基于這個相關值信號S51，可以肯定地判斷是否M-序列碼已經被接收到。
再有，在這種情況下，如果在接收M-序列碼的緊前面存在著具有大信號電平的接收信號和由AGC電路產生減少M-序列碼的增益的操作，但因為幅度被限幅器70設置為固定的電平，則由AGC電路的增益減少完全沒有影響。
代替接收信號S40的幅度調整為固定電平，可以考慮計算接收信號S40的平均幅度和利用這個平均值歸一化將被從匹配濾波器71發送的相關值信號的方法。但是，在這種方法的情況下，當具有非常大的信號電平的接收信號被接收時，存在在平均幅度計算電路中溢出的可能性和除法器執行歸一化處理和M-序列碼不能被檢測到。再有，按照這種方法，因為需要提供平均幅度計算電路和除法器，電路結構變得非常復雜和結果，存在著一種相關檢測電路不能小型化的擔心。
另外一個方面，按照本發明的相關檢測電路62，因為接收信號S40的幅度被限幅器70固定為“+1”或者“-1”，該電路將不會引起溢出和M-序列碼可以被肯定地檢測。再有，因為不需要提供平均幅度計算電路和除法器電路，相關檢測電路可以被構成為簡單的結構。
按照上述結構，因為接收信號S40的幅度被限制為固定的電平，和輸入幅度固定的接收信號S50到匹配濾波器71，相關值信號S51被檢測和這個相關值信號S51與閾值TH進行比較，將可以確定待檢測的碼序列已經被接收到，還是未被接收到，按照接收信號S50的信號電平的檢測差錯可以被事先防止，和待檢測的碼序列可以利用簡單的結構進行檢測。
(2)其它實施例上述實施例已經論及從接收信號S40中檢測相關值信號S51。但是，本發明不僅限于此。而且同相分量(即1分量)和正交分量(即Q分量)也可以從接收信號S40中提取和相關值信號可以對每個分量進行檢測。這種情況的例子將參照圖15和16進行描述。如圖15所示，在相關檢測電路80中，接收信號S40被首先輸入到第一和第二乘器81和82。本機振蕩信號60被輸入到乘法器81和82，本機振蕩信號60的相位被移相器83延遲了2/π的本機振蕩信號61也被輸入到乘法器81和82。乘法器81將本機振蕩信號60乘以所輸入的接收信號S40，提取基帶信號的同相信號S1。另外，乘法器82通過將本機振蕩信號61乘以所輸入的接收信號S40，提取基帶信號的正交信號SQ。
在各不必要分量被消除后，這些同相分量SI和正交分量SQ分別經由低通濾波器83和84將被輸入到限幅器85和86。限幅器85和86具有與圖10所示的限幅器70相同的結構和這些限幅器產生的同相分量SI和正交分量SQ將被變換成對應于所述幅度的正或負的固定電平“+1”或者“-1”，和輸出產生的同相分量S62和正交分量S63到匹配濾波器87。匹配濾波器87檢測每個分量的相關值信號S64和S65和分別發送這些信號到乘法器88和89。
利用這種安排，在這些相關值信號S64和S65被乘法器88和89平方后，可以獲得利用加法器90將同相分量和正交分量相加的相關值信號S66。這個相關值信號S66被輸入到比較器72并且通過這個信號與閾值TH進行比較，可以判斷出要檢測的M-序列碼是已經被接收到，還是未被接收到。
因此，如果利用信號提取裝置(81-83)從接收信號S40中提取同相分量和正交分量相，每個分量的相關值信號S64和S65被檢測和相關值信號S66可能通過相加這些信號被檢測，待檢測的碼序列可以被正確地從進行諸如DQPSK調制個相位調制接收信號中檢測出來。
在這種情況下，待檢測的相關值信號S66可以表示為以下形式cor(t)=|Σir^(re)(i)P*(i-j)|2+|Σir^(im)(i)P*(i-j)|2···(5)]]>
再有，在其中與圖15對應的部件用相同標號表示的圖16中，在相關檢測電路100中設置代替乘法器88或89的絕對值電路101個103，和獲得每個檢測的分量的相關值信號S64和S65的絕對值和將這些信號相加，可以檢測出組合的同相分量和正交分量的相關值信號S70。利用這種安排，因為電路構成比在獲得不是平方值的絕對值的情況簡單些，所以相關檢測電路100能夠利用比較簡單的電路結構正確檢測待檢測的碼序列。
在這種情況下待檢測的相關值信號S70可以按以下方式表示cor(t)=|Σir^(re)(i)P*(i-j)|+|Σir^(im)(i)P*(i-j)|···(6)]]>另外，上面描述的實施例涉及設置接收信號S40幅度為固定電平“+1”或“-1”的情況。但是，本發明并不僅限于此，而還可以將幅度設置為“+0.5”或“-0.5”。無論如何，如果接收信號S40的信號電平可以被在可以設置成均勻電平的范圍內設置為固定電平，其他值也可以采用。
再有，上面描述的實施例涉及發送對應于一個OFDM碼元的M-序列碼到一幀的首端的情況。但是，本發明并不僅限于此，而作為用于同步的碼元，可以不一定是一個碼元。無論如何，作為這個用于同步的碼元的長度，可變長度是可以接受的。如圖17所示，例如設置M-序列碼的長度為31比特，短于一個碼元，并且一段空間可以設置在一幀的首端，或作為M-序列碼的長度，可以利用長于一個碼元的長度。再有，用于幀同步的M-序列碼并不需要設置在幀的首端，而M-序列碼可以設置在幀中的各種位置上。
另外，如圖18所示，信息可以變放置在各個子載波之間的不同相位。更具體地，在DQPSK調制中，頻率的方向進行變化。如果當接收信號時取樣定時延遲了，在被富利葉變換的每個子載波的QPSK波的相位在當OFDM解調的時間上被反向。作為一種獲得正確QPSK相位的方法，可以采用作為導頻信號分配已知相位信號到OFDM子載波的部分和形成參考相位的方法。在圖18的例子所示，信息被放置在相對于第一載波的各個載波之間的不同相位上。因此，即使相位反向，旋轉的量是小的和只存在小的誤差。因為在圖18的例子只，第一載波被指定為賦予參考相位的載波，而其它載波可以按照該參考進行分配。
另外，上面描述的實施例涉及DQPSK調制數據和經由OFDM多載波發送數據的情況。但是，本發明并不僅限于此，而還可以利用多電平調制QAM(正交幅度調制)。作為QAM，可以利用諸如16-QAM、21-QAM、128-QAM、256-QAM。另外，作為編碼，還可以利用格子碼調制。
再有，上面描述的實施例涉及在通信控制終端裝置12的無線通信單元16中設置M-序列碼產生電路36和在通信終端裝置11A和11B的無線通信單元14A和14B中設置相關檢測電路62的情況。但是，本發明并不僅限于此，而還可以將M-序列碼產生電路和相關檢測電路都設置在一個終端裝置中和可能被構成為，取決于是否這些電路可能被用作通信控制終端或者通信終端裝置，M-序列碼產生電路和相關檢測電路可以被改變和被利用。
按照如上所述的本發明，因為輸入信號是在這個輸入信號的幅度被限幅到固定值后輸入到匹配濾波器裝置的，可以防止來自匹配濾波器的并不是碼序列的具有大的信號電平的相關值的偶然輸出和只有碼序列被檢測到才可以正確地進行檢測。并因此可以實現能夠從輸入信號中正確地檢測規定碼序列的相關檢測和具有簡單的結構。
雖然已經結合本發明的優選實施例進行了描述，但是對于本專業的技術人員來說，可以作出各種改變和修改是顯而易見的，因此，在后附的權利要求書覆蓋落入本發明的真正精神和范圍中的所有這些改變和修改。
權利要求
1．一種利用相關性從輸入信號中檢測待檢測的碼序列的相關檢測裝置，包括限幅裝置，用于根據所述輸入信號的正/負，限制所述輸入信號的幅度到規定的恒定值；匹配濾波裝置，當檢測從所述限幅裝置饋送的輸出信號與所述待檢測的碼序列的相關性時，用于輸出相關值信號；和比較裝置，用于通過比較所述相關值信號的電平與規定閾值，判斷是否所述輸入信號是待檢測的碼序列。
2．按照權利要求1的相關檢測裝置，其特征在于包括信號提取裝置，用于從所述輸入信號中提取同相分量和正交分量；第一限幅裝置，用于限制所述同相分量的幅度到規定的恒定值；第二限幅裝置，用于限制所述正交分量的幅度到規定的恒定值；匹配濾波裝置，用于檢測將從所述第一和第二限幅裝置發送的輸出信號與每個分量待檢測的碼序列之間的相關性和輸出第一和第二相關值信號；第一乘法裝置，用于平方所述第一相關值信號；第二乘法裝置，用于平方所述第二相關值信號；相加裝置，用于通過相加所述第一和第二乘法裝置的輸出信號，輸出第三相關值信號；和比較裝置，用于通過比較所述第三相關值信號的信號電平與規定閾值，判斷所述輸入信號是否是待檢測的碼序列。
3．按照權利要求1的相關檢測裝置，其特征在于包括信號提取裝置，用于從所述輸入信號中提取同相分量和正交分量；第一限幅裝置，用于限制所述同相分量的幅度到規定的恒定值；第二限幅裝置，用于限制所述正交分量的幅度到規定的恒定值；匹配濾波裝置，用于檢測將被從所述第一和第二限幅裝置發送的輸出信號與每個分量待檢測的碼序列之間的相關和輸出第一和第二相關值信號；第一絕對值裝置，用于計算所述第一相關值信號的絕對值；第二絕對值裝置，用于計算所述第二相關值信號的絕對值；相加裝置，用于通過相加所述第一和第二絕對值裝置的輸出信號，輸出第三相關值信號；和比較裝置，用于通過比較所述第三相關值信號的信號電平與規定閾值，判斷所述輸入信號是否是待檢測的碼序列。
4．一種利用相關從輸入信號中檢測待檢測的碼序列的相關檢測方法，包括根據所述輸入信號的正/負，限制所述輸入信號的幅度為規定的恒定值；檢測幅度被固定為規定值的輸入信號與待檢測的碼序列之間的相關值，通過比較所述相關值的信號電平與規定閾值，判斷所述輸入信號是否是待檢測的碼序列。
5．按照權利要求4的相關檢測方法，其特征在于從輸入信號中提取同相分量和正交分量，和每個信號分量所計算的相關值被組合和所述被組合的結果與所述閾值進行比較。
6．按照權利要求5的相關檢測方法，其特征在于在組合每個信號分量所計算的相關值的情況下，每個相關值被平方和被進行組合。
7．按照權利要求5的相關檢測方法，其特正在于在組合每個所述信號分量的所計算的相關值的情況下，獲得每個相關值的絕對值和被進行組合。
8．用于基于待發送的數據通過執行預定調制處理產生通信碼元序列，和發送和接收由對發送碼元序列執行規定發送處理產生的發送信號的通信終端裝置，所述通信終端裝置包括接收裝置，用于接收所述發送信號作為接收信號；解調裝置，用于對所述接收信號執行規定解調處理；相關檢測裝置，包括限幅器裝置，用于根據由所述調制裝置進行所述調制處理的所述輸入信號的正/負，限制輸入信號的幅度為規定的恒定值；和匹配濾波器裝置，用于當檢測從所述濾波器裝置提供的輸出信號和待檢測的碼序列之間的相關性時，輸出相關值信號；比較裝置，用于通過比較所述相關值信號的信號電平與規定閾值，判斷是否是輸入信號是待檢測的碼序列；和控制裝置，當所述相關檢測裝置判斷所述輸入信號是待檢測的碼序列作為基礎時，用于利用一個定時控制所述調制處理和所述解調處理。
9．按照權利要求8的通信終端裝置，其特征在于所述相關檢測裝置，包括信號提取裝置，用于從所述輸入信號中提取同相分量和正交分量；第一限幅裝置，用于限制所述同相分量的幅度到規定的恒定值；第二限幅裝置，用于限制所述正交分量的幅度到規定的恒定值；匹配濾波裝置，用于檢測將被從所述第一和第二限幅裝置發送的輸出信號與每個分量待檢測的碼序列之間的相關和輸出第一和第二相關值信號；第一乘法裝置，用于平方所述第一相關值信號；第二乘法裝置，用于平方所述第二相關值信號；相加裝置，用于通過相加所述第一和第二乘法裝置的輸出信號，輸出第三相關值信號；和比較裝置，用于通過比較所述第三相關值信號的信號電平與規定閾值，判斷所述輸入信號是否是待檢測的碼字列。
10．按照權利要求8的通信終端裝置，其特征在于相關檢測裝置包括信號提取裝置，用于從所述輸入信號中提取同相分量和正交分量；第一限幅裝置，用于限制所述同相分量的幅度到規定的恒定值；第二限幅裝置，用于限制所述正交分量的幅度到規定的恒定值；匹配濾波裝置，用于檢測將被從所述第一和第二限幅裝置發送的輸出信號與每個分量待檢測的碼序列之間的相關和輸出第一和第二相關值信號；第一絕對值裝置，用于計算所述第一相關值信號的絕對值；第二絕對值裝置，用于計算所述第二相關值信號的絕對值；相加裝置，用于通過相加所述第一和第二絕對值裝置的輸出信號，輸出第三相關值信號；和比較裝置，用于通過比較所述第三相關值信號的信號電平與規定閾值，判斷所述輸入信號是否是待檢測的碼序列。
全文摘要
一種能夠以簡單的結構從輸入信號中檢測規定碼序列的相關檢測裝置。在輸入信號的幅度被限制為固定值后,因為這個信號(S40)被輸入到匹配濾波裝置(71),則可以避免具有大的信號電平的相關值的匹配濾波裝置的偶然輸出,只有待檢測的碼序列可以被正確地檢測,因此可以利用簡單的結構實現能夠從輸入信號中正確檢測規定碼序列的相關檢測裝置。
文檔編號H04B1/707GK1230829SQ9812407
公開日1999年10月6日 申請日期1998年12月18日 優先權日1997年12月18日
發明者臼居隆志 申請人:索尼公司