專利名稱：線路均衡器控制方法，積分電路，頻移電路和傳輸裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及適用于通過諸如專用小交換機線路或用戶擁有線路這樣的金屬線路進行數據傳輸的傳輸裝置，以及用在該傳輸裝置中的線路均衡器控制方法，積分電路，和頻移電路。
調制解調器被廣泛用于通過專用小交換機線路或類似線路傳輸數據。具體而言，人們對低價格高傳輸速率的調制解調器有強烈的期望。人們需要傳輸速率高于常規數據傳輸調制解調器速率約1.5Mbps(舉例)的高速調制解調器，因為圖像信息包括大量的信息。
圖33是表示普通調制解調器配置的框圖。圖33所示的調制解調器280通過中繼線與對端的調制解調器交換數據。調制解調器280包括通過中繼線接收數據信號并將其輸出到終端或類似裝置的接收部分281，以及通過中繼線將數據信號從終端傳輸到對端裝置的發送部分286。
發送部分286從功能上包括邏輯處理單元286a，頻響跌落(roll-off)濾波器(ROF)286b，調制器286c，數模(D/A)轉換器286d，和其它部分。接收部分281從功能上包括模數(A/D)轉換器281a，線路均衡器281b，解調器281c，頻響跌落濾波器281d，自動增益控制單元(AGC)281e，自動均衡器(EQL)281f，載波檢測單元(CD)281g，計時抽取單元281h，時鐘信號發生器281i，和其它部分。
在硬件方面，發送部分286和接收部分281的組合由A/D轉換器，D/A轉換器，MPU(微處理器單元)和執行數字信號處理的DSP(數字信號處理器)形成。
在這樣的布置中，在調制解調器280與對端調制解調器進行數據交換之前，在開始數據發送之前先將一訓練信號發送給對端裝置。根據該訓練信號進行所謂的訓練過程來調整接收側調制解調器中的自動增益控制回路(AGC)和線路均衡器(LEQ)或類似裝置。在該訓練過程中，由于線路特性造成電平衰減和頻率特性失真的接收信號被調整為適當的情況。
然后，在圖33所示的調制解調器280的發送部分286中，從通過邏輯處理單元286a的處理過程的一個端點(舉例)在發送數據信號中產生一個信號點。頻響跌落濾波器286b對該信號點進行波形整形處理。調制器286c對處理后的信號點進行調制。然后D/A轉換器286d將調制后的信號轉換為模擬信號接著將其作為數據信號輸出。
在布置在調制解調器280中的接收部分281中，A/D轉換器281a將通過中繼線從對端裝置輸入的模擬接收信號轉換為數字信號。然后解調器281c對接收信號進行解調制。
然后，頻響跌落濾波器281d對來自解調器281c的解調后信號進行波形整形處理。接著，自動增益控制單元281e自動對來自頻響跌落濾波器281d的接收信號的增益進行控制。自動均衡器281f對來自自動增益控制單元281e的信號進行均衡，并然后將得到的信號輸出到接收終端或類似裝置。
為了配置通過將上述調制解調器與諸如專用小交換機線路這樣的金屬中繼線相連而構成的通信系統，需要考慮圖34中表示的金屬中繼線的頻率特性。即如圖34所示，金屬中繼線具有
頻率特性。金屬中繼線傾向于使信號的幅值失真，具體地是與低頻分量相比對高頻分量的衰減更大。
當接收側的調制解調器接收到通過具有上述特性的金屬中繼線傳輸的數據信號時，接收側調制解調器中的接收信號的頻率特性變為
。在布置在圖33所示的調制解調器280中的接收部分281中，線路均衡器281b對由于上述中繼線特性而改變的接收信號的頻率特性進行補償。線路均衡器281b可例如由上述DSP形成。
圖35表示對上述接收信號的
頻率特性進行均衡的線路均衡器281b的特性的一個例子。也就是說，線路均衡器281b具有
特性以校正圖34所示由中繼線引起的頻率特性失真。這一特點能夠使得接收信號的頻率特性變平緩。
對于線路均衡器281b的特性而言，需要根據中繼線的情況，或接收信號幅值失真的程度改變圖35所示的特性的斜率。理想的是線路均衡器281b能夠應付從平的部分到陡的部分的特性范圍。為了實現這樣的要求，常規的線路均衡器采用了二級高通濾波器(HPF)。
但是，在布置在圖33所示的調制解調器280的接收部分281內的線路均衡器281b中，為利用二級HPF實現平緩特性需要將HPF分接電路系數設為非常大的值。
在這種情況下，由于定點算術運算不能被采用來進行數字信號處理用于線路均衡器，因而采用浮點算術運算。也就是說對于線路均衡器必須使用采用浮點算術運算的DSP。但是，使用采用浮點算術運算的DSP導致制造成本的增加和處理速度的下降。
因此，當系統被利用采用上述浮點算術運算的DSP進行配置時，高制造成本和降低的處理速度，而不是平緩特性的實現就成為需要對待的更加重要的問題。
為了利用圖33所示的調制解調器280進行數據傳輸，在開始數據傳輸之前要先交換訓練信號。然后根據收到的訓練信號對均衡器和自動增益控制回路進行控制。由于這一原因，培訓執行需要較長的時間。
特別是在在接收側包括多個調制解調器并聯以便從發送側調制解調器廣播數據的通信系統中，訓練所需的時間使得中繼線連接建立后無法立即開始數據傳輸。
近年來，人們希望使得開始數據傳輸所需的時間盡可能少。但是如上所述，問題在于與接收側調制解調器在開始數據傳輸之前進行的訓練延長了數據傳輸開始時間。
還有，為了響應目前對提高調制解調器處理速度的希望，希望能夠在保留常規調制解調器的信號處理功能的同時盡最大可能減少DSP或類似裝置的信號處理功能。
本發明就是為了克服上述問題而提出的。本發明的一個目的是提供一種線路均衡器控制方法，它使得裝置能夠以低制造成本配置并以高處理速度進行線路均衡處理，且具有根據線路條件所要求的期望特性。
本發明的另一目的是提供一種積分電路，它使得裝置能夠以低制造成本配置并以高處理速度進行線路均衡處理，且具有根據線路條件所要求的期望特性。
本發明的另一目的是提供一種頻移電路，它使得裝置能夠以低制造成本配置并以高處理速度進行線路均衡處理，且具有根據線路條件所要求的期望特性。
本發明的另一目的是提供一種傳輸裝置，它使得裝置能夠以低制造成本配置并以高處理速度進行線路均衡處理，且具有根據線路條件所要求的期望特性。
本發明的另一目的是提供一種不需布置不同的自動控制回路就可進行自動增益控制的傳輸裝置。
本發明的另一目的是提供一種能夠控制線路均衡器或類似裝置而在開始數據發送之前不進行訓練的線路均衡器控制方法和傳輸裝置。
為了實現上述目的，根據本發明，線路均衡器控制方法的特征在于抽取加在發送信號上的多個音頻信號的抽取步驟，這多個音頻信號每個均具有特定的頻率分量；判斷抽取的音頻信號電平的判斷步驟；和根據被判斷的音頻信號的電平控制均衡接收信號的線路均衡器特性的控制步驟。
根據本發明，線路均衡器控制方法的特征在于抽取包括在接收信號中的多個信號的每一個，這多個信號每個均具有特定的頻率分量；計算每個抽取的信號的特定頻率信號分量的電平；根據每個計算出的特定頻率信號電平計算決定線路均衡器特性的系數；根據以特定頻率信號電平表示的接收信號特性控制被計算的系數；以及然后切換線路均衡器的級的步驟。
此外，根據本發明，傳輸裝置具有作為接收信號接收疊加有每個具有特定頻率分量的多個音頻信號的發送信號的接收部分，該接收部分的特征在于用來均衡接收信號的線路均衡器；和用來根據包括在線路均衡器的輸出信號中的多個特定頻率信號的電平以反饋方式控制線路均衡器的線路均衡器控制單元。
如上所述，根據本發明，線路均衡器或類似裝置的濾波器特性可根據從接收信號中抽取出的特定頻率信號的電平在控制步驟中(或用線路均衡器控制單元)被自動控制以相應構成二級，一級和零級濾波器。因此，其優點在于裝置可以低成本構成且線路均衡過程可以按照中繼線情況的理想特性以高處理速度進行。特別地，由于線路均衡器的級可根據接收信號的特性進行改變，就可使用高速進行定點算術運算的DSP以相對低廉的成本實現線路均衡器。
由于線路均衡器的濾波器特性可通過利用根據成功傳輸的奈奎斯特頻率信號計算出的幅值誤差信息和頻率誤差信息二者來設定其系數，因而線路均衡器可以校正幅值誤差信息和頻率誤差信息。此外，由于可以取消在開始數據發送之前交換訓練信號的必要性，從數據發送出現時刻到真正的數據發送時刻的間隔可被縮短。
此外，根據本發明，積分電路的特征在于用來從n位數字信號中抽取m位低位數字的第一抽取單元；用來從n位數字信號中抽取(n-m)位高位的第二抽取單元；用來將第二抽取單元的信號輸出減半的乘法器；用來將第一抽取單元的輸出與乘法器的輸出相加的第一加法器；用來臨時存儲第一加法器的輸出的存儲單元；和用來將存儲在存儲單元的信號加到被輸入的n位信號的第二加法器。
如上所述根據本發明，可實現從一n位(比特)信號中抽取低位和高位然后將高位的一半與低位相加，然后反饋回結果的積分電路，其中當超過預定范圍時，積分值可返回預定范圍的中心點。因此，輸出信號的可變寬度可通過在接收側調制解調器中應用積分電路而壓縮為適當值。結果，其優點是線路均衡器的運行能夠穩定。
此外，根據本發明頻移電路的特征在于用來臨時存儲輸入信號的實數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第一存儲單元；用來臨時存儲輸入信號的虛數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第二存儲單元；用來將存儲在第一存儲單元前的一個時間周期輸入的實數分量與輸入的虛數分量相加的第一加法器；和用來將存儲在第二存儲單元前的一個時間周期輸入的虛數分量與輸入的實數分量相加的第二加法器。
如上所述，由于通過僅包括將前面的信號與后面的信號相加的簡單信號運算就可實現頻移處理，因而復雜的信號處理可被省略。因而，與一般的頻移功能相比，可實現從電路規模，處理時間等方面看更加優越的功能。該頻移回路在調制解調器上的應用的貢獻在于降低DSP的信號處理負荷和減少了處理時間。
圖1是對本發明的一個方面的的說明圖；圖2是表示本發明的一個方面的方框圖；圖3是表示根據本發明的一個實施例的調制解調器中的接收部分的方框圖4是表示根據本發明的實施例的調制解調器中的發送部分的方框圖；圖5是表示采用根據本發明的實施例的調制解調器作為傳輸裝置的數據通信系統的方框圖；圖6是表示根據本實施例的數據通信系統中發送信號的頻譜和接收信號的頻譜的圖；圖7是表示根據本實施例的數據通信系統中的線路均衡器的等價回路的圖；圖8(a)和8(b)每個均為表示根據本實施例的數據通信系統中的線路均衡器的等價回路的圖；圖9是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元的方框圖；圖10是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖11是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖12是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖13是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖14(a)和14(b)每個均為用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖15是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖16是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖17(a)和17(b)每個均為表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖18(a)至18(c)每個均為用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖19是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖20是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖21是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖22是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖23是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖24是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖25是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖26是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖27是用來解釋據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的運行的圖；圖28是用來解釋根據本實施例的隨機信號抽取處理過程的圖；圖29是表示根據本實施例的線路均衡器控制單元主要部分的等價回路的圖；圖30是用來解釋根據本實施例的隨機信號抽取過程的圖；圖31是用來解釋本實施例的隨機信號抽取過程的時序圖；圖32是用來解釋本實施例的隨機信號抽取過程的時序圖；圖33是表示一般調制解調器配置的圖；圖34是用來解釋一般調制解調器中線路均衡器運行的圖；及圖35是用來解釋一般調制解調器中線路均衡器運行的圖。
首先讓我們參照附圖來解釋本發明的一個實施例。
圖1是對本發明的一個方面的解釋圖。參照圖1，根據本發明的線路均衡器控制方法包括以下步驟S1至S3。即在抽取步驟(步驟S1)中，加在發送信號上的多個音頻信號被抽取出來。這多個音頻信號中中每個均具有特定頻率分量。在判斷步驟(步驟S2)中，對被抽取的音頻信號的電平進行判斷。在控制步驟(步驟S3)中，根據被抽取的音頻信號的電平對均衡接收信號的線路均衡器的特性進行控制。
因此，根據本發明，因為線路均衡器的特性可根據在控制步驟(步驟S3)中根據從接收信號中抽取的特定頻率信號的電平被自動控制，裝置可被以低制造成本配置而線路均衡處理能以高處理速度進行而具有根據線路條件所需的理想特性。
在這種情況下，在抽取步驟(步驟S1)中，包括在特定頻帶中具有高限頻率分量的音頻信號和在特定頻帶中具有低限頻率分量的音頻信號的多個音頻信號可被抽取出。
此外，在判斷步驟(步驟S2)中，通過將抽取的多個信號相加在一起得到的值被與參考值進行比較。然后線路均衡器的特性可在控制步驟(步驟S3)中根據通過將這些音頻信號與參考值及其幅值進行比較得到的值和幅值被控制。還有，在判斷步驟(步驟S2)中還對被抽取的多個音頻信號的電平差值進行計算。然后在控制步驟(步驟S3)中根據電平差值及其極性對線路均衡器的特性進行控制。
因此，本句本發明，由于線路均衡器的濾波器特性可通過利用根據成功傳輸的奈奎斯特頻率信號計算出的幅值誤差信息和頻率誤差信息二者來設定其系數來改變，因而線路均衡器可以校正幅值誤差信息和頻率誤差信息。此外，由于可以取消在開始數據發送之前交換訓練信號的必要性，從數據發送請求出現時刻到真正的數據發送時刻的間隔可被縮短。
此外根據本發明，線路均衡器控制方法的特征在于以下步驟抽取包括在接收信號中多個信號的每一個，這多個信號每個均具有特定頻率分量；每一個被抽取的信號中的特定頻率分量；根據計算出的每一特定頻率信號的電平信號計算決定線路均衡器特性的系數；根據以特定頻率信號表示的接收信號特性對計算的系數進行控制；以及切換線路均衡器的級。
因此根據本發明，線路均衡器或類似裝置的濾波器特性可根據從接收信號中抽取出的特定頻率信號的電平被自動控制以相應構成二級，一級和零級濾波器。因此，其優點在干線路均衡過程可以按根據中繼線情況的理想特性進行。特別地，由于線路均衡器的級可根據接收信號的特性進行改變，就具有可使用高速進行定點算術運算的DSP或相似裝置能以相對低廉的成本實現線路均衡器的優點。
由于線路均衡器的濾波器特性可通過利用根據成功傳輸的奈奎斯特頻率信號計算出的幅值誤差信息和頻率誤差信息二者來設定其系數而改變，因而線路均衡器可以校正幅值誤差信息和頻率誤差信息。此外，由于可以取消在開始數據發送之前交換訓練信號的必要性，從數據發送請求出現時刻到真正的數據發送時刻的間隔可被縮短。
此外，根據本發明，積分電路的特征在于用來從n位數字信號中抽取m位低位的第一抽取單元；用來從n位數字信號中抽取(n-m)位高位的第二抽取單元；用來將第二抽取單元的信號輸出減半的乘法器；用來將第一抽取單元的輸出與乘法器的輸出相加的第一加法器；用來臨時存儲第一加法器的輸出的存儲單元；和用來將存儲在存儲單元的信號加到被輸入的n位信號的第二加法器。
因此，根據本發明，可實現從一n位(比特)信號中抽取低位和高位然后將高位的一半與低位相加，然后反饋回結果的積分電路，其中當超過預定范圍時，積分值可返回預定范圍的中心點。因此，輸出信號的可變寬度可通過在接收側調制解調器中應用該積分電路而壓縮為適當值。結果，其優點是線路均衡器的運行能夠穩定。
根據本發明，頻移電路的特征在于用來臨時存儲輸入信號的實數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第一存儲單元；用來臨時存儲輸入信號的虛數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第二存儲單元；用來將存儲在第一存儲存儲單元中一個時間周期之前輸入的實數分量與已輸入的虛數分量相加的第一加法器；和用來將存儲在第二存儲存儲單元中一個時間周期之前輸入的虛數分量與已輸入的實數分量相加的第二加法器。
根據本發明，由于通過僅包括將前面的信號與后面的信號相加的簡單信號運算就可實現頻移處理，因而復雜的信號處理可被省略。因而，與一般的頻移功能相比，可實現從電路規模，處理時間等方面看更加優越的功能。該頻移回路在調制解調器上的應用的貢獻在于降低DSP的信號處理負荷和減少了處理時間。與一般的頻移功能相比，可實現從電路規模，處理時間等方面看更加優越的功能。
圖2是表示根據本發明的一個方面的方框圖。參照圖2，數字17表示具有作為接收信號接收疊加有每個具有特定頻率分量的多個音頻信號的發送信號的接收部分10的傳輸裝置。接收部分10由線路均衡器1和線路均衡器控制單元16組成。
線路均衡器1均衡接收信號。線路均衡器控制單元16根據包括在線路均衡器1的輸出信號中的多個特定頻率信號的電平反饋控制線路均衡器1。
此外，線路均衡器控制單元16包括用來從線路均衡器1的輸出信號中抽取具有特定頻率分量的信號的帶通濾波器單元；用來計算由帶通濾波器單元抽取出的多個特定頻率信號中每個的電平的電平計算單元；和用來計算根據電平計算單元計算的信號電平來確定線路均衡器1的特性的系數的系數計算單元。
線路均衡器1可這樣形成使其作為二級，一級和零級濾波器在線路均衡器控制單元16的反饋控制下運行。形成線路均衡器控制單元16使其通過線路均衡器1的反饋控制進行接收信號的自動增益控制。
傳輸裝置可進一步具有布置在線路均衡器控制單元16的前級的隨機抽取回路的形式，用來從線路均衡器1中隨機抽取輸出信號。
帶通濾波器單元可由以下部分形成用來從接收信號中抽取多個特定頻率信號的帶通濾波器；用來將由帶通濾波器抽取的多個特定頻率信號移動一預定頻率分量的頻移單元；和從頻移單元抽取多個特定頻率信號中至少一個的低通濾波器。
在這種情況下，頻移單元和低通濾波器的組合可由包括以下部分的頻移低通濾波器共享單元形成臨時存儲輸入信號的實數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第一存儲單元；用來臨時存儲輸入信號的虛數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第二存儲單元；用來將存儲在第一存儲單元中一個時間周期之前輸入的實數分量與虛數分量信號相加的第一加法器；和用來將存儲在第二存儲單元中一個時間周期之前輸入的虛數信號分量與實數分量信號相加的第二加法器。
電平計算單元可由以下部分形成通過計算由帶通濾波器單元抽取的多個特定頻率信號之和來計算傳輸數據中中間頻帶信號的電平的全功率計算單元；和用來計算由帶通濾波器單元抽取的多個特定頻率信號之間的功率差值的功率差計算單元。
此外，系數計算單元可由以下部分形成用來比較由電平計算單元計算出的信號電平的功率信息和與預先設定的參考值的比較單元；用來對比較單元的比較結果進行積分的積分單元；和用來根據積分單元的積分結果計算控制線路均衡器的系數的限位器。
系數計算單元中的積分單元可由以下部分形成用來從n位數字信號中抽取m位低位的第一抽取單元；用來從n位信號中抽取(n-m)位高位的第二抽取單元；用來將第二抽取單元的信號輸出減半的乘法器；用來將第一抽取單元的輸出與乘法器的輸出相加的第一加法器；用來臨時存儲第一加法器的輸出的存儲單元；和用來將存儲在存儲單元的信號加到被輸入的n位信號的第二加法器。
因此，根據本發明的傳輸裝置，根據從接收信號抽取的特定頻率信號電平，線路均衡器控制單元可自動控制線路均衡器的濾波器特性以依次構成二級，一級和零級濾波器。因此，其優點在于該裝置能以低成本構成并且線路均衡過程可以按根據中繼線情況的理想特性以高處理速度進行。特別地，由于線路均衡器的級可根據接收信號的特性進行改變，就具有可使用高速進行定點算術運算的DSP或相似裝置能以相對低廉的成本實現線路均衡器的優點。
根據本發明，由于系數計算單元能改變線路均衡器的濾波器特性，其是通過利用根據成功傳輸的奈奎斯特頻率信號計算出的幅值誤差信息和頻率誤差信息二者來設定其系數來實現的，因而線路均衡器可以校正幅值誤差信息和頻率誤差信息。此外，由于可以取消在開始數據發送之前交換訓練信號的必要性，從數據發送請求出現時刻到真正的數據發送時刻的間隔可被縮短。
根據本發明，通過利用從接收信號抽取的多個特定頻率信號(音頻信號)，線路均衡器控制單元計算它們的電平平均值從而可驗證接收信號的衰減度。此外，接收信號的頻率特性可通過計算特定頻率信號之間電平的差值來識別。結果，線路均衡器的自動調整可被大大簡化。
根據本發明，可通過將值為幅值差的一個信號與輸入信號相乘來控制輸入信號的幅值，而不需要布置AGC回路。因此，其優點在于DSP上的處理負荷可通過簡化回路配置而降低。
此外，本發明的優點在于可通過分別抽取n位(比特)信號的高位和低位，將高位的一半與低位相加，然后反饋回結果來實現一積分電路，該積分電路可在積分值超過預定值時將其拉回到上述范圍的中心點。包含在接收調制解調器中的該積分電路可將輸出信號的可變帶寬壓縮為適當值，從而穩定了線路均衡器的運行。
根據本發明，由于頻移和低通濾波器共享單元通過僅包括將前面的信號與后面的信號相加的簡單信號運算就可實現頻移處理，因而復雜的信號處理可被省略。因而，與一般的頻移處理相比，可實現從電路規模，處理時間等方面看更加優越的功能。該頻移回路在調制解調器上的應用的貢獻在于降低DSP的信號處理負荷和減少了處理時間。與一般的頻移功能相比，可實現從電路規模，處理時間等方面看更加優越的功能。
下面通過參照附圖對本發明的一個實施例進行介紹。
圖5是表示根據本發明使用調制解調器作為傳輸裝置的數據通信系統的框圖。在圖5所示的數據通信系統40中，發送調制解調器41與多個(即兩個)并聯的接收調制解調器42和43通過諸如用戶中繼線這樣的金屬中繼線44相連。
就是說，在數據通信系統40中，發送調制解調器41可通過金屬中繼線44將1.5Mbps的各種數據發送到接收調制解調器42和43。包括如圖像信息這樣的大容量信息的數據可在發送調制解調器41和接收調制解調器42和43之間廣播。
例如當配置一個電視會議系統或確認遠距離交通事故地點狀況的系統時，圖5所示的數據通信系統40可以廣播必要的圖像信息(并行發送同樣內容的圖像信息)。
換言之，在圖5所示的數據通信系統40中，通過將主裝置(未示出)與發送調制解調器41相連和將各種接收終端與接收調制解調器42和43相連而將圖像數據從主裝置發送到各種接收終端上。發送調制解調器41將從主裝置來的發送數據進行必要的調制處理然后將調制后數據經金屬中繼線44和接收調制解調器42和43發送到各種接收終端上。在這種布置中，各種接收終端可同時接收來自發送調制解調器41的發送數據。
圖5所示的發送調制解調器41例如可包括圖4所示的發送部分20。
參照圖4，發送部分20由邏輯處理單元21，頻響跌落濾波器(ROF)22，奈奎斯特信號發生單元23，加法器24，調制器25，D/A轉換器26，和低通濾波器(LPF)27組成。
在發送部分20中，邏輯處理單元21例如由一MPU形成。頻響跌落濾波器(ROF)22，奈奎斯特信號發生單元23，加法器24和調制器25的組合由一DSP形成。
邏輯處理單元21進行諸如葛萊碼/自然碼轉換和產生對應于發送數據的信號點這樣的邏輯處理。頻響跌落濾波器22對來自邏輯處理單元21的發送信號的波形進行整形。
此外，奈奎斯特頻率信號發生單元23產生具有奈奎斯特頻率分量的信號。加法器24將頻響跌落濾波器22的輸出與奈奎斯特 頻率 信號發生單元23中產生的奈奎斯特頻率分量相加。
調制器25以預定的調制方法對發送數據進行調制。D/A轉換器26將調制后的數字發送數據轉換為模擬信號然后將得到的信號發送至金屬中繼線或類似裝置。
低通濾波器27去除應用頻帶以外的頻帶上的噪聲。低通濾波器27的信號輸出通過金屬中繼線44被發送到接收側調制解調器。
如圖6所示，在發送部分20中，例如，兩個均具有奈奎斯特頻率的音頻信號(12kHz)32和音頻信號(204kHz)33被加在具有特定帶寬(12kHz至204kHz)的(發送速率為1.5Mbps的)發送數據31上。然后產生的信號被發送至金屬中繼線44。
因此，加在發送數據31上的音頻信號32是一個具有發送數據31帶寬的下限頻率分量的音頻信號。加在發送數據31上的音頻信號33是一個具有發送數據31帶寬的上限頻率分量的音頻信號。
圖5所示的接收調制解調器42和43每個都包括例如圖3所示的接收部分10。
圖3所示的接收部分10包括線路均衡器1，解調器2，頻響跌落濾波器3，接收信號處理單元15，和線路均衡器控制單元16。
布置在用來將通過中繼線收到的模擬信號轉換為數字信號的模/數轉換器的后級的線路均衡器(LEQ)1在線路均衡器控制單元16的控制下補償由于金屬中繼線特性引起的幅值失真。
如圖7所示，線路均衡器1由二級遞歸濾波器形成。圖7所示的線路均衡器1包括乘法器171至175，加法器176至179和分接電路(Y1，Y2)180和181。
乘法器171將由線路均衡器控制單元16(下面將對其進行介紹)設定的系數A與輸入信號相乘。乘法器172將由線路均衡器控制單元16設定的系數B與輸入信號相乘。乘法器173將由線路均衡器控制單元16設定的系數C與輸入信號相乘。乘法器174將由線路均衡器控制單元16設定的系數D與輸入信號相乘。乘法器175將由線路均衡器控制單元16設定的系數E與輸入信號相乘。線路均衡器1的特性通過設定這些系數來決定。分接電路180是存儲一個時間周期以前的信號的分接電路(Y1)而分接電路181是存儲一個時間周期以前的信號的分接電路(Y2)。
在這樣的布置中，線路均衡器1對來自A/D轉換器的與其前級相連的信號(AD1至AD4；通過轉換從金屬中繼線44來的模擬信號得到的數字信號)進行線路均衡處理以提供輸入信號的期望特性，然后將得到的信號(RLEQ1至RLEQ4)輸出。
乘法器171將系數A與輸入信號相乘。輸入到171的信號電平取決與系數A的值。即，乘法器171具有幾乎與AGC回路相同的功能。系數B至E被分別應用于乘法器172至175。系數B至E決定和改變線路均衡器“1”的頻率特定。
實際上，圖8(a)所示的一級濾波器可通過將系數C和E設為“ 0”而配置。圖8(b)所示的零級濾波器可通過將系數B至E設為“0”而配置。
在圖3中，解調器2對來自線路均衡器1的接收信號進行解調。頻響跌落濾波器(ROF)3對解調后的接收信號的波形進行整形。頻響跌落濾波器3的輸出信號被加到線路均衡器控制單元16和處理接收數據的接收信號處理單元15上。
接收信號處理單元15進行信號處理以利用后級終端識別來自頻響跌落濾波器3的接收信號。接收信號處理單元15由終止奈奎斯特頻率信號的奈奎斯特信號終止器(NQCL)11，均衡NQCL 11的輸出的自動均衡器(EQL)12，載波相位控制單元(CAPC)13，和根據接收信號判斷信號點的判斷單元14組成。接收信號處理單元15具有與一般調制解調器基本相同的配置。因而，此處對詳細解釋予以忽略。
線路均衡器控制單元16接收來自頻響跌落濾波器3的接收信號且然后抽取加在來自發送調制解調器41的發送數據31上的音頻信號32和33。然后線路均衡器控制單元16根據每一抽取的音頻信號32和33的電平判斷傳輸數據的中繼線的特性，然后通過設定系數A至E來自動調整線路均衡器1。
換言之，線路均衡器控制單元16根據抽取的音頻信號32和33的電平之間的比較結果來自動控制線路均衡器1以使接收信號的頻率特性變平緩。線路均衡器控制單元16還設定線路均衡器1的系數A至E來將接收信號的電平調節至預定值。
就是說，通過中繼線傳輸的發送數據的特性是變化的。例如在圖6(b)所示的金屬中繼線中，隨著頻率的增加，信號衰減量也增加，因而發送信號的頻率特定變為曲線。傳輸距離長產生的信號衰減也大，結果使總的信號電平降低。
線路均衡器控制單元16可根據奈奎斯特頻率信號32和33的電平判斷接收信號的衰減并設置系數A至E從而根據判斷結果使線路均衡器1具有期望的特性。
實際上，通過將奈奎斯特頻率信號32和33的電平平均而使發送數據中間頻帶34的信號電平被計算為幅值特性信息。通過將中間頻帶的電平與參考信號比較可判斷總體上接收信號是否有及有多大的衰減。
通過求奈奎斯特頻率信號32和33的差計算連接兩奈奎斯特信號的直線35的斜率。直線35的斜率表示接收信號頻率特性的傾向，因而可判斷出是高頻組的電平衰減或者是低頻組的電平衰減。就是說，從奈奎斯特頻率信號之間的差的正/負和大/小可確定接收信號的頻率特性是如何失真的。
在調制解調器41的發送部分20中，加在發送數據31上的奈奎斯特頻率分量32和33在調制解調器41通過金屬中繼線44與調制解調器42和43相連時被連續傳輸。
就是說，通過確認數據發送時所加的奈奎斯特頻率信號32和33的電平，線路均衡器控制單元16可假設傳輸數據的中繼線的特性并控制線路均衡器1。在發送調制解調器41中，即使沒有訓練接收調制解調器42和43而發送數據，線路均衡器1也可被自動調整。
換言之，在根據本發明的采用調制解調器41至43的數據通信系統中，由于不需要在開始發送數據前進行訓練，數據發送可以很快開始。
圖3所示的線路均衡器控制單元16由帶通濾波器單元4，功率運算單元5，加法器6，參考值保持單元7，積分電路8和限位器9形成，如圖9所詳細表示。
帶通濾波器單元4在接收信號中抽取奈奎斯特頻率信號32和33作為特定頻率分量。帶通濾波器單元4起抽取高頻組頻率的高頻組帶通濾波器(BPFH)和抽取低頻組頻率的低頻組帶通濾波器(BPFH)的組合的作用。如后面詳細介紹的，帶通濾波器單元4由帶通濾波器4-1，頻移單元4-2和低通濾波器4-3組成。
帶通濾波器單元4可作為被抽取的頻率預設奈奎斯特頻率信號32和33每個的頻率。
功率運算單元5計算通過帶通濾波器單元4的信號分量的功率，或幅值。換言之，功率運算單元5起計算由帶通濾波器單元4抽取的特定頻率信號的電平(下面將要介紹的和電平或差電平)的電平計算單元的作用。
加法器6利用獲得來自參考值保持單元7的參考值REF與來自功率運算單元5的接收信號的功率信息(特定頻率信號的電平信息)計算幅值差和頻率差(幅值的頻率特性)。換言之，加法器6起比較由功率運算單元5計算的電平信號功率信息和參考值保持單元7預設的參考值的功能。
一個參考幅值被設為保持在參考值保持單元7中的參考值REF。參考值REF起比較發送時的奈奎斯特頻率分量32和33與接收時的奈奎斯特頻率分量32和33的衰減程度的參考值的作用。
積分回路8對來自加法器6的誤差分量(幅值誤差信息和頻率誤差信息)進行積分。限位器9輸出系數B至E作為根據積分回路8的頻率誤差信息控制線路均衡器1的參數。
因此，加法器6，參考值保持單元7，積分回路8和限位器9的組合起根據電平計算單元5計算出的信號電平計算決定線路均衡器1的特性的系數的系數計算單元的作用。
帶通濾波器4-1的配置可表示為圖10詳示的等價回路。就是說，與頻響跌落濾波器3的后級相連的帶通濾波器從接收信號中抽取多個奈奎斯特頻率信號。這種布置可去除含有不必要的發送數據的頻率分量以自動控制線路均衡器1。
如圖10所示，帶通濾波器4-1接收四個信號DCM1R，DCM2R，DCM1I，和DVM2I且然后輸出四個含有發送數據的頻率分量已被除去的信號BPF1R，BPF2R，BPF1I，和BPF2I。
這四個輸入信號每個均為由解調單元2解調的信號，即基帶信號。在每個輸入和輸出信號的符號中，“R”表示實數分量而“I”表示虛數分量。
帶通濾波器4-1由從實數分量中抽取一96kHz的基帶信號的部分51a，從虛數分量中抽取一96kHz的基帶信號的部分51b形成。這兩部分51a和51b的配置基本相同。
數字56表示存儲一個時間周期前的信號的分接電路(YT1)。數字57表示存儲一個時間周期前的信號的分接電路(YT2)。數字52表示將輸入信號與濾波器系數ATM相乘的乘法器。數字53表示將輸入信號與濾波器系數CTM相乘的乘法器。數字54表示一加法器。數字55表示一加法器。
頻移單元4-2接收從帶通濾波器4-1的輸出然后將其頻移一預定頻率(即±96kHz)的BPF1R、BPF2R、BPF1I和BPF2I。
通過研究+96kHz頻移過程的功能，例如可將頻移單元4-2表示為圖11所示的等價回路80。此外，與等價回路80的后級相連的低通濾波器4-3可利用圖12詳示的等價回路82形成。
就是說，等價回路80起包括一乘法器81的頻移單元的作用。乘法器81通過將從帶通濾波器4-1輸入的信號旋轉+96kHz來對奈奎斯特頻率信號進行-96kHz頻移處理。在頻移處理中，后級的低通濾波器(LPF)4-3可抽取奈奎斯特頻率信號。
實際上，在從帶通濾波器4-1向頻移單元4-2輸入的信號中，通過的是奈奎斯特頻率信號32和33。發送數據在發送數據頻率分量被除去后被轉換為具有圖13所示頻譜的基帶信號。即如圖13所示，來自帶通濾波器4-1的奈奎斯特頻率信號32’具有包括實數分量的-96kHz頻率分量而來自帶通濾波器4-1的奈奎斯特頻率信號33’具有包括虛數分量的+96kHz頻率分量。合成頻率分量包括實數分量和虛數分量。
在頻移單元4-2中，奈奎斯特頻率分量通過如圖14(a)所示在+96kHz位置處將奈奎斯特頻率分量頻移96kHz和如圖14(b)所示在-96kHz位置處將奈奎斯特頻率分量頻移96kHz被分為+96kHz分量和-96kHz分量。這種處理使得后級的低通濾波器4-3能夠容易地抽取奈奎斯特頻率分量。
實際上，如圖14(a)所示，奈奎斯特頻率分量通過將信號32’和33’(如圖13所示)頻移+96kHz而被分為頻率為0kHz的分量71和頻率為192kHz的分量72。如圖14(b)所示，奈奎斯特頻率分量通過將信號32’和33’(如圖13所示)頻移-96kHz而被分為頻率為-192kHz的分量71和頻率為0kHz的分量72。
如圖14(a)所示，例如當接收被頻移+96kHz的信號時，后級的低通濾波器4-3通過僅讓相當于低頻組的奈奎斯特頻率分量的第一信號71通過而將相當于高頻組的奈奎斯特頻率分量的第一信號72除去。
類似地，如圖14(b)所示，例如當輸入被頻移-96kHz的信號時，僅讓相當于高頻組的奈奎斯特頻率分量的第二信號72通過。因而可將相當于低頻組的奈奎斯特頻率分量的第一信號71除去。
換言之，在頻移回路4-2將來自帶通濾波器4-1的信號頻移后，通過低通濾波器4-3可將奈奎斯特頻率分量±96kHz中的一個抽取出來。因此，在信號通過帶通濾波器4-1后無需進行±96kHz分量分離處理。
例如，當頻移回路4-2進行+96kHz頻移工作時，具有如圖15所示的通過特性A的濾波器在后級被用作低通濾波器4-3。該濾波器僅通過相當于高頻組的奈奎斯特頻率分量的第一信號(dc分量)通過而除去相當于低頻組的奈奎斯特頻率分量的第二信號72。
如圖12所示，起低通濾波器4-3作用的等價回路82由乘法器83和86，加法器84和分接電路85組成。在圖12中，雙線表示向量信號。
乘法器83將輸入信號與系數值LPA1相乘。加法器84將來自乘法器83的輸入信號與來自乘法器86的輸入信號相加。分接電路85存儲加法器84輸出的一個時間周期以前的信號。乘法器86將分接電路85輸出的信號與系數值LPA2相乘然后將結果輸出到加法器84。
頻移單元4-2包括進行+96kHz頻移處理(參照圖12中的標號80)的功能單元和進行-96kHz頻移處理的功能單元。低通濾波器包括并聯布置的等價回路，每個等價回路對起頻移單元作用的功能單元的輸出信號進行進行低通濾波處理。
當關注頻移單元4-2的+96kHz頻移處理時，圖16所示的等價回路89可用作低通濾波器4-3。
圖16所示的等價回路89僅由加法器87和分接電路88形成。與圖12所示的等價回路82相比，等價回路89可減少處理過程的數量，因為不需要乘以各種系數。特別是，通過簡化配置等價回路對DSP的處理周期可提供一些余地以應付根據本實施例的調制解調器的高傳輸速率。
只通過96kHz帶通信號的帶通濾波器4-1被連接到頻移單元4-2(如已經介紹的)的前級。在這種布置中，在輸入到頻移回路4-2時間點上幾乎所有其它頻帶分量均被除去。在頻移單元4-2后級的低通濾波器4-3的配置可由于除去這些分量而簡化。
圖16所示的等價回路89通過將存儲在分接電路88中的一個時間周期前的信號與當前輸入信號相加而起低通濾波器4-3的功能。與圖12所示的等價回路82類似，不需要乘以各個系數來實現低通濾波器4-3。
與圖12和16所示的的功能相比，通過利用根據本實施例的的頻移回路的頻移量(±96kHz)是奈奎斯特頻率(192kHz)的一半的方式可使頻移回路4-2和低通濾波器4-3的組合功能進一步簡化。例如，該組合功能可由圖17(a)所示的等價回路90和圖17(b)所示的等價回路95形成，下面將對其進行介紹。
假設輸入信號為X+jY，頻移可表示如下(X+jY)(cosx+jsinx)＝(Xcosx+YsinX)+j(Ycosx+Xsinx)……(1)通過將具有相當于頻移量的96kHz頻率的正弦波分解為每個π/2相位和將具有相當于頻移量的96kHz頻率的余弦波分解為每個π/2相位，每個被頻移±96kHz的正弦波和余弦波被表示為0或±1，如圖18(a)所示。圖18(b)表示被頻移+96kHz的波形而圖18(c)表示被頻移-96kHz的波形。
在進行+96kHz頻移的情況下，根據公式(1)每個相位表示如下。
相位0X+jY相位1Y+jX相位2-X-jY相位3-Y-jX在接收信號時，圖17表示的等價回路90輸出如下值。
相位0+相位1(X+Y)+j(Y+X)相位1+相位2(Y-X)+j(X-Y)相位2+相位3(-X-Y)+j(-Y-X)相位3+相位0(-Y+X)+j(X+Y)對于(相位0+相位1)和(相位2+相位3)，相位差是180°。類似地，對于(相位1+相位2)和(相位3+相位0)，相位差是180°。對于(相位0+相位1)和(相位1+相位2)，相位差是90°。對于(相位1+相位2)和(相位2+相位3)，相位差是90°。
在進行-96kHz頻移時，根據公式(1)每個相位表示如下。
相位0X+jY相位1Y-jX相位2-X-jY相位3-Y+jX結果，通過將每個相位信號輸入到圖16所示的簡化的LPF給出以下表達式。
相位0+相位1(X+Y)+j(Y-X)相位1+相位2(Y-X)+j(-X-Y)相位2+相位3(-X-Y)+j(-Y+X)相位3+相位0(-Y+X)+j(X+Y)這些相位之間的關系與+96kHz頻移時的關系相似。
當只關注相位0和相位1之間的關系時，頻移+96kHz的等價回路可表示為圖17(a)所示而頻移-96kHz的等價回路可表示為圖17(b)所示。
因為根據本實施例的頻移單元4-2和低通濾波器4-3在低于192kHz的奈奎斯特頻率的12kHz下處理，所以僅通過關注相位0和相位1間的關系就可充分地進行頻移處理。下面將對此進行詳細描述。
就是說，圖17(a)所示的等價回路90具有作為進行+96kHz頻移處理的頻移單元4-2的功能和低通濾波器4-3的功能。等價回路90包括分接電路91和92及加法器93和94。
另一方面，圖17(b)所示的等價回路95具有作為進行-96kHz頻移處理的頻移單元4-2的功能和作為低通濾波器4-3的功能。等價回路95包括分接電路96和97及加法器98和99。
在圖17(b)所示的等價回路中，從輸入端輸入的實數分量X被加在分接電路91和加法器93上而從輸入端輸入的虛數分量Y被加在分接電路92和加法器94上。
加法器93得到一個時間周期前從分接電路91輸入的輸入實數分量X和剛剛輸入的虛數分量Y間的差。加法器94得到一個時間周期前從分接電路92輸入的虛數分量Y和剛剛輸入的實數分量X間的差。
加法器93輸出(X-Y)或(相位0+相位1)的實數分量作為LPFR。加法器94輸出(Y+X)或(相位0+相位1)的虛數分量作為LPFI。
在圖17(b)所示的等價回路中，從輸入端輸入的實數分量X被加在分接電路96和加法器98上而從輸入端輸入的虛數分量Y被加在分接電路97和加法器99上。
加法器98將一個時間周期前從分接電路96輸入的實數分量X和剛剛輸入的虛數分量Y相加以得到(X+Y)。加法器99得到存儲在分接電路97中的一個時間周期前的虛數分量Y和剛剛輸入的實數分量X間的差(Y-X)。在這種運行中，加法器98產生其輸出作為LPFR而加法器99產生其輸出作為LPFI。
等價回路90被布置在圖19所示的功率計算單元5的前級并起頻移和低通濾波器共享單元的作用。等價回路95被布置在圖19所示的功率計算單元5的前級并起頻移和低通濾波器共享單元的作用。
第一RLEQ控制單元130由頻移單元4-2，低通濾波器4-3，功率計算單元5，和加法器6組成，如圖19所示。RLEQ控制單元130也可例如由DSP形成。
圖19所示的等價回路90從圖10所示的帶通濾波器4-1接收信號(BPF1R，BPF2R，BPF1I，BPF2I)然后從基帶中的奈奎斯特頻率信號32’和33’(參照圖13)抽取低頻組，即-96kHz頻帶的奈奎斯特頻率信號71(參照圖14(a))。
按類似方式，等價回路95從帶通濾波器4-1中的奈奎斯特頻率信號32’和33’(參照圖13)抽取高限組，即+96kHz頻帶的奈奎斯特頻率信號72(參照圖14(b))。
在圖19中，乘法器100a是等價回路90的一個組成部分(圖17(a)中沒有表示出來)。為防止后級信號處理運算中發生溢出，乘法器100a將通過轉換來自加法器93和94的向量形式的輸出信號而得到的向量信號與一電平調節值(即1/2)相乘。
乘法器100b是等價回路95的一個組成部分(圖17(b)中沒有表示出來)。為防止后級信號處理運算中發生溢出，乘法器100b將通過轉換來自加法器98和99的向量形式的輸出信號而得到的向量信號與一電平調節值(即1/2)相乘。
在頻移回路4-2和低通濾波器4-3的組合的等價回路90或95中，信號1R，1I，2R，和2I分別表示輸入信號。符號R表示輸入信號的實數分量而符號I表示輸入信號的虛數分量。數字1和2表示將信號輸入到等價回路90和95中的順序。即信號1R表示比信號2R早輸入一個時間周期(或存儲在分接電路91和96中)的信號而信號1I表示比信號2I早輸入一個時間周期(或存儲在分接電路92和97中)的信號。
圖3或9所示的功率計算單元5由標號為101a或101b的等價回路表示，如圖19詳細表示的。加法器6由標號為104a和104b的等價回路表示，如圖19詳細表示的。圖19中由雙線繪出的路徑表示向量信號的走向。由實線繪出的路徑表示標量信號的走向。在該圖中，符號X表示實數信號而I表示虛數信號。
形成功率計算單元5的等價回路101a起通過計算由帶通濾波器4抽取的兩個奈奎斯特頻率信號(參考圖14(a)中標號71表示的音頻信號圖14(b)中標號72表示的音頻信號)的電平之和(相當于由乘以1/2得到的平均值)計算發送數據中中間頻帶信號電平的全功率電平計算單元的功能。全功率計算回路101a包括加法器103a。
等價回路101b起通過計算作為多個特定頻率信號的兩個音頻信號71和72的功率差來計算連接抽取的兩奈奎斯特頻率信號電平值的直線的斜率的功率差計算單元的功能。功率差計算單元101b包括加法器103b。
圖3或9所示的加法器6起接收由功率計算單元5計算的中間頻帶信號34和兩個音頻信號的功率差然后計算它們與發送時疊加的音頻信號值之誤差的誤差計算單元的作用。加法器6由幅值誤差計算單元104a和頻率誤差計算單元104b形成。
幅值誤差計算單元104a包括來自參考值保持單元7的具有預定值的第一參考值REF1與來自全功率計算單元101a的信號間的差的加法器105a。幅值誤差計算單元104a由加法器105a輸出一算數結果作為幅值誤差信息。第一參考值可以是例如以十六進制表示的，但可以隨意選擇。
頻率誤差計算單元104b包括計算來自參考值保持單元7的具有預定值的第二參考值REF2與來自全功率計算單元101a的信號間的差的加法器105b。幅值誤差計算單元104b由加法器105b輸出一算數結果作為頻率值誤差信息。第二參考值可以是例如以十六進制表示的。
在這樣的布置中，圖19所示的第一RLEQ控制單元130將帶通濾波器4-1輸入的向量信號分解為具有實數分量和虛數分量的兩個標量信號然后將它們輸入到頻移單元4-2和低通濾波器4-3。
起頻移單元4-2和低通濾波器4-3的組合的作用的功能單元(等價回路90和95)將其輸出信號發送給作為功率計算單元5的功能單元(全功率計算單元101a和功率差計算單元101b)。
在功率計算單元5中，全功率計算單元101a接收來來自等價回路90的低限組奈奎斯特頻率信號而功率差計算單元101b接收來來自等價回路95的高限組奈奎斯特頻率信號。
功率差計算單元101a中的加法器103a將低限組奈奎斯特頻率信號與高限組奈奎斯特頻率信號相加。由于乘法回路131g將信號減半，所以加法器132d的輸出對應于兩奈奎斯特頻率信號的平均值，或中間頻帶信號的電平(參照圖6(b)中的標號34)。
全功率計算單元101b中的加法器103b從高限組奈奎斯特頻率信號中減去低限組奈奎斯特頻率信號以得到它們的幅值差。結果，通過計算圖6(b)中表示的直線的斜率B可得到接收信號的頻率特性。
功率計算單元5(全功率計算單元101a或功率差計算單元101b)將其輸出發送給作為誤差計算單元(幅值誤差計算單元104a或頻率誤差計算單元104b)的加法器6。
在幅值誤差計算單元104a中，加法器105a將來自全功率計算單元132a的信號與具有預定值的第一參考值REF1比較然后計算接收信號的衰減量，從而輸出作為幅值誤差信息的結果。
在頻率誤差計算單元104b中，加法器105b將來自功率差計算單元132b的信號與具有預定值的第二參考值REF2比較，從而輸出相當于作為頻率誤差信息的結果的值。
當接收信號的頻率特性是平緩的時，兩奈奎斯特頻率信號具有相同電平。于是功率差計算單元101b提供一個“0”輸出。
可以理解當功率差計算單元101b的輸出大于十六進制參考值，或有正的值時，接收信號較高頻率的分量大于較低頻率的分量。在這種情況下，頻率誤差計算單元104b輸出具有負值的信號。
另一方面，當功率差計算單元101b的輸出小于十六進制參考值，或有負的值時，接收信號較高頻率的分量處于衰減狀態。在這種情況下，頻率誤差計算單元104b輸出具有正值的信號。
相應地，頻率誤差計算單元104b的輸出表示了接收信號的頻率特性。
如上所述，第一RLEQ控制單元130可根據從作為誤差計算單元的加法器6輸出的信號值來判斷接收信號的幅值誤差和頻率誤差。
圖3或9所示的積分回路8對來自加法器6的作為第一RLEQ控制單元輸出的幅值誤差信息和頻率誤差信息進行積分。積分回路8被如圖20所示形成為第二RLEQ控制單元。就是說，圖20所示的第二RLEQ控制單元8具有包括幅值誤差積分單元142和頻率誤差積分單元143的兩級配置。
具體地說，幅值誤差積分單元142包括AND回路141a，加法器141c，乘法器141e，加法器141g，AND回路141i與141k，分接電路141m，加法器141o，乘法器141q和141s，加法器141u，平方回路141w，和分接電路141y。
類似地，具體地說，幅值誤差積分單元143包括AND回路141b，加法器141d，乘法器141f，加法器141h，AND回路141j與141l，分接電路141n，加法器141p，乘法器141r和141t，加法器141v，平方回路141x，和分接電路141z。
幅值誤差積分單元142和頻率誤差積分單元143基本具有相同的配置，但在要被它們處理的信息的類型方面互相有區別。下面將具體地對幅值誤差積分單元142進行介紹。對頻率誤差積分單元143將介紹必要的元件。
現在參照圖21對幅值誤差積分單元142中的AND回路141a，加法器141c和乘法器141e進行解釋。在此符號以十六進制表示。
在本實施例中，DSP被用作RLEQ控制單元130和8。但是，假設DSP可處理范圍從+2.0到-2.0的信號。由于這一原因，在圖21的表中以十進制表示的數值范圍為+2.0到-2.0。
以十六進制表示的數值可覆蓋從到[FFFF]。從+0.0到+2.0的范圍對應于從到[7FFF]。從-0.0到-2.0的范圍對應于從[FFFF]到。
AND回路141a實現輸入信號與的AND運算(邏輯乘計算)。因而，可從輸入到AND回路141a的信號中抽取出極性位。
就是說，AND回路141a進行范圍為到[7FFF]的數值與的運算時得到結果。AND回路141a進行范圍為[FFFF]到的數值與的運算時得到結果。
就是說，當輸入信號的符號為正時，AND回路141a產生的輸出總為。以二進制表示的引導位變為“0”。當輸入信號的符號為負時，AND回路141a產生的輸出總為。引導位變為“1”。就是說，輸入信號的極性可利用AND回路141a的輸出來識別。在此對應于十進制的+0.0而對應于十進制的-2.0。
接著，加法器141c將十六進制的與AND回路141a的輸出相加。由于相當于十進制的+1.0，加法器141c在輸入信號為時輸出(十進制的+1.0)。加法器141c在輸入信號為時輸出[C000](十進制的-1.0)。因此，加法器141c根據輸入到幅值誤差積分單元142的信號的極性輸出十進制數±1.0。
另外，乘法器141e將加法器141c的輸出乘以十六進制數。當加法器141c的輸出是時，乘法器141e輸出相當于+LSB的。當加法器141c的輸出是[C000]時，乘法器141e輸出相當于-LSB的[FFFF]。
因此，乘法器141e輸出符號對應于輸入信號幅值的信號ALL。當輸入電平小于參考值時，+LSB被輸出為信號ALL。當輸入電平大于參考值時，-LSB被輸出為信號ALL。就是說，從AND回路141a到乘法器141e的回路鏈可根據輸入信號的符號輸出LSB。
頻率誤差積分單元143的乘法器141f輸出符號對應于輸入信號頻率特性的信號DFF。當高限組輸入信號小時，+LSB被輸出為信號DFF。當低限組信號大時，-LSB被輸出為信號DFF。
加法器141g將從乘法器141e輸出的信號ALL與存儲在分接電路141m中的信號ALLA相加。類似地，頻率誤差積分單元143中的加法器141h將信號DFF與存儲在分接電路141n中的信號DFFA相加，然后將結果輸出。
幅值誤差積分單元142中的AND回路141i實現加法器141g的輸出信號與十六進制數
的AND運算。因此，二進制的低八位被從加法器141g的輸出信號中抽取出來。按同樣方式，AND回路141k實現加法器141g的輸出信號與十六進制數[FF00]的AND運算。于是，二進制的高八位被從加法器141g的輸出信號中抽取出來。
圖22是解釋AND回路141k的處理的圖。就是說，當AND回路141k實現輸入信號與十六進制數[FF00]的AND運算時，當輸入信號范圍從到
時，AND結果總是。但當輸入信號范圍從到[7FFF]時，AND結果為到[7F00]。因而輸入信號的高八位被抽取出來。
類似地，當輸入信號為[FFFF]到時，AND結果為[FF00]到。因而高八位(在圖22中以十六進制表示)被抽取出來，如圖22所示。
另一方面，當AND回路141i實現輸入信號與十六進制數
的AND運算時，當輸入信號范圍從到
時，AND結果為到
。輸出信號與輸入信號相同。當輸入信號范圍從到[7FFF]時，信號到
被相應重復輸出。
乘法器141q將AND回路141k的輸出乘以1/2于是輸出通過將AND回路141k的輸出(高8位)減半而得到的數值。
實際上，當如圖22所示輸入信號為到
時，AND結果的高八位為
。乘法器141q的輸出為。當輸入信號為時，乘法器141q輸出。當輸入信號為[FFFF]時，乘法器141q的輸出變為[FF80](相當于通過將的極性取反得到的信號)。
加法器141o將AND回路141i的輸出(輸入信號的低八位)與乘法器141q的輸出(輸入信號高八位的1/2)相加。結果，當輸入信號為到
時，加法器141o輸出與來自加法器141o的輸入信號相同的值，因為乘法器141q的輸出為。加法器141o的輸出信號被作為ALLA存儲在分接電路141m中并被與在接著輸入的ALL(±LSB)相加。
當輸入信號為時，加法器141o的輸出變為。當輸入信號為[FFFF]時，加法器141o的輸出也變為。是與
的中間值。按這樣的方式，來自加法器141o的值被作為ALLA存儲在分接電路141m中。
由于±LSB被輸入到加法器141g中，加法器的輸出每次改變大約±1。因而，當來自加法器141g的輸入信號不在到
的范圍內(到[FFFF])時，被設為ALLA。
范圍到
決定了線路均衡器1的調節寬度。當加法器141a的和結果超過上述范圍時，加法器141o的輸出起作用將其拉回到中間位置。然后加法運算從該中間位置重新相加。
該范圍可適當地選擇。范圍由相應的高位和低位數字決定。例如，減少高位位數可使范圍變寬。相反，增加高位位數可使范圍變窄。
積分回路由加法器141g，AND回路141i與141k，分接電路141m，乘法器141q，和加法器141o形成。另一積分回路由加法器141h，AND回路141j與141l，分接電路141n，乘法器141r和加法器141p形成。這些積分回路可根據上述位數的寬度來調整其時間常數。
到積分回路的信號(ALL，DFF)是±1。加法器141g的和值輸出每次僅改變±1LSB。積分回路的輸出被用來在后級控制線路均衡器。不過，線路均衡器的變動通過利用象±LSB這樣小的值被抑制，因而可使線路均衡器的運行穩定。
換言之，從積分回路輸出的信號幅值的變動可通過設定積分回路的輸入信號的位數(位數據長度)被抑制得盡可能小。結果就可以避免線路均衡器運行的大范圍變動而引起不穩定運行的問題。
幅值誤差積分單元142中的乘法器141s將AND回路141k輸出乘以十六進制數。結果乘法器141s也輸出±LSB。
由加法器141u，平方回路141w和分接電路141y形成的積分回路對乘法器141s的輸出信號(±LSB)再次積分然后將結果作為表示幅值誤差的信號ALEQ(要輸入到線路均衡器1中的系數A)輸出。
在頻率誤差積分單元143中，由加法器141v，平方回路141x和分接電路141z形成的積分回路對輸出信號(±LSB)積分然后將結果作為表示頻率特性誤差信號FLEQ輸出。
在這樣的布置中，ALL(±LSB)根據第一RLEQ控制單元130輸出的幅值誤差信息產生。然后表示幅值誤差的信號ALEQ可根據±LSB產生。就是說，輸入信號電平可在后級通過利用信號ALEQ調整線路均衡器1的系數來校正。
實際上，當+LSB被輸出為ALL時，放大輸入信號電平的線路均衡器1的系數被設定。當-LSB被輸出為ALL時，衰減輸入信號電平的線路均衡器1的系數被設定。
換言之，當輸入到第一RLEQ控制單元130的信號電平小于參考值時，從第二ALEQ控制單元8輸出的信號ALEQ被放大。當輸入到第一RLEQ控制單元130的信號電平大于參考值時，從第二ALEQ控制單元8輸出的信號ALEQ被衰減。
因此，線路均衡器1(參照圖7)中的乘法器171輸出的信號在電平上根據信號ALEQ的幅值來調整。實際上，當第一RLEQ控制單元130的輸入信號小時，乘法器171的輸出信號變大。當第一RLEQ控制單元130的輸入信號大時，乘法器171的輸出的值被縮小。按這種方式，乘法器171利用輸入幅值誤差信號ALEQ基本上起AGC回路的作用。
第二RLEQ控制單元8根據第一RLEQ控制單元130的幅值誤差信息產生DFF(±LSB)然后利用±LSB產生表示幅值誤差的信號FLEQ。就是說，輸入信號的頻率特性可通過利用信號FLEQ調整后級線路均衡器1的系數得到補償。
實際上，當+LSB被輸出為DFF時，通過后級的限位器9設定根據幅值誤差信號FLEQ放大高頻組頻率信號的線路均衡器1的系數。當-LSB被輸出為DFF時，通過限位器9設定衰減高頻組頻率信號的線路均衡器1的系數。
另外，圖3或9所示的限位器9具有圖23詳細表示的配置。就是說，圖23所示的限位器9根據表示幅值誤差的來自第二FLEQ控制單元(積分回路)8的信號FLEQ設置線路均衡器1的系數B至E。為了設置系數B至E，限位器9由BLEQ單元212，CLEQ單元213，DLEQ單元214和ELEQ單元215組成。
就是說，在限位器9中，BLEQ單元212根據輸入其中的FLEQ值設定(或產生)具有圖24所示的線性函數特性的系數B的值，然后將其輸出。CLEQ單元213根據輸入其中的FLEQ值設定(或產生)具有圖24所示的線性函數特性的系數C的值，然后將其輸出。DLEQ單元214根據輸入其中的FLEQ值設定(或產生)具有圖24所示的線性函數特性的系數D的值，然后將其輸出。ELEQ單元215根據輸入其中的FLEQ值設定(或產生)具有圖24所示的線性函數特性的系數E的值，然后將其輸出。
參照圖24，X軸表示FLEQ電平并包括最右端的0。FLEQ值沿著X軸向左增加。如上所述，FLEQ是相當于低頻組奈奎斯特頻率信號與高頻組奈奎斯特頻率信號之差的值。Y軸表示系數值并具有最下端的0。圖24表明系數值沿著Y軸向上減小(變負)。
BLEQ單元212包括將FLEQ值乘以相當于線性函數(y＝ax+b，其中y相當于B而x相當于FLEQ)斜率的值aB的乘法器212a。從BLEQ單元212輸出的系數值B根據輸入的FLEQ值變化，象圖26表示的BLEQ。
類似地，DLEQ單元214包括將FLEQ值乘以相當于線性函數(y＝ax+b)斜率a的值aD的乘法器214a。從DLEQ單元214輸出的系數值D根據輸入的FLEQ值變化，象圖26表示的DLEQ。
另一方面，對于系數CLEQ，由于相當于線性函數(y＝ax+b)中的常數b的該項不等于零，所以CLEQ單元除乘法器213a外還包括加法器213b。乘法器213a將將FLEQ值乘以系數aC(CLEQ的斜率)。加法器213b將結果與系數bC相加。
類似地，對于系數ELEQ，相當于線性函數(y＝ax+b)中的常數b的該項不等于零。所以ELEQ單元除乘法器215a外還包括加法器215b。乘法器215a將FLEQ值乘以系數aE。加法器215b將結果與系數bE相加。
在圖24的區域(2)內需要將系數CLEQ和ELEQ設為零。由于這一原因，在區域(2)內將系數CLEQ和FLEQ設為零的回路被布置在CLEQ單元213和ELEQ單元215中。
就是說，CLEQ單元213除乘法器213a和加法器213b外還包括加法器213c和213d。加法器213c將加法器213b的輸出與2.0相加。加法器213d將加法器213c的輸出與-2.0相加。
圖25是表示加法器213c和213的功能的圖。
加法器213b的輸出在圖25中相當于CLEQ(1)。在圖25中，虛線表示系數值應為零的區域。在該區域中加法器213b的輸出不為零。
加法器213c將加法器213b的輸出加上2.0以使加法器213b的輸出平移，象圖26中的CLEQ(2)(參考圖25中的箭頭(1))。接著，當加法器213d將加法器213c的輸出加上-2.0時，CLEQ(2)又平移回CLEQ(1)(參照箭頭(2))。
線路均衡器1和限位器9每個都由覆蓋從+2.0到-2.0范圍的數的DSP組成。因此信號在數值超出的區域被被削為例如+2.0(參見圖25的區域A)。
就是說，由于加法器213b的輸出在圖25的區域(A)為零或更大，由加法器213c加上2.0后要輸出的和超過了2.0。由于這一原因，加法器213c的輸出在圖25的區域(A)被削為2.0(參見點劃線和箭頭(3)。
當加法器213d將加法器213c的輸出加上-2.0時，加法器213d的輸出在任何情況下在圖25的區域(A)都為零。在這種運算中，加法器213c與加法器213d的組合可在線路均衡器1需要以一級HPF運行的區域將系數CLEQ的值設為零(參見圖24的(2))。
ELEQ單元215包括加法器215c和加法器215d，每個的功能和CLEQ單元213中的加法器(標號213c和213d)幾乎一樣。象CLEQ單元213(參見箭頭(4)至(6))一樣，在線路均衡器1需要以一級HPF運行的區域可將系數值E設為零(參見圖24的(2))。
就是說，在圖24中，區域(1)是線路均衡器1以二級HPF運行的區域。區域(2)是是線路均衡器1以一級HPF運行的區域。在FLEQ＝0的情況下，線路均衡器1以零級HPF運行。在圖24和25中，F1是X軸被分為區域(1)和區域(2)的點。
就是說，當線路均衡器1以零級HPF運行時，系數值B至E每個均為零。當線路均衡器1以一級HPF運行時，系數值B和D根據FLEQ值被分別設為零且系數值C和E變為零。當線路均衡器1以二級HPF運行時，系數值B至E根據FLEQ值被設為零。
如上所述，由于限位器回路211可產生線路均衡器1的適應于接收信號的頻率特性的系數以改變根據輸入的FLEQ值產生的系數值BLEQ至ELEQ。
換言之，當被設為圖24所示的值時，系數BLEQ至ELEQ可被相應地改變。因此，線路均衡器1的特性可相應地改變。
當不考慮線路均衡器1中乘法器171的自動增益控制的效果時，根據本實施例的線路均衡器1具有例如圖26所示的頻率特性。
就是說，如上所述，金屬中繼線44一般傾向于衰減具有高頻分量的信號。但是與高頻分量相比很難衰減具有低頻分量的信號。根據本實施例，需要通過設置從限位器9發出的系數B至E來使線路均衡器1具有圖26所示的頻率特性。
具體地，由于發送調制解調器41和接收調制解調器42和43之間的長距離(或中繼線44的物理長度)導致高頻信號的大量衰減，該頻率特性被設為隨著接收信號高頻分量增加而增加信號放大量。另一方面，由于低頻信號的衰減量小，因而線路均衡器1具有不放大而是衰減低頻分量的特性。
如上所述，通過利用線路均衡器1放大高頻分量和衰減低頻分量可使高頻分量與低頻分量平衡。結果，輸出信號的頻率特性可變平緩。可以考慮線路均衡器1包括一個提供衰減低頻分量的特性的高通濾波器(HPF)。
具有低頻分量的信號在中繼線中有一些衰減。由于接收信號的總電平被利用信號電平調整乘法器171調整，線路均衡器除乘法器171外的組成成分(標號172至181)僅按使信號頻率特性變平緩運行。
限位器9如圖26所示通過設置線路均衡器1的系數B至E根據信號輸入的頻率特性來改變濾波器特性。但在區域(1)內可使用能夠高速處理的有二級HPF的定點算術DSP。
在需要平緩特性的區域(2)，線路均衡器1根據輸入信號的特性通過改變系數B至E相應改變為二級HPF，一級HPF和零級HPF，從而改變了線路均衡器1的頻率特性。
在這樣的運行中，不需要分別對乘法器172至175設置很大的系數值。可采用高速定點算術DSP來取代浮點算術DSP。
圖8所示的一級濾波器例如可通過將系數C和E設為“0”而形成且基本使圖7所示的線路均衡器1的最低級的運行無效。圖9所示的零級濾波器例如可通過將系數B和D設為“0”而形成且基本使圖7所示的線路均衡器1的最低級和中間級的運行無效。
圖27是解釋線路均衡器1的特性的圖(但沒有考慮乘法器171)。在圖27中，區域(1)表示線路均衡器1以二級HPF運行的情況的特性(參見圖7)。區域(2)表示線路均衡器1以一級HPF運行的情況的特性(參見圖8)。平緩區域(3)表示線路均衡器1以零級HPF運行的情況的特性(參見圖9)。
根據本實施例的調制解調器的波特率是192kHz。但理想地是在運行區域使處理速率降低以減少DSP處理過程的負荷。
例如，由于不需對每一波特率進行處理，在根據本實施例的線路均衡器1的控制下可降低處理的速率。
因此，根據本實施例的第一RLEQ控制單元130和第二RLEQ控制單元8以12kHz進行處理。這使得用于線路均衡器控制的DSP處理過程的負荷被降低。
在這種情況下，由于輸入信號具有192kHz的周期，它必需以12kHz被抽取出來。圖28是解釋在抽取操作中可能的問題的圖。
調制解調器接收的信號具有±96kHz的頻帶。為控制線路均衡器1的特性必須觀察接收信號整個頻帶上的特性(幅值)。相反，當信號以12kHz間隔被抽取時，一次僅能觀察到接收信號的部分頻帶。
當具有96kHz帶寬的信號被以12kHz的間隔劃分時，接收信號可被分為8部分。通過僅觀察以12kHz間隔劃分成的部分中的一部分，就可確認其幅值的內容。
接收信號的總特性是不均勻的。一種非常大的可能性是某些頻帶的幅值大于或小于被確認的部分的幅值。但根據被確認的一部分的幅值控制線路均衡器1的特性使得不可能給線路均衡器1提供對應于接收信號的頻率特性。
由于這一原因，即使接收信號被根據以12kHz劃分的一個部分確認，仍需要識別接收信號的總體傾向。例如，如圖29所示，隨機抽取回路271包括在圖9所示的帶通濾波器單元4的前級從而以12kHz的間隔隨機抽取接收信號。
就是說，圖29是表示表示隨機抽取回路和與之相連的帶通濾波器4中的帶通濾波器4-1的圖。帶通濾波器4-1與圖10的相同。
隨機抽取回路271由用于輸入的解調信號的實數分量的以多級連接的分接電路273，用于輸入的解調信號的虛數分量的以多級連接的分接電路273，和隨機抽取單元274組成。相連接的分接電路273的數量和相當于對于隨機抽取單元的FRM的一個周期的采樣點數量的輸入信號所需的數量一樣多(中間部分沒有表示出來)。利用隨機抽取回路271使得線路均衡器控制單元16中的帶通濾波器4-1后的每個功能單元都能進行12kHz處理。
圖30是用來解釋利用隨機抽取回路271進行隨機抽取的概念的圖。在圖30中，標號241對應于作為線路均衡器的濾波器(LEQ)。標號242表示根據接收信號判斷信號點的判斷單元。標號243表示作為上述隨機抽取回路274的隨機抽取回路。
濾波器241接收192kHz頻率的輸入信號。隨機抽取回路243以12kHz間隔輸出信號。
圖31是每一信號的時間的圖。在圖31中，FRM表示以12kHz產生的幀信號。FBO表示以192kHz間隔產生的計時信號。FBO包括16個用于FRM一個周期的信號。在最下部表示的采樣信號，具有384kHz的信號，是FBO重復循環的兩倍。
由于采樣工作在FRM的一個周期內共進行32次，從輸入信號中抽取的每周期四個采樣點對于進行八次隨機抽取是足夠的。
圖32是解釋輸入波形隨即抽取運行的圖。輸入信號具有96kHz的周期。輸入信號每周期被采樣四次。
在抽取一個周期A的輸入波形后，對一個周期B的輸入波形按同樣方法進行抽取。在這種情況下，進行隨機抽取運行以得到連續鏈接的波形。
在這樣的運行中，隨機抽取回路271被布置在帶通濾波器4的前級，線路均衡器1可被以低于接收信號頻率的12kHz頻率控制。結果DSP上的負荷可被減少。
根據本發明的實施例通過在利用調制解調器作為傳輸裝置的數據通信系統中采用上述配置，發送調制解調器41在從主裝置(未示出)來的發送數據31上疊加作為奈奎斯特頻率信號32和33的音頻信號作為發送信號然后將產生的發送信號經金屬中繼線44傳輸到接收調制解調器42和43。
接收調制解調器42和43的每個將接收信號(模擬信號)轉換為數據信號(AD1至AD4)。然后線路均衡器1根據在后級來自線路均衡器控制單元16的作為反饋信息的系數設置信息，基本按與AGC回路相同的方式，以及根據其頻率特性來改善接收信號的失真的幅值特性，從而輸出得到的信號(RLEQ1至RLEQ4，參見圖23)。
就是說，線路均衡器控制單元16的濾波器單元4通過解調單元2和頻響跌落濾波器3接收來自線路均衡器1的接收信號，然后從接收信號中抽取每個都具有加在發送信號上的特定頻率分量(奈奎斯特頻率分量)的多個音頻信號32’和33’。
功率計算單元5和加法器6的組合(第一RLEQ控制單元130)判斷由帶通濾波器4抽取的音頻信號32’和33’的電平。積分回路(第二RLEQ控制單元)8和限位器9的組合控制通過根據判斷出的音頻信號電平確定系數A至E來均衡接收信號的線路均衡器1的特性。
就是說，通過根據線路均衡器1所需特性相應地將濾波器特性切換為二級，一級，和零級模式，線路均衡器控制單元16通過利用定點算術運算可應付二級HPF的處理要求浮點算術運算的情況。由于這一原因，可采用以高運算速率進行定點算術運算的DSP。
當線路均衡器1由于中繼線特性引起的頻率特性和幅值特性的改變時，解調單元2與頻響跌落濾波器3的組合對接收信號進行解調處理和頻響跌落濾波處理。然后，進行信號處理以便利用后級終端從頻響跌落濾波器3識別出接收信號。
如上所述，根據本發明的實施例，線路均衡器控制單元16可自動控制線路均衡器1的濾波器特性從而根據從接收信號中抽取的音頻信號電平相應地改變為二級，一級，和零級。因此，本發明具有以低制造成本形成一種裝置和以高處理速度進行具有根據中繼線工況要求的理想特性的線路均衡處理的優點。
具體地，根據本發明，線路均衡器控制單元16根據接收信號的特性改變線路均衡器1的級。因此，就具有可使用便宜的和高速進行定點算術運算的DSP來實現線路均衡器的優點。
此外，通過利用從接收信號中抽取出的多個音頻信號，線路均衡器控制單元16可計算音頻信號電平的平均值，從而確認接收信號衰減的程度。線路均衡器控制單元16還可通過計算音頻信號間的差值來識別接收信號的頻率特性。結果，線路均衡器可被自動地，顯著地和容易地調整。
線路均衡器中的乘法器171和線路均衡器控制單元16的組合可以通過將輸入信號乘以具有相當于幅值誤差的值的信號控制輸入信號的幅值。因此，具有通過簡化回路配置來減少DSP上的處理負荷的優點，因為不再需要另外布置一個AGC回路。
此外，第一RLEQ控制單元130通過利用根據成功傳輸的奈奎斯特頻率信號計算出的接收信號上的幅值誤差信息和頻率誤差信息來設定線路均衡器1的系數，因而可改變其特性。因此，線路均衡器1可補償幅值誤差和頻率誤差。此外，由于在開始數據發送之前訓練信號的交換可被忽略，到數據發送開始時刻的間隔可被縮短。
可在累加值超過預定值時可將其拉回到預定范圍的中心點的積分回路8可通過分別抽取n位(比特)信號的高位和低位，將高位的一半與低位相加，然后反饋回結果來實現。在接收調制解調器42和43中的用作積分回路8的上述積分回路可將輸出信號的可變帶寬抑制為適當值。因而，具有穩定線路均衡器1的運行的優點。
此外，由于頻移單元4-2通過利用僅將前面的信號與后面的信號相加的簡單信號處理就可進行頻移處理，因而復雜的信號處理可被忽略。可實現比一般的頻移功能在電路規模，處理時間，和類似方面更加優越的頻移處理功能。將該頻移單元應用在調制解調器42和43上的很大貢獻在于降低DSP的信號處理負荷，減少了處理時間，和類似方面。此外，可實現比一般的頻移功能在電路規模，處理時間和類似方面更加優越的頻移處理功能。
權利要求
1.一種線路均衡器控制方法，包括抽取加在發送信號上的多個音頻信號的抽取步驟(S1)，所述多個音頻信號中每個均具有特定頻率分量；判斷所述被抽取的音頻信號的電平的判斷步驟(S2)；根據所述被判斷的音頻信號的電平控制均衡接收信號的線路均衡器的特性的控制步驟(S3)。
2.根據權利要求1的線路均衡器控制方法，進一步包括以下步驟在所述抽取步驟(S1)中，抽取包括在特定頻帶中具有高限頻率分量的音頻信號和在該頻帶中具有低限頻率分量的音頻信號的所述多個音頻分量。
3.根據權利要求1的線路均衡器控制方法，進一步包括以下步驟在所述判斷步驟(S2)中，將把所述抽取的多個信號相加在一起得到的值被與參考值進行比較；和在所述控制步驟(S3)中，根據通過將所述音頻信號與參考值進行比較得到所述值及其幅值來控制線路均衡器的特性。
4.根據權利要求1的線路均衡器控制方法，進一步包括以下步驟在所述判斷步驟(S2)中，計算所述被抽取的多個音頻信號的電平差值；和在所述控制步驟(S3)中，根據所述電平差值及其極性對所述線路均衡器的特性進行控制。
5.一種線路均衡器控制方法，包括以下步驟抽取包括在接收信號中的的多個音頻信號的每一個，所述多個音頻信號中每個均具有特定頻率分量；計算每個所述被抽取信號的特定頻率分量的電平；計算根據每一所述計算出的特定頻率信號確定線路均衡器的特性的系數；根據以所述特定頻率信號的電平表示的接收信號的特性控制所述被計算出的系數；及然后切換所述線路均衡器的級。
6.一種積分回路，包括用來從n位數字信號中抽取m位低位的第一抽取單元；用來從所述n位數字信號中抽取(n-m)位高位的第二抽取單元；用來將所述第二抽取單元輸出的信號減半的乘法器；用來將所述第一抽取單元的輸出與所述乘法器的輸出相加的第一加法器；用來臨時存儲所述第一加法器的輸出的存儲單元；和用來將存儲在所述存儲單元的信號加到被輸入的n位信號的第二加法器。
7.一種頻移回路，包括用來臨時存儲輸入信號的實數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第一存儲單元；用來臨時存儲所述輸入信號的虛數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第二存儲單元；用來將存儲在所述第一存儲單元的一個時間周期前輸入的實數分量與輸入的所述虛數分量相加的第一加法器；和用來將存儲在所述第二存儲單元的一個時間周期前輸入的虛數分量與輸入的所述實數分量相加的第二加法器。
8.一種傳輸裝置，具有作為接收信號接收疊加有每個具有特定頻率分量的多個音頻信號的發送信號的接收部分，所述接收部分包括用來均衡所述接收信號的線路均衡器(1)；和用來根據包括在所述線路均衡器(1)的輸出信號中的多個特定頻率信號的電平以反饋方式控制所述線路均衡器(1)的線路均衡器控制單元(16)。
9.根據權利要求8的傳輸裝置，其中所述線路均衡器控制單元(16)包括用來從所述線路均衡器(1)的輸出信號中抽取具有特定頻率分量的信號的帶通濾波器單元；用來計算由所述帶通濾波器單元抽取出的多個特定頻率信號中每個的電平的電平計算單元；和用來根據由所述電平計算單元計算出的所述信號電平值來計算確定所述線路均衡器(1)特性的系數的系數計算單元。
10.根據權利要求8的傳輸裝置，其中所述線路均衡器(1)可這樣形成使其在所述線路均衡器控制單元(16)的反饋控制下作為二級，一級或零級濾波器運行。
11.根據權利要求8的傳輸裝置，其中所述線路均衡器控制單元(16)可這樣形成通過所述線路均衡器(1)的反饋控制進行接收信號的自動增益控制。
12.根據權利要求8的傳輸裝置，進一步包括在所述線路均衡器控制單元(16)的前級的隨機抽取電路，用來從所述線路均衡器(1)隨機抽取輸出信號。
13.根據權利要求9的傳輸裝置，其中所述帶通濾波器單元包括用來從接收信號中抽取多個特定頻率信號的帶通濾波器；用來將由所述帶通濾波器單元抽取的所述多個特定頻率信號移動一預定頻率分量的頻移單元；和從所述頻移單元抽取所述多個特定頻率信號中至少一個的低通濾波器。
14.根據權利要求13的傳輸裝置，其中所述頻移單元和所述低通濾波器單元的組合包括一頻移和低通濾波器共享單元，它包括用來臨時存儲輸入信號的實數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第一存儲單元；用來臨時存儲所述輸入信號的虛數分量然后在一個計時周期后再將其輸出的第二存儲單元；用來將存儲在所述第一存儲單元的一個時間周期前輸入的實數分量與輸入的所述虛數分量相加的第一加法器；和用來將存儲在所述第二存儲單元的一個時間周期前輸入的虛數分量與輸入的所述實數分量相加的第二加法器。
15.根據權利要求9的傳輸裝置，其中所述電平計算單元包括通過計算由所述帶通濾波器抽取的多個特定頻率信號之和來計算傳輸數據中中間頻帶信號的電平的全功率計算單元；和用來計算由所述帶通濾波器抽取的多個特定頻率信號之間的功率差值的功率差計算單元。
16.根據權利要求9的傳輸裝置，其中所述系數計算單元包括用來比較由所述電平計算單元計算出的信號電平的功率信息與預先設定的參考值的比較單元；用來對所述比較單元的比較結果進行積分的積分單元；和用來根據所述積分單元的積分結果計算控制所述線路均衡器(1)的系數的限位器。
17.根據權利要求16的傳輸裝置，其中所述積分單元包括用來從n位數字信號中抽取m位低位的第一抽取單元；用來從所述n位信號中抽取(n-m)位高位的第二抽取單元；用來將所述第二抽取單元輸出的信號減半的乘法器；用來將所述第一抽取單元的輸出與所述乘法器的輸出相加的第一加法器；用來臨時存儲所述第一加法器的輸出的存儲單元；和用來將存儲在所述存儲單元的信號加到被輸入的n位信號的第二加法器。
全文摘要
一種控制如調制解調器的線路均衡器的方法包括抽取每個都加在發送信號上且具有特定頻率分量的多個音頻信號的抽取步驟(S1)；判斷被抽取的音頻信號的電平的判斷步驟(S2)；和根據被判斷的音頻信號的電平控制均衡接收信號的線路均衡器特性的控制步驟(S3)。不用在開始數據傳輸前進行訓練信號交換也不需增加調制解調器或類似裝置的硬件數量就可對線路均衡器進行控制。
文檔編號H04B3/04GK1169074SQ9710995
公開日1997年12月31日 申請日期1997年3月28日 優先權日1996年3月29日
發明者加來尚, 川田升, 宮澤秀夫, 仁垣友里 申請人:富士通株式會社