專利名稱：一種鈴流信號源的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及電話交換機用振鈴信號源(簡稱鈴流源)，更具體地涉及鈴流源中低頻逆變電路，反饋電路及限流電路。
隨著電力電子技術的發展，鈴流信號源由早期的線性放大型，可控硅型發展到今天的高頻變壓器耦合型鈴流源，由于耦合式鈴流源采用高頻正弦波脈寬調制技術(SPWM)，使得今天的鈴流源整機效率高、體積小、重量輕。目前，國內外電話交換機基本上都采用這種新型鈴流源構成鈴流信號架。深圳華為公司、北京BCT、迪賽、珠海珠通，香港CP公司等都能生產這種鈴流源，但現有鈴流源普遍存在線路結構復雜、元器件眾多、加工困難等缺點，使得生產成本高、生產效率下降。
圖1是采用現有鈴流技術組成的傳統鈴流源的電路原理框圖。該電路包括功率驅動電路101、直流/直流變換電路102、直流/交流逆變電路103、基準正弦波電路104、誤差放大器電路105、限流電路106、隔離反饋電路107和正弦波脈寬調制電路108。由圖1可見，該鈴流源主要分為兩個部分第一部分為正弦波高頻直流一直流變換部分，它將輸入端I0的24V或48V直流通過驅動電路101和直流/直流變換電路102變為75V脈動直流I1；第二部分為低頻逆變部分，它將75V脈動直流I1通過直流/交流逆變電路103變為75V交流正弦波I2。由于輸入輸出要求電氣隔離，所以在直流變換部分和反饋部分之間加一隔離電路；而基準正弦波振蕩器給誤差放大器105提供正弦波基準；另外，為了安全在副邊加有過流保護電路即限流電路106。
圖2所示為一個比較典型的現有鈴流源的一個實例的電路原理圖，所述鈴流源低頻逆變原理如下邏輯電路200輸出端A1高電平時，使MOS場效應管(MONFET)V3導通，鈴流輸出端(Vo)輸出上半周；邏輯電路200輸出端A1低電平時，使MOS場效應管V4導通，鈴流輸出端(Vo)輸出負半周。
V3、V4交替導通的頻率為25Hz，在Vo端得到25Hz正弦波。
所述鈴流源誤差信號放大及反饋原理如下所述鈴流源的輸出電壓經電阻分壓后的信號202與基準正弦波104輸出的基準信號電壓204比較，得到的誤差信號經運放205放大后，驅動三極管206A、206B，再通過光電耦合器207A、207B隔離反饋到正弦波脈寬調制器108，去調節輸出電壓。
當運放205的輸出端為正(即正弦波的上半波)時206A導通，信號通過207A反饋。
當運放205的輸出端為負(即正弦波的下半波)時206B導通，信號通過207B反饋。
這雖然是一個比較實用的方案，但存在如下幾個缺點1．MOSFFT V3、V4的源極與系統工作電源不共地，換句話說V3或V4的源極與副邊工作地GND2不相連，那么為了驅動V3、V4換流，勢必要各用一組獨立的電源，且分別隔離驅動即V3需要一個隔離驅動電路209；V4也需要一個隔離驅動電路210。2．由于V3、V4需要獨立的電源驅動，為了方便和可靠，這些獨立的電源往往由主變壓輔助繞組提供，這樣使主變壓器顯得復雜。如果原邊輔助工作電源VC、副邊輔助工作正電源VDD、副邊輔助工作負電源VSS都由主變壓器輔助繞組提供，則主變壓將顯得更加累贅。如圖3所示，最復雜的主變壓器有10個繞阻，16個抽頭。如此眾多的繞組和抽頭，使得主變壓器加工困難，加工成本較高，同時也降低了生產效率。3．為了解決主變壓器結構復雜的問題，簡化V3、V4驅動，1996年出版的《西北地區第4屆電源技術學術年會論文集》中題為《靜態鈴流源的研究與實現》的論文提出了一個解決方案。該方案是在開關MOSFET漏極接一電阻到其柵極用穩壓管穩壓后作為開關管V3、V4的驅動電壓，再通過光耦隔離控制。這樣雖然簡化了V3、V4的驅動，但可能存在驅動不足的問題，因為，如果V3是一理想的開關，當V3完全導通時，V3兩端電壓VDS將為零，即VDS=0，那么驅動信號VG也將為零，即VG=0。因此開關管V3、V4將面對驅動不足的情況，這樣，可能影響整機效率。4． 反饋回路由圖2我們也可以看出，現有鈴流技術的隔離反饋回路有兩只光耦和兩只三極管上半波通過光耦207A、三極管206A反饋；下半波通過光耦207B、三極管206B反饋。同時，從圖2還可以看出，在這種反饋結構中，與之配套的限流電路需要有兩套相似的限流單元211、212分別控制二個光電耦合器。5． 邏輯電路現有鈴流技術常用的邏輯電路是一比較器。它把一準正弦波變成一規則的方波去驅動換流用MOS場效應管V3和V4進行換流。在這種方式下，在輸出端得到的正弦波的上下半波的交越處出現令人討厭的“尖峰毛刺”，很難消除。
本實用新型的目的就是要克服上述現有技術的缺陷，提供一種結構簡單，成本低廉、可靠性高的鈴流源。
為達此目的，本實用新型鈴流源的低頻逆變電路采用新的拓樸結構(下面再詳述)；在此結構形式下，還可使所述換流用的兩個MOSFET之一可以直接驅動，使所述兩個MOSFET之另一個的驅動簡化；誤差放大及隔離反饋電路采用全波精密整流技術，節省1只光電耦合器；限流電路可實現全波限流；采用新潁的邏輯電路消除“尖峰毛刺”；另外輔助電源不再依賴于主變壓器而獨立地通過輔助變壓器產生。具體分述如下本實用新型鈴流源的功率驅動電路、直流/直流變換電路、基準正弦波電路和正弦波脈寬調制電路與現有鈴流技術一致。
本實用新型鈴流源的低頻逆變電路的主要組成結構如下濾波電感的一端與主變壓器的次級主繞組的中心抽頭相連，濾波電感的另一端與鈴流電路的輸出端相連；用于換流的兩個MOSFET之一的漏極和所述兩個MOSFET之另一個的源極分別與主變壓器的次級主繞組的另外兩個抽頭經過一整流電路后的兩個端頭相連；而所述兩個MOSFET之一的源極和所述兩個MOSFET之另一個的漏極相連，并通過取樣電阻與次級的地相連；由于所述兩個MOSFET之一的源極與次級的地之間只連接一個極小的取樣電阻，這樣，所述兩個MOSFET之一的源極的電位可近似等于次級地的電位，因而對其可直接進行驅動，且驅動電源可直接用副邊的工作電源；所述兩個MOSFET之另一個通過光電耦合器驅動，而驅動電源可以巧妙地利用鈴流信號輸出端與兩個MOSFET之另一個的源極的電位差來提供。而驅動的信號來自邏輯電路。
本實用新型的誤差放大及隔離反饋電路采用全波精密整流技術，節省1只光電耦合器。
本實用新型的限流電路可實現全波限流。該限流電路由取樣電阻、運放、反相器及2.5V基準等組成，限流的原理是根據負載電流的大小，正半波通過運放及其陰極與運放的輸出端相連的箝位二極管箝制與箝位二極管的陽極相連的三極管基極的電位，并通過光電耦合器反饋，限制SPWM輸出脈寬；負半波通過反相器及運放、箝位二極管箝制三極管基極電位，并通過光電耦合器反饋，限制SPWM輸出脈寬，從而達到限流的目的。
本實用新型鈴流源的邏輯電路是一比例放大器。它通過選擇適當的比例放大倍數，輕而易舉的消除了現有技術的“尖峰毛刺”。
本實用新型鈴流源的輔助電源由獨立的輔助變壓器產生。
由此可見，本實用新型鈴流源由于次級主回路只用了一個濾波電感，且所述兩個MOSFET之一V3也可直接驅動，減少了一個驅動光電耦合器，取消了隔離驅動用輔助電源，又由于隔離反饋電路采用全波精密整流技術，也節省了一個隔離光電耦合器，因此，本實用新型鈴流源的最大優點是在保證高性能、高可靠性的基礎上獲得了結構簡單，成本低廉的良好效果；由于輔助電源從主變壓器中分離出去，且輔助電源數量也減少了，因此變壓器的繞制、裝配也就更簡潔、容易；由于輔助電源獨立產生，不受主回路的影響，從而使鈴流源的可靠性大大增加。
以下結合附圖和實施例對本實用新型作進一步的詳細說明，附圖中相同部分用相同標號表示。
圖1是采用高頻正弦波脈寬調制技術(SPWM)的鈴流源結構方框圖；圖2是現有鈴流技術低頻逆變電路、誤差放大及隔離反饋電路示意圖；圖3是現有鈴流技術主變壓器結構示意圖；圖4是本實用新型鈴流源一個實施例的總體結構示意圖；圖5是圖4所示實施例中低頻逆變電路的電路原理圖；圖6是圖4所示實施例中誤差放大及隔離反饋電路的電路原理圖；圖7是圖4所示實施例中邏輯電路的電路原理圖；圖8是圖4所示實施例中限流電路的電路原理圖；圖9a是圖5所示框圖中V3的驅動單元的電路圖；圖9b是圖5所示框圖中V4的隔離驅動單元的電路圖。
從圖4中可以看出，本實用新型的低頻逆變電路402的具體結構如下濾波電感403的一端與主變壓器T1的次級主繞組401的中心抽頭405相連，濾波電感403的另一端與鈴流電路的輸出端Vo相連；用于換流的兩個MOSFET之V3的漏極、V4的源極分別與主變壓器T1的次級主繞組401的另外兩個抽頭404、406經過一整流電路409后的兩個端頭409A和409B相連；而V3的源極和V4的漏極相連，并通過取樣電阻R與次級的地GND2相連；由于V3的源極與次級的地GND2之間只連接一個極小的取樣電阻R，這樣，V3的源極的電位可近似等于地GND2的電位，因而可直接進行驅動，且驅動電源可直接用副邊的工作電源；V4通過光電耦合器423隔離驅動，其工作電源為與鈴流源的輸出Vo相連的電阻407及其陰極與電阻407的另一端相連而其陽極與V4的源極相連的穩壓二極管408組成的降壓電路提供。而驅動的信號來自邏輯電路410。從圖4中還可以看出，本實用新型的限流電路417通過鉗位二極管418鉗制驅動三極管419基極的電位，然后通過光電耦合器421隔離反饋實現限流；而本實用新型的誤差放大及反饋電路411原理為輸出電壓取樣信號202通過誤差放大器105與基準正弦波104輸出的基準信號204比較放大，再經過全波整流電路416整流后控制驅動三極管419的基極電位，通過光電耦合器421隔離驅動控制電阻420的電位，從而控制正弦波脈寬調制108的輸出脈寬，達到穩定工作的目的。而輔助電源424獨立地通過輔助變壓器T2產生，其中VDD、VSS分別為次級的正、負輔助電源，VC為初級的輔助電源。
由圖5可知，本實用新型鈴流源實施例的低頻逆變部分由V3及其直接驅動電路501、V4及其隔離驅動電路502、邏輯電路410和濾波電感403等組成，邏輯電路輸出端A1使開關MOSFET管V3、V4以25Hz的頻率交替導通實現低頻逆變。V4導通，Vo端輸出正半周。V3導通，Vo端輸出負半周。
圖9a、圖9b分別是圖5所示框圖中V3的驅動單元電路和V4的隔離驅動單元電路圖。從圖中可看出1、邏輯電路輸出端A1輸出高電平時，通過電阻907、908使三極管902基射極間承受反壓而截止，導致光電耦合器423截止，從而使MOSFET V4的柵極G4無驅動信號而關斷，同時，通過電阻905、906使三極管901導通，驅動信號加在MOSFET V3的柵極G3和源極S3之間，V3導通，輸出負半周。其中電容904用于吸收雜波。
2、邏輯電路輸出端A1輸出低電平時，三極管901基極與射極間承受反壓截止，從而使MOFET V3關斷，二極管903用于保護三極管901的基極，同時，三極管902開通，光電耦合器423開通，驅動信號加在V4的柵極G4和源極S4之間，V4導通，輸出正半周。
從圖5中逆變電路的拓樸結構可看出，次級地端GND2選在與MOFET V3與V4的連接點相連的極小的電阻R的另一端，換句話說，場效應管V3的源極與次級地GND2近似為同一電位，這樣可以方便地利用系統工作電源直接驅動V3，不需要附加獨立的電源隔離驅動。
圖6是本實用新型鈴流源的誤差放大及反饋電路的電路原理圖，從圖6可看出，該反饋電路由運放105及由運放601和二極管602、603組成的全波整流電路416、驅動三極管419、光電耦合器421等組成。本實用新型鈴流源的輸出電壓經過分壓后取得的電壓202送到運放105的反向輸入端，與基準正弦波104產生的標準正弦波信號204進行比較，放大。這個放大后的誤差電壓是一準正弦波，再由運放601和二極管602及603將這一準正弦波整流后驅動三極管419，經過光耦421隔離反饋后，在電阻420上得到一脈動直流電壓VF,VF被送到正弦波脈寬調制器108。由此，我們可清楚地看到這個電路與現有技術相比，節省一光耦、一只三極管，對降低產品成本有利。
圖7是本實用新型鈴流源的邏輯電路的電路圖。它將一準正弦波即運放105的輸出B1通過運放702放大變成一梯形波去驅動換流用MOS場效應管V3和V4進行換流。該電路雖然是一簡單的反相比例運算放大器，但比例R1/R2的選擇直接影響輸出正弦波的交越失真。其比值在1.5至5之間為最佳。
圖8是本實用新型鈴流源的限流電路的電路圖，該限流電路是為圖6反饋電路專門設計的限流電路，該電路的特點是在使用一個反饋光電耦合器的反饋方式中完成對輸出正弦波上下兩個半周限流。
從圖8可看出，該限流電路由取樣電阻R、運放801、反相器802、箝位二極管803及2.5V基準和分壓電阻R3、R10等組成，限流的原理是當負載過重時，限流電路動作，通過箝位二極管803箝制驅動三極管419的基極電位，通過光電耦合器421隔離控制，從而限制SPWM輸出脈寬，達到限流的目的。限流動作點可通過選擇比值2.5×R10/(R10+R3)決定。下面結合原理圖對限流原理作進一步定性說明正常工作時，運放801輸出電壓804為高電平(接近于工作電壓VDD)，隨著負載電流增大，電流取樣電阻R兩端電壓有效值升高，運放801輸出電壓804將下降，當取樣電阻R兩端電壓接近2.5×R10/(R10+R3)V(限流設置點)時，運放801輸出電壓804將下降到使箝位二極管803導通，驅動三極管419基極電位被箝位，從而使SPWM輸出脈寬受限，達到限流的目的，下半波限流通過運放801動作，上半波限流通過反相器802反相后導致運放801動作。從而只通過一個光電耦合器的反饋就實現輸出鈴流信號正負半波的限流。
雖然以上已以最佳實施方式詳細描述了本實用新型的主要技術特征和優點，但本實用新型的保護范圍顯然并不局限于以上實施例，而是包括本領域技術人員對上述創造構思可能作出的各種顯而易見的替換方案。
權利要求1.一種鈴流信號源包括功率驅動電路(101)、主變壓器(T1)、整流電路(409)、低頻逆變電路(402)、基準正弦波電路(104)、正弦波脈寬調制電路(108)、誤差放大及隔離反饋電路(411)、限流電路(417)和輔助電源(424)，其特征在于所述鈴流信號源的低頻逆變電路(402)還包括濾波電感(403)、用于換流的兩個MOSFET(V3)和(V4)及其驅動電路(501)和(502)、邏輯電路(410)，其中，濾波電感(403)的一端與主變壓器(T1)的次級主繞組(401)的中心抽頭(405)相連，濾波電感(403)的另一端與鈴流電路的輸出端(Vo)相連；用于換流的兩個MOSFET之一(V3)的漏極和所述兩個MOSFET之另一個(V4)的源極分別與主變壓器(T1)的次級主繞組(401)的另外兩個抽頭(404,406)經過一整流電路(409)后的兩個端頭(409A,409B)相連，而所述兩個MOSFET之一(V3)的源極和所述兩個MOSFET之另一個(V4)的漏極相連，并通過取樣電阻(R)與次級的地(GND2)相連；所述輔助電源(424)包括獨立的輔助變壓器(T2)、次級正電源(VDD)、次級負電源(VSS)、初級輔助電源(VC)。
2.根據權利要求1所述的鈴流源，其特征在于所述兩個MOSFET之一(V3)用任一已知驅動電路直接驅動，且驅動電路所用驅動電源即是所述輔助電源(424)中的次級正電源(VDD)。
3.根據權利要求2所述的鈴流源，其特征在于所述鈴流信號源的所述兩個MOSFET之一(V3)的驅動電路(501)包括其發射極與所述兩個MOSFET之一(V3)的柵極(G3)相連，其集電極與次極正電源(VDD)相連而基極通過一電阻(906)與所述邏輯電路(410)的輸出端(A1)相連的驅動三極管(901)；射極電阻(905)；與射極電阻(905)并聯的電容(904)和其陰極與所述驅動三極管(901)的基極相連而其陽極與所述驅動三極管(901)的發射極相連的二極管(903)。
4.根據權利要求1-3任一項所述的鈴流源，其特征在于所述兩個MOSFET之另一個(V4)通過光電耦合器(423)驅動，而驅動電源可以由鈴流信號輸出端(Vo)與兩個MOSFET之另一個(V4)的源極的電位差來提供。
5.根據權利要求4所述的鈴流源，其特征在于所述鈴流信號源的所述兩個MOSFET之另一個(V4)的驅動電路(502)包括光電耦合器(423)、PNP型三極管(902)、穩壓二極管(408)和電阻(407、907、908)，其中，電阻(907)的一端與邏輯電路的輸出(A1)相連，其另一端與三極管(902)的基極相連，電阻(908)的一端與三極管(902)的射極相連，三極管(902)的集電極與光電耦合器(423)中的發光二極管的陽極相連，光電耦合器(423)中的發光二極管的陰極與次極負電源(VSS)相連，光電耦合器(423)中的接收三極管的射極與所述兩個MOSFET之另一個(V4)的柵極相連，光電耦合器(423)中的接收三極管的集電極與穩壓二極管(408)的陰極相連，同時與電阻(407)的一端相連，電阻(407)的另一端與鈴流源的輸出(Vo)相連。
6.根據權利要求1所述的鈴流源，其特征在于所述誤差放大及隔離反饋電路(411)由基準正弦波(104)、誤差放大器(105)、全波整流電路(416)、驅動三極管(419)和反饋隔離光電耦合器(421)組成。
7.根據權利要求1所述的鈴流源，其特征在于所述鈴流信號源的限流電路由取樣電阻(R)、運放(801)、反相器(802)、鉗位二極管(803)、驅動三極管(419)、隔離反饋光電耦合器及2.5V基準等組成，當所述鈴流源輸出正半波而超過限流點時，由取樣電阻(R)采集到的電流信號通過運放(801)與2.5V基準比較的輸出(804)經位二極管(803)控制驅動三極管(419)的基極電位，從而通過光電耦合器反饋實現限流控制。
8.根據權利要求4-7任一項所述的鈴流源，其特征在于所述鈴流源的所述低頻逆變電路(402)中的邏輯電路是一比例放大器。
10.根據權利要求9所述的鈴流源，其特征在于所述邏輯電路中比例放大器的比例系數最佳范圍為1.5至5之間。
專利摘要一種結構簡單,成本低廉可靠性高的鈴流源。其低頻逆變電路采用新的拓樸結構,使所述換流用的兩個MOSFET之一可以直接驅動,使所述兩個MOSFET之另一個的驅動簡化;誤差放大及隔離反饋電路采用全波精密整流技術;限流電路可實現全波限流;采用新型的邏輯電路消除“尖峰毛刺”;另外輔助電源不再依賴于主變壓器而獨立地通過輔助變壓器產生。
文檔編號H04M1/78GK2325931SQ9720874
公開日1999年6月23日 申請日期1997年2月27日 優先權日1997年2月27日
發明者王文健 申請人:深圳市華為通信股份有限公司