代碼檢測裝置的制作方法

專利名稱：代碼檢測裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種代碼檢測裝置，該代碼檢測裝置檢測由在代碼分割復用存取(CDMA)蜂窩型通信系統以及與此等效的一些通信系統中的每個蜂窩區域內的一基地電臺所傳送的一導頻信號中所包括的頻譜擴展代碼。
在CDMA蜂窩型通信系統中，由一頻譜擴展代碼(PN代碼)所調制的一導頻信號(導頻通道)從一蜂窩區域的一基地電臺被不斷地傳送。這種導頻信號用來檢測和保持移動單元中的同步。作為導頻信號，使用了相同周期和不同偽隨機數序列的pni和pnq兩種類型的PN代碼。
但是，在其初始階段，與在一基地電臺和一移動單元之間建立同步時，存在著在基地電臺側的發送載波信號頻率ω1和在移動單元側的接收載波頻率ω2相互間有偏離的情況。在這種情況下，在同步處理計算中的誤差變得較大并且有時不能令人滿意地執行同步檢測和保持其同步。
本發明意欲克服有關技術的這種缺點，并且本發明的一個目的是提供一種代碼檢測裝置和方法，這種裝置和方法可以在檢測CDMA蜂窩型通信系統等的一基地電臺和一移動單元之間的同步的過程的初始階段中降低計算誤差并且可以令人滿意地檢測和保持同步。
本發明的另一目的是提供一種可以高速執行代碼檢測的代碼檢測裝置和方法。
本發明還有一目的是提供一種可以低功耗執行代碼檢測的代碼檢測裝置和方法。
為了實現上述目的，本發明提供的一種代碼檢測裝置，包括用來正交地檢測一擴展頻譜調制接收信號的裝置；用來向該正交地檢測信號分量提供相位補償以產生正交信號(I，Q)的裝置；用來使該相位補償正交信號(I，Q)累加一預定次數的裝置；用來產生該正交信號(I，Q)的累加值的平方和(∑I2∑Q2)的裝置，和用來根據通過改變相位補償量而得到的所產生和輸出的平方和(∑I2∑Q2)來檢測該擴展頻譜調制接收信號的代碼的裝置。
更可取的是，相位分量被提供給正交檢測的信號分量且正交信號(I，Q)是根據相位補償信號分量而產生的。
另一方面，更可取的是正交信號(I，Q)是根據正交地被檢測信號分量所產生的并且相位補償被提供給這樣產生的正交信號(I，Q)。
另一方面，更可取的是，通過改變相位補償量所產生和輸出的的平方和(∑I2∑Q2)的最大值被存貯起來，被存貯起來的所產生和輸出的平方和(∑I2∑Q2)被選擇，并且根據所選擇的輸出來檢測擴展頻譜調制接收信號的代碼。
另一方面，更可取的是，多個相位補償量被同時地給予正交信號(I，Q)，正交信號(I，Q)的平方和(∑I2∑Q2)從相位補償正交信號(I，Q)產生并輸出，選擇所產生并輸出的平方和(∑I2∑Q2)的最大值，和根據所選擇的輸出檢測擴展頻譜調制接收信號的代碼。
另一方面，更可取的是，多個相位補償量被同時地給予正交地被檢測的信號分量，根據被相位補償的正交地被檢測的信號分量產生和輸出該正交地被檢測信號分量的平方和(∑I2∑Q2)，選擇所產生和輸出的平方和(∑I2∑Q2)的最大值，和根據所選擇的輸出檢測擴展頻譜調到接收信號的代碼。
另一方面，更可取的是，用于相位補償的變化量是在π/2(弧度)單位內。
另一方面，更可取的是，用于相位補償的變化量是在π/2(弧度)單位內并且根據π/2(弧度)相位變化來反轉該正交地被檢測的正交信號分量的代碼。
另一方面，更可取的是，用于相位補償的變化量是在π/2單位內，并且根據π/2(弧度)相位變化來反轉該正交信號的代碼。
根據本發明的第二方面，提供了一種代碼檢測方法，其中一擴展頻譜調制接收信號被正交地檢測，相位補償被提供給正交地被檢測的信號分量，產生正交信號(I，Q)，相位補償正交信號(I，Q)被累加一予定的次數，產生正交信號(I，Q)的累加值的平方和(∑I2∑Q2)，和根據由相位補償量的變化所產生和輸出的平方和(∑I2∑Q2)來檢測擴展頻譜調制接收信號的代碼。
本發明的這些和其它的目的和特性通過參照附圖所作的如下的最佳實施例的說明將變得更為清楚，在附圖中

圖1說明了在一CDMA蜂窩通信系統中所使用的導頻信號的產生過程；圖2示出了一種用來實現在一移動單元側接收由圖1所示的產生過程所產生的導頻信號的電路；圖3是一種用來改變圖2所示電路的代碼檢測特性的電路；圖4是一種用來改變圖3所示電路的代碼檢測特性的電路；
圖5A到5C是一組根據圖4所示電路表示一DN代碼的檢測特性；圖6示出了根據本發明的第二實施例的代碼檢測裝置的構成；圖7示出了一種通過旋轉正交信號I和Q的相位以便刪除一頻率差Δωt的代碼檢測裝置的構成；圖8示出了根據本發明的第三實施例的一種代碼檢測裝置的構成；圖9示出了根據本發明的第四實施例的一種代碼檢測裝置的構成；圖10示出了根據本發明的第五實施例的一種代碼檢測裝置的構成；圖11示出了根據本發明的第六實施例的一種代碼檢測裝置的構成；圖12示出了根據本發明的第七實施例的一種相位旋轉量發生器的構成；圖13示出了通過圖12所示的相位旋轉量發生器所產生的一相位旋轉量；圖14示出了根據本發明的第八實施例的一種相位旋轉單元的構成；圖15示出了根據本發明的第九實施例的一種相位旋轉量發生器的構成；圖16示出了一種用來傳送2-相位PSK系統的一信號的電路。
根據本發明的該代碼檢測裝置基本上包括有一用來由一予定的相位旋轉角來旋轉包括在一擴展頻譜調制接收信號中的一組正交信號分量的相位以便刪除在正交信號分量之中的一組相位旋轉以產生正交信號的相位旋轉裝置；一用來對每個正交信號累加一予定的次數以計算一累加值的累加裝置；一用來根據每個所予定的相位旋轉角來對每個正交信號的累加值平方以計算一平方值并加上以相同相位旋轉值的相位所旋轉的正交信號的平方值以計算一平方和的平方和計算裝置；和用來相應于作為一代碼的該予定相位旋轉角來檢測該平方和之中的最大值的一代碼檢測裝置。
相位旋轉裝置使一組正交信號的相位旋轉一予定的相位旋轉值以便刪除在一接收信號中所包含的一組正交信號分量(正交分量ri和rq或正交信號Ii和Iq)的相位旋轉并輸出作為正交信號I和Q或相位旋轉正交信號Ip和Qp的結果信號。
累加裝置把與由相位旋轉裝置在相位上旋轉了予定相位旋轉角的一組正交信號分量中每一個相對應的正交信號(正交信號I和Q或正交信號Ip和Qp)分別累加一予定次數。
平方和計算裝置對由累加裝置所計算的累加值平方，加上一組與在這些平方值之中在相位上被旋轉了相同相位旋轉角的一組正交信號分量相對應的一組平方值，并計算相應于每個正交信號周期的予定相位旋轉角的平方和(能量值(∑I2)＋(∑Q2)或能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2))。
代碼檢測裝置檢測相應于相位旋轉角的平方和的最大值并作為檢測代碼將其輸出。
下面將說明本發明的第一實施例。
在一CDMA蜂窩通信系統中(沒有語音數據等)僅由一擴展代碼(PN碼)調制的稱之為導頻信號的一信號從基地電臺被不斷地傳送。這個導頻信號被用來檢測和保持和移動單元的同步。
圖1示出了上述導頻信號的產生過程。
如圖1所示，基地電臺的發送單元包括有兩類PN發生器110和111。這兩類PN發生器110和111產生相同周期和不同偽隨機數序列的代碼。
由PN發生器110所產生的PN代碼通過一乘法器112與振蕩器114的輸出相乘。由PN發生器111所產生的PN代碼通過一乘法器113與在π/2延遲單元115中將振蕩器114的輸出延遲1/4周期所得到的載波信號相乘。在乘法器112和113中相乘的結果在加法器116中被相加并作為一傳送信號被輸出。
下面說明從由基地電臺產生的引導信號(傳送信號S(t))被移動單元接收到該代碼被再現的過程。
當指定由基地電臺的傳送單元的PN發生器110所產生的PN代碼作為代碼pni(t)、指定由PN發生器111所產生的PN代碼作為代碼PNpnq(t)、和指定振蕩器114的輸出信號作為載波信號Cos(ωt)時，傳送信號S(t)由下面的等式1所表示。
S(t)＝pni(t)·Cos(ωt)＋pnq(t)·sin(ωt)…(1)當由圖1所示的基地電臺傳送單元的振蕩器114所產生的載波信號的角頻率被指定為角頻率ω1、其相位被指定為相位ψ、和其增益被指定為增益ao時，基地電臺的傳送信號S(t)是由下面等式2表示。
S(t)＝ao(pni(t)·cos(ω1t＋ψ)＋pnq(t)·sin(ω1t＋ψ))…(2)等式2中所示的傳送信號S(t)由于該傳輸通路的傳播損耗而衰減。當考慮到該衰減而指定在接收點(移動單元)處的傳送信號r(t)(按收信號r(t))的增益為常數a1時，則由下面等式3表示。
r(t)＝a1(pn1(t)·cos(ω1t＋ψ)＋pnq(t)·sin(ω1t＋ψ))…(3)由等式3所表示的接收信號r(t)分別與具有一相位差π/2(拉德)的載波信號cos(ω2t)和sin(ω2t)相乘，得到由下面等式4和5表示的正交分量ri和rq。
ri＝ai(pni(t)·cos(ω1t＋ψ)·cos(ω2t)＋pnq(t)·sin(ω1t＋ψ)·cos(ω2t))…(4)ri＝ai(pni(t)·cos(ω1t＋ψ)·sin(ω2t)＋pnq(t)·sin(ω1t＋ψ)·sin(ω2t))…(5)
通過一低通濾波器而從這些正交分量ri和rq中消除高頻分量之后所保留的基帶分量ri和rq變為如下面等式6和7所示。
ri＝ai(pni(t)·cos(ω1t＋ψ－ω2t)＋pnq(t)·sin(ω1t＋ψ－ω2t))…(6)rq＝ai(-pni(t)·sin(ω1t＋ψ－ω2t)＋pnq(t)·cos(ω1t＋ψ－ω2t))…(7)接著，在下面等式8和9中示出了由代碼pni(t)和pnq(t)的值所產生的正交信號I和Q。
I＝ri·pni(t)Q＝rq·pnq(t)…(8)注其中pni(t)等于pnq(t)。
I＝rq·pnq(t)Q＝ri·pni(t)…(9)注其中pni(t)等于pnq(t)。
結果，得到如下面等式10和11所示的二個正交信號I和Q。
I＝a1(cos(ω1t＋ψ－ω2t)＋sin(ω1t＋ψ－ω2t))…(10)Q＝a1(cos(ω1t＋ψ－ω2t)＋sin(ω1t＋ψ－ω2t))…(11)求得正交信號的能量(I2＋Q2)/2變為由下面等式12所示。
re＝(I2＋Q2)/2＝a12(cos2(ω1t－ψ－ω2t)＋2cos(ω1t＋ψ－ω2t)·sin(ω1＋ψ－ω2t)＋sin2(ω1t＋ψ－ω2t)＋cos2(ω1t＋ψ－ω2t)－2cos(ω1t＋ψ－ω2t)·sin(ω1t＋ψ－ω2t)＋sin2(ω1t＋ψ－ω2t))/2＝a12(2cos2(ω1t＋ψ－ω2t)＋2sin2(ω1t＋ψ－ω2t))/2＝a12…(12)圖2示出了一種完成在上述移動單元側的處理的電路。
接收信號r(t)輸入到乘法器10和11的第一輸入端。由振蕩器12產生的載波信號cos(ω2t)直接輸入到乘法器10的第二輸入端，并且由π/2相位延遲電路13準確地延遲了π/2(弧度)相位(1/4周期)的載波信號sin(ω2t)被輸入到乘法器11的第二輸入端。乘法器10和11分別對輸入的二個信號相乘并輸出正交分量ri和rq。
I分量析取電路14和Q分量析取電路15分別用上述方法從相乘信號ri和rq產生正交信號I和Q。
平方和電路16計算來自它們的正交信號I和Q的能量值(I2＋Q2)/2。
當僅用于一單個芯片時以上述方式求得的正交信號I和Q的能量值(I2＋Q2)/2對噪聲具有一低的比值。因此，實際上使用如圖3所示的實現頻譜反轉擴展的電路。圖3所示電路與圖2所示電路的不同之處是在對正交信號I和Q累加之后來計算平方和。
在圖3所示的電路中，與圖2中所示電路相似該接收信號r(t)輸入到乘法器20和21，分別與由振蕩器22所產生的載波信號cos(ωt)和由π/2相位延遲電路23準確地延遲π/2(弧度)相位的載波信號sin(ωt)相乘，這樣產生正交分量ri和rq。
I分量析取電路24和Q分量析取電路25從正交分量ri和rq分別產生正交信號I和Q。
通過累加電路26和27分別使正交信號I和Q被累加，以產生累加信號∑I和∑Q。
平方和電路28使累加信號∑I和∑Q平方以計算其能量(∑I2)＋(∑Q2)。
這里，在傳送側和接收側的載波頻率相等的場合(在上述等式ω1＝ω2)，等式10和11變為如下面等式13和14所示。
I＝a1(cos(ψ)＋sin(ψ))…(13)Q＝a1(cos(ψ)－sin(ψ))…(14)
在等式13和14所示的情況中，在接收側該正交信號I和Q變為不依從于時間的恒定值。因此，在圖3的電路中所計算的正交信號I和Q的能量值E′變成如等式15中那樣。
E′＝((∑I/n)2＋(∑Q/n)2)/2＝((∑(a1(cos(ψ)－sin(ψ)))/n)2＋(∑(a1(sin(ψ)＋cos(ψ))/n)2)/2＝a12((cos(ψ)－sin(ψ))2＋(sin(ψ)＋cos(ψ))2/2＝a12…(15)在這種方式中，在傳送側和接收側的二個載波信號的頻率ω1ω2是相等的場合，等式15的結果和等式12的結果相符合。
但是，在傳送側和接收側的載波信號的頻率ω1和ω2不同的場合(ω1不等于ω2)，在不同時間由相乘信號分量相乘而獲得一分量，例如在該能量值E′中產生cos(ω1ti＋ψ－ω2ti)·sin(ω1tj＋ψ－ω2tj)。這個分量不可能被刪除，因而等式12和15的結果不重合并且在這兩個結果之間將產生一誤差。
為此，當在傳送側和接收側的載波信號的頻率ω1和ω2不同(ω1不等于ω2)時所產生的誤差隨著該載波信號頻率ω1和ω2的差異越大而變得越大。
在圖2和圖3所示的接收側的電路由接收信號r(t)同步操作的場合，載波信號的頻率ω1和ω2的差異變得足夠的小，并且因而該誤差也變得非常地小。但是，在接收側開始接收之后并與傳送側的同步不能立即建立的情況下，有時載波信號的頻率ω1和ω2之間的差異變得較大。
作為參考，在通常使用的CDMA蜂窩通信系統的頻段中，雖然取決于載波信號ω1和ω2的值，但它們之間的差必須小于0.5ppm(不能超過0.5ppm)，最好是0.2ppm或更小。
但是，在一移動單元內提供這樣一高精度的振蕩器將使得該移動單元的價格大大提高，因此這是不現實的。
而且，在圖3的電路中，如果正交信號I和Q的累加數減小，則作為擴展頻譜通信系統的特征的擴展增益不可能被有效地利用，因而在等式15所示的處理中被計算的累加信號∑I和∑Q的能量值中所產生的誤差變大。
圖4示出了一種能克服所述缺點的在接收側的電路。
在圖4所示電路中，乘法器30和31、振蕩器32、π/2相位延遲電路33、I分量析取電路34、Q分量析取電路35、累加電路36和37，以及平方和電路38與圖3中所示電路相類似地計算來自接收信號r(t)的累加信號∑I和∑Q的能量值(∑I)2＋(∑Q)2。
累加電路39進一步累加能量值(∑I)2＋(∑Q)2以計算累加能量值∑((∑I)2＋(∑Q)2)。
選擇單元40由一計算機等的CPU構成，根據下面的CPU等的指令選擇平方和電路38的輸出信號(能量值(∑I)2＋(∑Q)2)或累加電路39的輸出信號(累加能量值∑((∑I)2＋(∑Q)2)中的任一個并將其作為代碼輸出信號輸出。
在圖3所示的電路中，為了檢測來自具有一高精度的接收信號，的PN代碼，在累加電路36和37中累加的次數必須增加到例如512(用于512芯片選擇)。但是，在接收側和傳送側的載波信號頻率ω1和ω2存在有一誤差的場合，如果累加次數增加將產生一誤差。
另一方面，在圖4所示的電路中，累加電路36、37和39是在平方和電路38之前和之后被提供的。當假定在累加電路36和37中的累加次數例如為64和在累加電路39中的累加次數例如為8時，可以得到在圖3所示的電路中將累加電路26和27的累加次數設置為512時相同的精度。
也就是，通過將在累加電路36和37中的累加次數壓縮到64那樣小時，由于該誤差或在傳送側和接收側的載波頻率ω1和ω2的差異而引起的惡化也被抑制。在累加電路36和37中用該累加數(64)不可能獲得一對噪聲的充分的比值的情況下，通過在累加電路39中進一步累加8次則可能改善對噪聲的比值。選擇器40的CPU等在通過平方和電路38的輸出信號得到對噪聲的一充分比值的情況下選擇平方和電路38的輸出信號作為代碼輸出信號而在不能獲得對噪聲的一充分比值的情況下選擇累加電路39的輸出信號作代碼輸出信號。
累加電路36和37的累加次數以及累加電路39的累加次數是根據所期望的載波信號頻率ω1和ω2的誤差或差異、對噪聲所需的比率、以及功耗來確定的并且不可能作為固定值給出。
在移動單元啟動時，根據該接收信號不能建立同步，因而在基地電臺和移動單元之間產生載波頻率ω1和ω2的差異。在這種情況中，如圖4所示，選擇器40將選擇和輸出累加電路39的輸出信號。
在移動單元開始對接收信號解調并建立同步之后，基地電臺和移動單元的載波頻率ω1和ω2之間的差異變得足夠地小，因而足以使選擇器40選擇和輸出平方和電路38的輸出信號。
與圖3所示的電路相比，在圖4所示的電路中，平方和電路38的累加次數變得很小，因而其功耗也小。
圖5A的圖形示出了在圖4中所示的電路的累加電路36和37中在用于64芯片時正交信號I和Q的累加情況下該PN代碼的檢測結果。在圖5A所示情況中，存在著所檢測的PN代碼與噪聲沒有充分分離的現象并且例如在圖5A中由該波狀線所指出的尖峰是在該噪聲的內部并且不可能被檢測出。
在傳送側和接收側的載波信號頻率ω1和ω2之間沒有誤差或差異存在的情況下，如果在圖3所示的電路的累加電路26和27中該正交信號I和Q是用于512芯片而累加時，則如圖5C所示該PN代碼可很好地被分離，并且在圖5A中由用間斷線所指出的尖峰可被檢測出。
當假定在圖4中所示的累加電路36和37中的累加次數為64(相當于64芯片)并且在累加電路39中的累加次數為8時，則代碼檢測的結果變為如圖5B所示。
雖然該噪聲電平沒有降低到如圖5C中所示的累加電路26和27的累加次數設置為512時的情況的程度，但與圖5A中所示的將累加電路36和37的累加次數設置為64時的情況相比較其噪聲電平的離散(變化)變得較小，并且PN代碼的分離程度得以改善。
但是，只在圖4中所示的電路被使用，即使累加電路39的累加次數增加，也僅僅是超過在累加電路36和37中所得到的噪聲平均電平(在圖5B中由間斷線所指明的水平線)的信號才可被分離出。因而，例如由圖5B中的間斷線所指明的尖峰不可能被檢測出。
第二實施例下面將說明本發明的第二實施例。
由于傳送側和接收側的載波頻率ω1和ω2之間的誤差和差異的影響而在正交信號I和Q中呈現出波動。
根據在圖6中所示的本發明的第二實施例的代碼檢測裝置1，通過刪除正交信號I和Q的相位旋轉來消除由于載波信號ω1和ω2之間的誤差或差異而造成的影響。
為了刪除該相位旋轉，使用在第一實施例中所說明的在等式6和7中所示的方法和使用在等式10和11中所示的方法。以下將說明這些方法。
當改變等式6和7時，得到下面等式16和17。ri=2a1·cos(-Δωt-α)·······(16)]]>rq=2a1·sin(-Δωt-α)······(17)]]>注Δω＝ω1－ω2，α＝π/4(pni＝1，pnq＝1)；－π/4(pni＝1，pnq＝-1)；3π/4(pni＝-1，pnq＝1)；和－3π/4(pni＝-1，pnq＝-1)。
假定有一個使用二個正交信號分量作為坐標軸的坐標系統，使用正交分量ri和rq作為要素的坐標(ri，rq)隨著時間的推移環繞該原點以順時針方向移動而存在一正的頻率差(ω1＞ω2)。因而，如果以反時針方向旋轉而得到該正交分量ri和rq，則可刪除這種旋轉。
Rp＝AR…(18)注Rp是2×1矩陣，和Rp的元素是r11＝rip和r21＝rqp，A是2×2矩陣，和A的元素是a11＝cos(Δωt)；a12＝-sin(Δωt)；a21＝sin(Δωt)；和a22＝cos(Δωt)。
R是2×1矩陣，和R的元素是r11＝ri和r21＝rq。
在由上式所得到的校正之后的正交分量rip和rqp是由下面等式指明的。可以看出該頻率差Δωt被消除掉了。
rip＝a1(pni·cos(ψ)＋pnq·sin(ψ))…(19)rqp＝a1(-pni·sin(ψ)＋pnq·cos(ψ))…(20)利用等式18的原理來消除頻率差Δωt的影響的本發明的該代碼檢測裝置1的構成如圖6所示。應注意的是，在該代碼檢測裝置1的前面設置的乘法器407、408，振蕩器409，和π/2相位延遲電路410與圖2中所示的電路10、11、12和13是基本相同的。
通過在第一實施例中所示的處理，由接收信號r(t)所得到的每個芯片周期的正交分量ri和rq被輸入到相位旋轉單元400中。
相位旋轉單元400通過執行如等式18中所示的計算來旋轉正交分量ri和rq的相位。由相位旋轉單元400進行了相位旋轉的正交分量rip和rqp被分別輸入到I分量析取電路401和Q分量析取電路402。
在相位旋轉單元400中給予正交分量ri和rq的旋轉量(頻率差Δωt)是由相位旋轉量發生器406計算的并設置在相位旋轉單元400中。
I分量析取電路401和Q分量析取電路402根據正交分量rip和rqp分別執行等式8和9所示的計算，以產生正交信號I和Q。
為了精確地予定芯片部分，累加電路403和404順序地累加正交信號I和Q，并產生累加信號∑I和∑Q。
平方和電路405對累加信號∑I和∑Q平方，使被平方的累加信號相加，并順序計算累加信號∑I和∑Q的能量值(∑I)2＋(∑Q)2。
下面將說明該代碼檢測裝置1的一種變型。
當變化在第一實施例中的等式10和11時，得到下面等式21和22。
I=2a1·cos(-Δωt-ψ+π/4)···(21)]]>注Δω＝ω1－ω2。
Q=2a1·sin(-Δωt-ψ+π/4)···(22)]]>
注Δω＝ω1－ω2。
從等式21和22可見坐標(I，Q)使用二個正交信號作為坐標軸并且正交信號I和Q作為元素隨著時間的推移圍繞原點以順時針方向移動。因此，通過以反時針方向對正交信號I和Q進行旋轉，就可刪除正交信號I和Q的相位旋轉。
Q＝BC …(23)注Q是2×1矩陣，和Q是元素是P11＝Ip和P21＝Qp，B是2×2矩陣，和B的元素是b11＝cos(Δωt)；b12＝-sin(Δωt)；b21＝sin(Δωt)；和b22＝cos(Δωt)，C是2×1矩陣，和C的元素是C11＝I和C21＝Q。
由等式23得到的相位被旋轉的正交信號Ip和Qp變為如下面等式24和25中所示的并且消除了頻率差Δωt的Ip和Qp。
Ip＝a1(cos(ψ)＋sin(ψ)) …(24)Qp＝a1(cos(ψ)－sin(ψ)) …(25)
因此，通過如等式23所示的計算可以刪除傳送側和接收側的載波頻率ω1和ω2之間的差異(頻率差Δωt)。
如圖7所示，根據上面所述的原理，代碼檢測裝置2的構成能夠通過旋轉正交信號I和Q的相位而刪除頻率差Δωt。應注意的是，在圖7中省略了置予圖6所示的代碼檢測裝置2前面的乘法器等。
從接收信號r(t)得到的每個芯片部分的正交分量ri和rq被分別輸入到I分量析取電路200和Q分量析取電路201。
I分量析取電路200和Q分量析取電路201分別執行等式8和9所示的計算，以產生正交信號I和Q。
相位旋轉單元202通過進行等式23所示的計算旋轉正交信號I和Q的相位并產生相位旋轉正交信號Ip和Qp。
這里，相位旋轉量發生器206計算在相位旋轉單元202中的相位旋轉值(頻率差Δωt)并將其設置在相位旋轉單元202中。
為了精確地予置芯片周期該累加電路202和203累加該相位旋轉正交信號Ip和Qp并順序地產生累加信號∑Ip和∑Qp。
平方和電路205對累加信號∑Ip和∑Qp平方，將它們相加，并順序地計算累加信號∑Ip和∑Qp的能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2。
第三實施例下面，將說明本發明的第三實施例圖8示出了根據本發明的第三實施例代碼檢測裝置3的構成。應注意的是，與代碼檢測裝置2相似，在代碼檢測裝置3的前面安置了一從接收信號r(t)產生正交分量ri和rq的電路，但為了描述簡化起見在圖8中將該電路省略了。
從接收信號r(t)得到的正交分量ri和rq被分別地輸入到I分量析取電路220和Q分量析取電路221。
I分量析取電路220和Q分量析取電路221分別執行等式8和9所示的計算，以產生正交信號I和Q。
相位旋轉單元222通過進行等式23中所示的計算旋轉正交信號I和Q的相位以產生相位旋轉正交信號Ip和Qp。
這里，相位旋轉量發生器226根據自控制電路231輸入的指令數據產生在相位旋轉單元222中的相位旋轉量(在等式23中的頻率差Δωt)并將其設置在相位旋轉單元222中。
對于精確地所予置的芯片周期，累加電路223和224累加正交信號Ip和Qp以分別產生累加信號∑Ip和∑Qp。
平方和電路225將累加信號∑Ip和∑Qp進行平方，將其平方結果相加，并計算累加信號∑Ip和∑Qp的能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2。
由平方和電路225所計算的累加信號∑Ip和∑Qp的能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2被輸入到寄存器227、228和229中，并且表明各自同步存貯的寫信號由控制電路231輸入到寄存器227、228和229。
在寄存器227、228和229中存貯的能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2在由控制電路231所指明的同步的情況下輸入到選擇電路230，選擇電路230選擇在這些能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2之中具有最大值的一能量值并將其作為一最終檢測值輸出。
這里，控制電路231對于相同PN同步向相位旋轉量發生器226輸出三種不同指令數據并且根據這些指令數據該相位旋轉量發生器226在相位旋轉單元222中設置三種不同的相位旋轉量。
相位旋轉單元222對于相同的PN同步向正交信號I和Q給出三種不同的相位旋轉并且向累加電路223和224輸出三種相位旋轉正交信號Ip和Qp。
因此，累加電路223和224以及平方和電路225相應于這三種正交信號Ip和Qp計算能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2并將其輸出到寄存器227，228和229。
控制電路231調整該同步使得通過寫信號使寄存器227、228和229存貯正交信號Ip和Qp并使得寄存器227相應于在三種正交信號Ip和Qp之中的第一正交信號Ip和Qp存貯能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2；使得寄存器228相應于第二正交信號Ip和Qp存貯能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2；和使得寄存器229相應于第三正交信號Ip和Qp存貯能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2。其結果，由不同相位旋轉量旋轉了相位的正交信號Ip和Qp將被存貯在寄存器227、228和229中。
選擇電路230選擇在寄存器227、228和229中所存貯的這些能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2之中的最大能量值，因而在相位旋轉單元222中相位被最佳地旋轉了的正交信號Ip和Qp的能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2被作為最終PN代碼輸出(最終檢測輸出)。
如上述方式構成的代碼檢測裝置3，即使在頻率差Δωt是未知的情況下也可獲得良好的PN代碼的檢測。
應注意的是，在第三實施例中示出了使用三種相位旋轉量的情況，但是也可構成這樣的系統使得相應于正交信號I和Q的相位旋轉是通過設置二個或四個或多個相位旋轉量的類型數的更好的間隔上來執行的并且適當的改變寄存器數和相應于該寄存器的控制。
第四實施例下面，將說明本發明的第四實施例。
圖9示出了根據本發明的第四實施例的代碼檢測裝置4的構成。應注意的是，與代碼檢測裝置2和3相似，在代碼檢測裝置4的前面安置了一從接收信號r(t)產生正交分量ri和rq的電路，但為了描述簡化起見在圖9中將它省略。
從接收信號r(t)獲得的正交分量ri和rq被分別輸入到I分量析取電路240和Q分量析取電路241。
I分量析取電路240和Q分量析取電路241通過進行等式8和9中所示的計算產生正交信號I和Q。
相位旋轉單元242、243和244執行等式23所示的計算通過各自不同的相位旋轉量，旋轉正交信號I和Q的相位，并產生三種相位旋轉正交信號Ip和Qp。
應注意的是，相位旋轉量發生器255產生三種不同相位旋轉量(在等式23中的頻率差Δωt)并將相位旋轉量分別設置在相位旋轉單元242，243和244。
累加電路245、247和249以及累加電路246、248和250對于每個予置的芯片部分累加分別自相位旋轉單元242、243和244輸入的正交信號Ip和Qp并產生累加信號∑Ip和∑Qp。
平方和電路251、252和253相應于分別由累加電路245、247和249以及累加電路246、248和250所計算的累加信號∑Ip和∑Qp而分別產生能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2。
選擇電路254將由各個平方和電路251，252和253計算的能量值之中的最大能量值作為最終PN代碼輸出。
應注意的是，代碼檢測裝置4具有三種設置的相位旋轉單元、累加電路和平方和電路并且其構成使得將三種相位旋轉量給予正交信號I和Q，但是它還可能這樣構成使得這些電路的二種設置或四種或更多的設置能將二種或四種或多種相位旋轉量給予正交信號I和Q并且檢測PN代碼。
另外，它還可能這樣構成使得由這些相位旋轉單元中的一個單元向正交信號I和Q給出的相位旋轉量被設置為0。在這種情況中，可以省略具有相位旋轉量為0的相位旋轉單元。
第五實施例下面，將說明本發明的第五實施例。
圖10示出了本發明第五實施例的代碼檢測裝置5的構成。應注意的是，類似于代碼檢測裝置1至4，在代碼檢測裝置5的前面安置了一從接收信號r(t)產生正交分量ri和rq的電路，但為了描述簡化起見而在圖10中將它省略了。
在圖10所示的代碼檢測裝置5的構成部分之中，相位旋轉單元420，I分量析取電路421，Q分量析取電路422，累加電路423和424，控制電路431，相位旋轉量發生器426，寄存器427、428和429以及選擇電路430分別相應于圖8所示的第三實施例的代碼檢測裝置3的相位旋轉單元222，I分量析取電路220，Q分量析取電路221，累加電路223和224，控制電路231，相位旋轉量發生器226，寄存器227、228和229以及選擇電路230，并且執行相似的操作。
由此可見，代碼檢測裝置5和代碼檢測裝置3的構成相似，但不同之處是I分量析取電路以及Q分量析取電路與相位旋轉單位的位置被相互交換。
下面，將說明代碼檢測裝置5的操作。
從接收信號r(t)得到的正交分量ri和rq被輸入到相位旋轉單元420。
控制電路431在相同的芯片部分向相位旋轉量發生器426輸出三種不同指令數據，相位旋轉量發生器426根據這些指令數據在相位旋轉單元422中設置三種不同相位旋轉量。
相位旋轉單元422在相同芯片部向正交分量ri和rq給予三種不同相位旋轉并分別向累加電路423和424輸出三種相位旋轉正交分量rip和rqp。
相應于三種正交分量rip和rqp的每一種，I分量析取電路421、Q分量析取電路422，累加電路423和424、和平方和電路425計算正交信號I和Q的能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2，并且將這三種能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2存貯在寄存器427、428和429中。
選擇電路430將在寄存器427、428和429存貯的能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2中的最大能量值作為最終PN代碼輸出。
如上所述構成的代碼檢測裝置5，可以實現一等效于代碼檢測裝置3的性能。
應注意的是，有關代碼檢測裝置3的同樣的變型也可適用于代碼檢測裝置5。
第六實施例下面，將說明本發明的第六實施例。
圖11示出了根據本發明第六實施例的代碼檢測裝置6的構成。應注意的是，與代碼檢測裝置1至5相類似，在代碼檢測裝置6的前面安置了一從接收信號r(t)產生正交分量ri和rq的電路，但為了描述簡明起見在圖11中將它省略了。
圖11所示的代碼檢測裝置6是在第四實施例中所示的代碼檢測裝置4的變型，并且代碼檢測裝置6的相位旋轉單元440、441和442，I分量析取電路443、444和445，Q分量析取電路446、447和448，累加電路449、450和451、累加電路452、453和454，平方和電路455、456和457，以及選擇電路458分別相應于代碼檢測裝置4的相位旋轉單元242、243和244，I分量析取電路240，Q分量析取電路241，累加電路245、246和247，累加電路248、249和250，平方和電路251，252和253以及選擇電路254，并且執行相似的操作。
由此可見，代碼檢測裝置6和代碼檢測裝置4具有相似的結構，但是不同之處是I分量析取電路和Q分量析取電路與相位旋轉單元的位置被相互交換。
從接收信號r(t)所得到的正交分量ri和rq被輸入到相位旋轉單元440、441和442。
相位旋轉量發生器459產生三種不同的相位旋轉量(在等式23中的頻率差Δωt)并且在相位旋轉單元440、441和442中設置這些相位旋轉量。
相位旋轉單元440、441和442利用由相位旋轉量發生器所設置的相位旋轉量執行等式23中所示的計算，旋轉正交分量ri和rq的相位，并且產生三種相位旋轉正交分量rip和rqp。
I分量析取電路443、444和445以及Q分量析取電路446、447和448分別相應于從相位旋轉單元440、441和442輸入的正交分量rip和rqp執行在等式8和9中所示的計算并產生正交信號I和Q。
累加電路449、450和451以及累加電路452、453和454對于每個予置芯片部分分別累加從I分量析取電路443、444和445以及Q分量析取電路446、447和448輸入的正交信號I和Q并產生累加信號∑I和∑Q。
相應于分別由累加電路449、450和451以及累加電路452、453和454計算的累加信號∑I和∑Q該平方和電路455、456和457產生能量值(∑Ip)2＋(∑Qp)2。
選擇電路458將由各個平方和電路455、456和457所計算的能量值中的最大能量值作為最終PN代碼輸出。
應注意的是，類似于用于代碼檢測裝置4的類型還可用于代碼控制裝置6。
第七實施例下面，將說明本發明的第七實施例。
圖12示出了根據本發明的第七實施例的相位旋轉量發生器7的構成。
圖13示出了由圖12所示的相位旋轉量發生器7所增生的相位旋轉量。
相位旋轉量發生器7用來替代圖9中的第四實施例的代碼檢測裝置4中的相位旋轉量發生器255。
如圖12所示，相位旋轉量發生器7是由初始級的計數器340和下一組的計數器341所組成，在計數器340中設置了從外部來的頻率分割比M而在計數器341中具有頻率分割比為N(M和N為整數)，向上或向下計數的數是與包括在接收信號r(t)中的PN代碼相同步的時鐘信號同步，以產生在相位旋轉單元中用于計算的相位旋轉量，并將其設置在相位旋轉單元中。
由相位旋轉量發生器7所產生的相位旋轉量變成如圖13所示。
由相位旋轉單元給予正交信號I和Q或正交分量ri和rq的相位旋轉值是在0到2π的范圍之內。這個相位旋轉量正比于計數器341相應的計數0到N－1。也就是，當假定計數器341的數為n(0≤n≤N－1，n是一整數)時，其相位旋轉值(在等式18等之中的頻率差Δωt)可以表示為Δωt＝2nπ/N。
如上所述，計數器340的頻率分割比M是可變的，并且可以通過改變它而調整相位旋轉值。也就是，當計數器340的頻率分割比小時，N-頻率分割計數的計數變快，并且從相位旋轉量發生器7輸出的相位旋轉值變大。
再有，當計數器341向下計數時，它可能使得相位旋轉量發生器7進入相應于負相位旋轉量。
利用計數器340和341所構成的兩級結構的相位旋轉量發生器7，第二級的計數器341的計數還總是可以在從0到N－1的范圍，因而利用相位旋轉單元的這個特性可以容易地對輸入和輸出進行匹配。
再有，與相位旋轉量發生器是由單級組成的情況相比較，該計數范圍不與頻率分割值的變化一起變化，因而一種如圖13所示的表明計數和相位旋轉量之間對應關系的表就足夠。
第八實施例下面，將說明本發明的第八實施例。
圖14示出了根據本發明第八實施例的相位旋轉單元8的構成。該相位旋轉單元8例如是在圖8中所示的代碼檢測裝置3的相位旋轉單元222的簡化變型并用來替代該相位旋轉單元222。
由相位旋轉單元8對相位進行了旋轉的正交信號I和Q或正交分量ri和rq(信號Xi和Xq)被分別輸入到代碼反相電路262和263以及選擇器264和265。
代碼反相電路262和263分別反相輸入信號Xi和Xq的代碼并產生信號-Xi和-Xq。
選擇器264和265根據表1中所示的規則選擇信號Xi、Xq、-Xi和-Xq并將其作為相位旋轉正交信號Ip和Qp或正交分量rip和rqp(信號Yi，Yq)輸出。
表1相位旋轉值(2比特)和相位旋轉單元的輸出的關系相位旋轉值選擇器264的輸出選擇器265的輸出00(0)XiXq01(π/2)-XqXi10(π) -Xi-Xq11(3π/2)Xq-Xi也就是，在選擇器264和265中，由相位旋轉量發生器269所產生的2比特相位旋轉值數據(00)表示0(弧度)的一相位旋轉值，(01)表示π/2(弧度)的一相位旋轉值，(10)表示π(弧度)的一相位旋轉值和(11)表示3π/2(弧度)的一相位旋轉值。
由指定的0(弧度)、π/2(弧度)、π(弧度)、和3π/2(弧度)所得出的對于相位旋轉矩陣P的相位旋轉值(頻率差Δωt)由下面等式26表示。該相位旋轉矩陣P的分量是0或±1的值并且因此相位旋轉單元8的構成變得非常簡單。
P是2×2矩陣，和P的元素是P11＝cos(Δωt)；P12＝-sin(Δωt)；P21＝sin(Δωt)；和P22＝cos(Δωt)。…(26)第九實施例下面，將說明本發明的第九實施例。
圖15示出了根據本發明第九實施例的相位旋轉量發生器9的構成。該相位旋轉量發生器9是在第七實施例所示的相位旋轉量發生器7的一種變型，并且相位旋轉量發生器9的計數器350和351對應于相位旋轉發生器7的計數器340和341并且執行相同的操作。
相位旋轉量發生器9由和在圖14所示的第八實施例的相位旋轉單元8一起的相位旋轉量發生器226所置換而圖14所示的第八實施例的相位旋轉單元8用來替代圖8所示的第三實施例的相位檢測裝置中的相位旋轉單元222。
如上所示，該相位旋轉量發生器9是與相位旋轉單元8一起被使用，因而具有一適應于相位旋轉單元8操作的結構，也就是，由從外部設置了頻率分割比M的初始級的計數器350和具有頻率分割比4的計數器351(M為一整數)而構成，類似于相位旋轉量發生器7，向上計數或向下計數的數是與包含在接收信號r(t)內的PN代碼的芯片部分同步的時鐘信號同步的，產生在相位旋轉單元中用來計算的相位旋轉量，并將其設置在該相位旋轉單元中。
通過使用上述實施例中所示的本發明的代碼檢測裝置3和6、相位旋轉量發生器7和9、以及相位旋轉單元8，即使在傳送側(基地站)和接收側(移動單元)的載波頻率ω1和ω2之間出現誤差或差異，該移動單元仍可實現對自基本站傳送的PN代碼的檢測。
另外，如同在第三到第五實施例所示的代碼檢測裝置3和5中那樣，為改變在相位旋轉單元中所設置的相位旋轉量時通過使用所設置的I分量析取電路、Q分量析取電路、相位旋轉單元、累加電路、和平方和電路(檢測裝置)，可提供一具有電路數量少和功耗小的代碼檢測裝置。
另一方面，通過并行操作如第四至第六實施例的代碼檢測電路4和6那樣的多個檢測裝置可提供一高速代碼檢測裝置。
按照其所期望的用途而選擇代碼檢測裝置3和5或者代碼檢測裝置4和6的任一個，根據本發明的代碼檢測裝置可以處理一寬范圍的用途。
應注意的是，在移動單元側開始接收直至建立同步之后的期間內由移動單元所產生的載波頻率ω2具有一與基地電臺的載波頻率ω1不同的誤差或差異。在此之后，成為一個問題的誤差或差異在這些頻率中不再產生。
因此，在使用代碼檢測裝置3和5的情況下，在傳送側和接收側之間建立同步。直到除了PN代碼之外的有效數據的解調開始為止，檢測裝置通過所設置的相應的各自頻率差而被操作若干次。在有效數據的數據解調開始和頻率差被消除的情況下，代碼檢測裝置3和5被改變以便相應于這種狀態而實現一設置，因而在此之后可以縮短PN代碼檢測時間。
還有，在代碼檢測裝置4和6被使用的情況下，在數據的解調開始之后，相應于不存在頻率差的情況通過僅操作該檢測裝置可以降低功耗。
應注意的是，在上述的實施例中，說明了通過使用圖1所示的電路一CDMA蜂窩通信系統的基地電臺傳送一導頻信號的情況，但即使在通過圖16所示的電路傳送2相位PSK系統的信號的情況下，通過在本發明的技術觀點的范圍內的一種變型如用代碼檢測裝置3到6以相同的方式也可以檢測該代碼。
如上所述，根據本發明的代碼檢測裝置，由于對一CDMA蜂窩型通信系統等的基地電臺和移動單元之間的同步的檢測可以降低該處理的初始級的計算誤差并且可更好地執行該同步的檢測和處理。
還有，根據本發明的代碼檢測裝置，可以高速并低耗的執行該代碼檢測。
權利要求
1.一種代碼檢測裝置包括用來正交地檢測一擴展頻譜調制接收信號的第一檢測裝置；用來對所述正交檢測信號分量執行相位補償以產生正交信號(I，Q)的相位補償裝置；用來對所述相位補償正交信號(I，Q)累加一予定的次數，并且累加該正交信號(I，Q)的所述累加值的平方和(∑I2∑Q2)的累積平方求和裝置；和用來根據通過改變相位補償量所得到的所述被計算的平方和(∑I2∑Q2)檢測所述擴展頻譜調制接收信號的代碼的第二檢測裝置。
2.如權利要求1所述的代碼檢測裝置，其中所述相位補償裝置相位補償所述正交檢測信號分量，和其中所述累加平方求和裝置根據所述相位補償信號分量產生正交信號(I，Q)。
3.如權利要求1所述代碼檢測裝置，其中所述第一檢測裝置相應于所述每個正交檢測信號分量產生各自正交信號(I，Q)，和其中所述相位補償裝置補償所述產生的正交信號(I，Q)的相位。
4.如權利要求1所述的代碼檢測裝置，其中所述累加平方求和裝置存貯所述產生并輸出由改變所述相位補償、選擇所存貯的平方和(∑I2∑Q2)的最大值所產生的平方和(∑I2∑Q2)，和其中所述第二檢測裝置根據所選擇的輸出檢測所述擴展頻譜調制接收信號的代碼。
5.如權利要求3所述的代碼檢測裝置，其中所述相位補償裝置同時地向所述正交信號(I，Q)給出多個相位補償量，其中所述累加平方求和裝置產生來自所述相位補償正交信號(I，Q)的平方和(∑I2∑Q2)，并選擇產生和輸出的平方和(∑I2∑Q2)的最大值，和其中所述第二檢測裝置根據所選擇的輸出檢測所述擴展頻譜調制接收信號。
6.如權利要求2所述的代碼檢測裝置，其中所述相位補償裝置同時給予所述正交檢測信號分量多個相位補償量，其中所述累加平方求和裝置根據相位補償正交信號分量產生平方和(∑I2∑Q2)，并選擇產生和輸出平方和(∑I2∑Q2)的最大值，和其中所述第二檢測裝置根據所選擇的輸出檢測所述擴展頻譜調制接收信號的代碼。
7.如權利要求1所述的代碼檢測裝置，其中在所述相位補償裝置中用于相位補償的變化量是π/2(弧度)單元。
8.如權利要求2所述的代碼檢測裝置，其中在所述相位補償裝置中用于相位補償的變化量是π/2(弧度)單元，和其中所述第二檢測裝置根據π/2(弧度)相位變化反相被反相的正交地被檢測的正交信號分量的代碼。
9.如權利要求3所述的代碼檢測裝置，其中在所述相位補償裝置中用于相位補償的變化量是π/2(弧度)單元，和其中所述第二檢測裝置根據π/2(弧度)相位變化反相正交信號的代碼。
10.一種代碼檢測方法，包括正交地檢測一擴展頻譜調制接收信號；對所述正交檢測信號分量執行相位補償并產生正交信號(I，Q)；以一予定的次數累加所述相位補償正交信號(I，Q)；計算所述正交信號(I，Q)的所述累加值的平方和(∑I2∑Q2)；和根據通過改變所述相位補償量所得到的所述所產生的平方和(∑I2∑Q2)檢測所述擴展頻譜調制接收信號的代碼。
11.如權利要求10所述的代碼檢測方法，其中對所述正交檢測信號分量執行相位補償，和其中正交信號(I，Q)是根據相位補償信號分量而產生的。
12.如權利要求10所述的代碼檢測方法，其中正交信號(I，Q)是根據正交檢測信號分量而產生的，和其中相位補償被加到這樣產生的正交信號(I，Q)。
13.如權利要求10所述的代碼檢測方法，其中通過改變相位補償量所計算的平方和(∑I2∑Q2)被存貯起來，其中選擇所存貯的所產生和輸出的平方和(∑I2∑Q2)的最大值，和其中根據所選擇的輸出來檢測擴展頻譜調制接收信號的代碼。
14.如權利要求12所述的代碼檢測方法，其中同時向正交信號(I，Q)給出多個相位補償量，其中從相位補償正交信號(I，Q)產生并輸出平方和(∑I2∑Q2)，其中選擇產生和輸出平方和(∑I2∑Q2)的最大值，和其中根據所選擇的輸出選擇擴展頻譜調制接收信號的代碼。
15.如權利要求11所述的代碼檢測方法，其中同時向正交檢測信號分量給予多個相位補償量，其中根據相位補償正交檢測信號分量產生和輸出其平方和(∑I2∑Q2)，其中選擇所產生和輸出的平方和(∑I2∑Q2)的最大值，和其中根據所選擇的輸出檢測擴展頻譜調制接收信號的代碼。
16.如權利要求10所述的代碼檢測方法，其中用于相位補償的變化量是在π/2(弧度)單元。
17.如權利要求11所述的代碼檢測方法，其中用于相位補償的變化量是在π/2(弧度)單元，和其中根據π/2(弧度)相位變化反相正交檢測的正交信號分量的代碼。
18.如權利要求12所述的代碼檢測裝置，其中用于相位補償的變化量是在π/2(弧度)，和其中根據π/2(弧度)相位變化反相正交信號的代碼。
全文摘要
一種代碼檢測裝置，包括有用來正交地檢測一擴展頻譜調制接收信號的單元，用來向正交檢測信號分量提供相位補償以產生正交信號(I，Q)的單元，用來以一預定次數累加該相位補償正交信號(I，Q)的裝置，用來產生正交信號(I，Q)的累加值的平方和(∑I
文檔編號H04Q7/36GK1139323SQ9610558
公開日1997年1月1日 申請日期1996年2月10日 優先權日1995年2月10日
發明者杉田武弘 申請人:索尼公司