專利名稱：有saw濾波器耦合的電視接收機的制作方法
技術領域：
本發明涉及包括有用于抑制所希望信號的鄰頻信號的聲表面波濾波器(SAW)的電視接收機。SAW濾波器提供了有實質恒定群延時的良好的選擇性。這使其尤其適用于電視接收機。
本裝置還提供濾波器裝置，它包括一個SAW濾波器以及為該SAW濾波器提供信號輸入的一個耦合網絡。
公開號為2-237,211的Kokai專利申請描述了原理上可用于電視接收機中的濾波器裝置。表示現有技術的濾波器裝置的該申請的英文摘要及其附圖構成了本說明書的
圖1。
在該現有技術的濾波器裝置中的一個耦合網絡14與由壓電基片11構成的SAW濾波器相串聯，該基片上置有輸入電極12及輸出電極13。耦合網絡14包括與SAW濾波器的兩個輸入端并聯耦合的電感器16。電感器16的選擇要使之能消除電極12的電容。而且，由電感17和電容18構成的串聯諧振電路與輸入端之一串接。在所引用的Kokai的專利申請中，對當適當選擇尺寸時所具有的最佳插入損耗作了權利要求。
然而，實踐證明配備此現有技術的濾波器裝置的電視接收機的性能不盡人意。
本發明的目的是提供一個接收機，尤其是電視接收機，它的性能優于裝有現有技術的濾波器的接收機。這樣的接收機由權利要求1和2所限定。而且，本發明還提供由權利要求5和6所定義的濾波器裝置。其先進的實施例由從屬權利要求所確定。
簡言之，本發明中的電阻并接到SAW濾波器的輸入端，或者是說將電阻并接到串聯諧振電路。可將此兩種方案相結合，即一個電阻與輸入端并聯，而另一電阻與諧振電路并聯。
下面的認識是本發明的基礎。帶有現有技術濾波器的電視接收機的不盡人意的表現是由于此種濾波器的設計引起的信號失真。而且認識到，此種設計中的SAW濾波器對于與信號失真相關的某些特性施加了限制。這些特性如下。首先是經過耦合網絡而發生的濾波器裝置輸入端處到SAW濾波器的輸入端處的電壓的傳輸。其次是在SAW濾波器輸入處所見的等效電源的阻抗。第三是此種濾波器裝置的輸入阻抗。
據本發明而加入的電阻提供了一定的自由度，使之從失真的角度而言使得上述的特性能令人滿意地設置。此外本發明還提供了其它的優點。一個優點是上述特性很少受元件的分布的影響。另外的一個優點是濾波器的頻響由于具體的SAW濾波器用于其中而實際為線性。
將電阻加入現有濾波器從噪聲及插入損耗角度看起來似乎是不明智的。周知的是電阻本身屬噪聲源而且在信號路徑上要消耗信號能量，因而引起信號損失。的確，與現有技術相比較，據本發明的濾波器的設計方案是具有稍稍失真劣變的噪聲角色。但它主要用于該通帶外的頻率。因此在通帶內的所需要的信號的信噪比實際不受影響。這是由于據本發明加入的電阻的噪聲在通帶內的效果上是短路的。而且，有可能設計得使該電阻在該通帶內對有用信號起旁路的作用此情形中的該電阻主要消耗的是在通帶外的不希望的信號的功率。結果使其對所希望信號的插入損耗實際不受影響。
下面的結合附圖對本發明的描述將使上述及其它的本發明的優點變得顯見。
圖1表示現有技術濾波器方案，圖2a表示現有技術濾波器的電壓增益，圖2b表示現有技術濾波器的群延時，圖2c表示現有技術濾波器在SAW濾波器輸入端的等效電源阻抗，圖2d表示現有技術濾波器的輸入阻抗，圖3表示根據本發明濾波器的第一實施例，圖4表示根據本發明濾波器的第二實施例，圖5表示根據本發明濾波器的第三實施例，圖6表示根據本發明的電視接收機，圖7a、8a和9a分別表示圖3、4、5實施例的電壓增益，圖7b、8b和9b分別表示圖3、4、5實施例的群延時，圖7c、8c和9c分別表示圖3、4、5實施例中在SAW濾波器輸入處的等效電源阻抗，圖7d、8d和9d分別表示圖3、4、5實施例的輸入阻抗，
其中圖中的相同參考符號表示相同的部件。
首先參考圖2a-2d對圖1所示現有技術濾波器裝置作更詳細的分析。隨后對本發明的總概念及其所針對的不足作進一步的說明。再對圖3、4、5所示的三個實施例作描述。隨后討論這些實施例在圖6所示電視機中的應用。接下來結合圖7a-7d、圖8a-8d和圖9a-9d所示出的這些應用的特性曲線闡明本發明的優點。最后通過實例和指教的方式示出這些實施例的變型。
先更詳細地討論現有技術電視機(TV)應用濾波器的情況。使用中，現有技術濾波器裝置用于濾波TV信號中的中頻(IF)信號。多數歐洲國家中，該TV IF信號是約40MHz。該IF信號的帶寬是6MHz。適合的TV SAW濾波器可從市場購到，如圖1示出，它包括壓電基片11及所帶電極12和13。這些TV SAW濾波器一般有可被模擬成20PF的輸入電容CI和1KΩ輸入電阻RI的并聯。因此，輸入電容CI代表了輸入阻抗的虛部，而輸入電阻RI代表了輸入阻抗的實部。
在電視機應用中，構成耦合網絡14的離散元件之值示于圖1，其選擇如下。電感器16的值是LP等于791.6微亨。該電感器16和圖1中沒有示出的輸入電容CI構成并聯諧振回路，被調節到40MHz。因此，TV SAW濾波器11、12和13的輸入電容CI實際在IF是被取消的。由電感17和電容18形成的串聯諧振電路也被調諧到40MHz。
圖2a至2d表示出電感器17和電容器18各種值Ls和Cs的不同值的各種組合。這些值的各種組合之一都是由參數R為特性，其中以下式確定值Ls和CsLs＝R·Lp；Cs＝CI÷R例如，當R＝10時，串聯諧振電路的值是Ls＝7,91微亨，及Cs＝2PF。為獲得圖2a至2d所示的特性，將圖1沒示出的一個電壓源接在現有技術濾波器設計的輸入端之間。該電壓源代表了一個驅動電路，提供了TVIF信號到現有技術的濾波器設計。
圖2a和2b示出了經耦合網絡14從電壓源到TVSAW濾波器11、12、13的輸入端的信號傳輸特性。圖2a是這一傳輸的幅度—頻率(F)的曲線。圖2b是這一傳輸的群延時—頻率(F)的曲線。圖2c是從TVSAW濾波器11、12、13的輸入端觀察的等效電源阻抗Zs(eq)—頻率(F)的曲線。該等效電源阻抗Zs(eq)對應于以電壓源與之耦合的耦合電路14的輸出阻抗。圖2d是現有技術濾波器設計的輸入阻抗Zin的幅度—頻率曲線。該輸入阻抗Zin是在圖1所示的現有技術的濾波器輸入端之間測得的阻抗。
圖2a所示出的是在大約37-43MHz的所希望的通帶內的中頻響應并不是對所有任何參數R的值都是平坦的。而且可見的是，越是Ls和Cs分別地接近Lp和CI，則在其響應中峰值變得越顯著。最佳的幅-頻響應似乎是在R＝40時獲得。如果參數降低，會有峰值出現在所希望的通帶之外。這些峰值提升了可能對所顯示圖象產生干擾的不希望的信號的電平。另一方面，如果參數R高于40，就不能再實現所希望的通帶，這會導致顯示圖象的輪廓欠清晰。
圖2b示出在所希望的通帶內只有對相當高值的參數R才有群延時是恒定的情況。當R＝20及R＝40時，在所希望的通帶上的群延時有可觀的變化。這會導致顯示圖象上的失真。具有相對高頻的圖象部分內容會相對于具有低頻圖象部分的內容出現延時。這種延時使圖象的顯示出現兩個頻率相關的圖象彼此相對移位。
圖2c示出等效電源阻抗Zs(eq)，在TV SAW濾波器11、12、13的輸出端處可見到的在具體頻率的峰值。參數R的值越高，峰值越靠近通帶的中心頻率。當R值超過10時，峰值落于通帶之內。這會導致顯示圖象中的重影，因為此時TV SAW濾波器的反射產生出在濾波器輸出處的不希望的回聲，這種現象可作如下解釋。
在SAW濾波器中的電信號在輸入電極處產生了聲波。該聲波會傳到輸出電極并產生希望的輸出信號。然而該聲波的一部分能量會反彈回去，即返傳到輸入電極。理想的情況是該輸入電極應被短路以防止會產生不希望的回聲的聲波從輸入電極再度返彈，并傳到輸出電極。
圖2d示出現有技術濾波器設計的輸入阻抗，展示出其繞通帶中心頻率對稱置位的波谷。當從R＝40開始，該參數值下降時使這些波谷更為突出。而且波谷從中心頻率偏離。尤其是波谷在通帶之外會引起對顯示圖象的干擾。這可作如下解釋。
在波谷的頻率區內，可能出現不希望的信號，例如鄰頻電視信號。這種不希望的信號會經圖1沒示出的現有技術濾波器的驅動器電路送到該濾波器。任何實際的驅動器電路都有受限的輸出電流容量。由于現有技術濾波器裝置的輸入阻抗是相當低的，因而該鄰頻信號會過載該驅動器電路。即信號在輸出電流限度處被截斷。此種情況會使鄰頻信號及其所希望的電視信號本身都失真。現有技術的濾波器的輸入阻抗越低，產生顯著干擾所需的鄰頻信號的電平也越低。
總之，現有技術濾波器的設計的電視機的應用得到的結果不盡人意。如若參數R值選得相當大(例如R＝40)，群延時則會在所希望的頻帶內有顯見出現(如圖2b示)。而且，SAW濾波器的輸入會在所希望的頻帶內終結阻抗的峰值(如圖2c示)。另一方面，如若參數值相當小(例如R＝5)，耦合網絡提供了對于不希望鄰頻信號的增益(圖2a所示)。而且，這種現有技術濾波器的輸入阻抗會嚴重地落入會出現不希望信號的頻區內(如圖2d所示)。無論是R值過高或過低的情況，都會使配備此種現有技術的濾波器的電視機的性能受到不利影響。
本發明考慮了下列內容。圖2a、2b和2d的特性曲線使得帶通濾波器不僅包括耦合網絡14，還包括圖1中沒有示出的TVSAW濾波器11、12、13的輸入電容CI。仍然沒有在圖1中所示，這種帶通濾波器由輸入電阻RI所端接。因此，圖2a、2b和2d的特性嚴重地依賴于TVSAW濾波器11、12、13的輸入阻抗。然而TVSAW濾波器11、12、13的輸入阻抗不能隨意固定。所獲得的是，出自TVSAW 11、12、13的構成的輸入阻抗即為所希望濾波器特性的輸入阻抗。
唯一的發明總構思是通過有效地按排與SAW濾波器輸入端相并聯的電阻而在設置圖2a至2d的特性中引入附加的自由度。這一點可以通過圖3、4和5分別示出的三個實施例以不同的方式實現。圖3、4和5示出的實施例分別包括具有兩個輸入端IS1和IS2的SAW濾波器FSAW。被耦合的網絡SAW用于將輸入端IA1和IA2的輸入信號傳輸到SAW濾波器FSAW的輸入端IS1和IS2。耦合網絡CNW類似于圖1所示的耦合網絡14。它包括耦合在輸入端IS1和IS2之間的電感器Lp及包括電感器Ls和電容Cs的串聯諧振電路SRC。SAW濾波器FSAW的輸入電容CI及輸入電阻RI示出在圖3、4和5的每一個中。
圖3示出根據本發明第一實施例的濾波器裝置，其中有電阻RP耦合在SAW濾波器FSAW的輸入端IS1和IS2之間。構成的耦合網絡CNW的帶通濾波器和輸入電容CI由等效于電阻RP的阻值及輸入電阻RI的并聯所端接。
圖4示出根據本發明第二實施例，其中將電阻RS并聯耦合到串聯諧振電路SRC。當電壓源接到輸入端IA1和IA2之間時，連接到輸入端IA1的電阻RS的節點是實際接地的。結果使電阻RS能夠被在效果上換位而獲得如圖3所示的電路。當電壓源有零阻抗時，由耦合網絡CNW和輸入電容CI形成的帶通濾波器在效果上是由電阻RS和輸入電阻RI并聯的等效電阻所端接。當電壓源不是具有零阻抗，該效應保持帶通濾波器的端接電阻是由電阻RS所影響。然而有益的是，電壓源阻抗的數量級的幅度是低于電阻RS的阻值的。
圖5示出根據本發明的第三實施例的濾波器，它實際是將前兩個實施例作了結合。串聯諧振電路SRC和SAW濾波器FSAW的輸入都分別有并聯耦合的電阻RS和RP。圖5的實施例可視作圖3中的電阻RP分解或圖4中的電阻RS分解的結果。參考圖3，其中的電阻RP可被分解成兩個電阻，即并聯的RP1和RP2(沒示出)，它們以并聯的方式提供與電阻RP相同的阻值。電阻RP2可被變換位置而形成與串聯諧振電路SRC并聯耦合。在效果上，連接到地的RP2的節點被斷開并被重新接到輸入端IA1。當端點IA1和IA2之間的電源阻抗接近為零時，輸入端IA1是實際地點。圖5中的電阻RS可被視作變換位置的電阻RP2，非變換位置的電阻RP1等效于圖5中的電阻RP。
圖6示出了可將圖3、4和5的實施例任何之一應用于其中的電視接收機(TV)。圖6中的TV中，調諧器TUN將在輸入端接收的RF信號轉變成中頻(IF)信號。濾波器FAR對IF信號濾波獲得提供到IF和解調部分IFD的已濾波的IF信號。濾波器FAR可以是圖3、4和5中所示濾波器的任何之一。IF和解調部分IFD從所提供的已濾波的IF信號提取視頻和音頻信號。該視頻和音頻信號進一步在視頻處理部分VPP和音頻處理部分APP分另處理，以分別獲得圖象顯示裝置PDD和揚聲器LSA的驅動信號。
當加到圖6的TV時，圖7a至7d、8a-8d及9a-9d分別示出根據圖3、4和5實施例的濾波器FAR的特性曲線。下面對所示曲線作說明。圖6所示中提供IF信號的調諧器TUN輸出處的阻抗Zot是1Ω。SAW濾波器FSAW是一般的TVSAW濾波器，其輸入電容CI是20PF而輸入電阻RI是1KΩ。而且電感LP的值是7916微亨。因此，由電感LP和電容CI形成的諧振電路是40MHz的諧振頻率。串聯諧振電路SRC也調到40MHz。參數R定義了電感Ls和電容Cs的值，Ls和Cs的值分別是Ls＝R·LP，Cs＝CI÷R。
更具體地說，圖3實施例中的電阻RP的值是333Ω。圖4實施例中的電阻RS的值也是333Ω。而圖5實施例中的電阻RS和RP的值分別是500Ω和1000Ω，以使得當實行并聯時這些電阻也提供333Ω的阻值。
圖7a、8a和9a是與圖2a相同類型的圖示。圖7a、8a和9a示出了圖6所示調諧器輸出電壓Vot傳輸到濾波器裝置FAR中的SAW濾波器FSAW的輸入的幅度—頻率(F)響應。
圖7b、8b和9b與圖2b所示曲線同類。圖7b、8b和9b示出了調諧器輸出電壓Vot傳輸到濾波器裝置FAR中的SAW濾波器FSAW的輸入的群延時—頻率(F)響應。
圖7c、8c和9c與圖2c所示曲線同類。圖7c、8c和9c示出在SAW濾波器FSAW的輸入端看到的作為頻率(F)的函數的等效電源阻抗Zs(eq)。當耦合到調諧器TUN時，該等效電源阻抗Zs(eq)對應于耦合網絡CNW的輸出阻抗。
圖7d、8d和9d是圖2d的同類型。它們示出濾波器裝置FAR的輸入阻抗Zin。該輸入阻抗Zin是調諧器TUN在提供IF信號的輸出端看到的阻抗。
結合上面的實施例說明本發明提供的優點及其附加特征。
在圖6所示TV中，當帶有圖3、4或5濾波器裝置的FAR任何之一時，其IF失真都小于裝備現有技術的(示于圖1)濾波器裝置的失真。這一點可由下述特征加以理解。
圖7a、8a、9a的幅度—頻率曲線在當R分別等于3、7和4時在通帶上實際是平坦的。同樣，由這些R值產生的圖7b、8b和9b中的群延時在通帶上也實際是平坦的。而且在通帶之外，圖7a、8a和9a的幅—頻響應沒有可影響選擇性的峰值。
圖7c、8c和9c的等效電源阻抗Zs(eq)峰值最大達到333Ω，該值顯著小于使用現有技術的圖2c。333Ω的最大值是由電阻RP所定義，或/和由電阻RS所定義。而且應注意到，圖7c、8c和9c的峰值不在6MHz的通帶內。
在圖6所示的TV中，當裝有圖3、4或5濾波器之一的FAR時，IF濾波器特性就被完好確定。這是由于在SAW濾波器FSAW的輸出端的相當低的等效阻抗。由制造商確定的SAW濾波器特性通常是將其加到一個測試電路，其中該電路所涉及的濾波器通常由很低阻抗的電壓源所驅動。結果是，任何實用中的SAW濾波器在其輸入端的等效電源阻抗也要求十分低。如果不是這樣的話，該濾波器的特性就會與該制造商說明的特性有出入。
在圖6的TV中，當裝有圖3、4或所示的任何之一的濾波器裝置時，IF濾波器特性對于構成元件值的分散性的敏感度要低于當采用現有技術的濾波器裝置于圖6的TV中時的敏感度。這一點可由圖2a和2b與圖7a、7b、8a、8b和9a、9b相對照而看到。
當在圖6的TV中使用圖5所示的濾波器裝置FAR時，能夠優化其對信號的控制特性。這種信號的控制特性尤其依賴于濾波器FAR的輸入阻抗Zin。對于這一方面，圖5的實施例提供了下面的優點。輸入阻抗Zin—頻率(F)的響應能夠由電阻RS和RP的選擇所影響，同時保持并聯不變的這些電阻的阻值。以此角度看，圖3和圖4所示實施例可以認為是圖5所示實施例的兩種極限情況。圖3是對應當圖5中的電阻RS是無窮大的情況。圖4是對應當圖5中的電阻RP是無窮大的情況。在圖3實施例中，輸入電阻Zin在通帶內低于圖4的實施例的輸入電阻。另一方面，在圖3所示實施例中，在遠離通帶的頻率處的輸入電阻Zin高于圖4的實施例的輸入電阻。
利用圖5所示實施例能實現帶內及帶外之間的大信號控制的折衷。從調諧器TUN的性質的角度，例如涉及自動增益控制和/或RF選擇的角度而言，能夠優化輸入阻抗特性。例如，圖6的調諧器可以大大地抑制來自鄰頻道不希望信號的高于10MHz頻率的不希望的信號。此情況中，在距中頻(IF)高于10MHz處的濾波器裝置FAR的輸入阻抗可以是相當低。由于調諧器的選擇性，帶外的不希望的信號將是相當弱的，這就防止了調諧器TUN的輸出電流的過載。
圖3、4和5實施例中的電阻RS和RP對帶內的噪聲狀態及插入損耗并無實際影響。在通帶內，電阻器RS的噪聲由串聯諧振電路SRC在實效上短路。當低阻抗電壓源耦合在輸入端IS1和IS2之間時，這種短路效果同樣適于電阻RP的噪聲。而且，圖4和圖5實施例中加到輸入端IS1和IS2的通帶信號將由串聯諧振電阻SRC而旁路該電阻RS。因此，實際上沒有所希望的信號能功率被電阻RS所消耗。因此，電阻RS對于圖4和圖5所示濾波器裝置的插入損耗無實際影響。
盡管以示例方式對有限數目的實施例作展示及描述，本專業人士可構想到在本發明權利要求書范圍內的許多其它實施例。
不用于電視機，本發明還可用于其它類型的接收機，例如數字音頻廣播(DAB)接收機。所希望的是DAB接收機將具有IF部分包括SAW濾波器。
不是以40MHz為中心頻率，可以由實施例說明可以使用其它中心頻率。例如在許多亞洲國家的TVIF是大約在60MHz。而且可以不采用6MHz的帶寬，而采用其它更為適合的帶寬。例如可以采用大約為25MHz的衛星TV接收機的帶寬。
不是采用一個串聯調振電路，而是采用多個串聯諧振電路而將輸入信號傳送到SAW濾波器。例如，圖3、4和5中可串聯多個諧振電路與串聯諧振電路SRC相串聯。此外，可將并聯諧振電路接在信號的接地點和串聯諧振電路SRC和沒有示出的另外串聯諧振電路的共同接點之間。因此，獲得帶通濾波器，包括SAW濾波器輸入電容CI，其帶通濾波器要比圖3、4和5實施例中的帶通濾波器有更高的階。因而顯見的是可將另外的電容及電感加到圖3、4和5所示的耦合網絡而不會背離本發明的基本原理。
參考圖3、4和5還可以將另外的串聯諧振電路接在輸入端IA2和SAW濾波器輸入端IS2之間。此情形中的濾波器裝置特別適于耦合帶有對稱輸出的驅動器電路。因此，當從終端IA1到IS1以及從IA2到IS2的信號通路之間是對稱的情況下，SAW濾波器裝置將提供對稱的輸出信號。有利的是這些信號路徑中的電感被磁耦合。這就能獲得針對其對稱輸出信號(又稱為差分輸出信號)以及非對稱信號(又稱共模信號)的不同的傳輸特性。例如，這種對稱耦合網絡可以抑制所希望通帶內的共模信號，以使SAW濾波器實際由差分信號所驅動。
參考圖6，當上述對稱濾波器裝置應用于其中時，濾波器FAR的輸入和輸出的信號地點的連接被免除。此時，調諧器TUN用于提供對稱的輸出信號和IF，而解調部分IFD的使用，使之有對稱輸入。
最后應注意到，在據本發明的接收機中，在SAW濾波器之前的耦合網絡的元件可被包括在調諧器中。例如串連諧振電路可以作為調諧器模塊的一部分，即金屬盒包括的調諧電路的一部分，而SAW濾波器和耦合在其輸入端間的電感是在調諧器模塊之外。因此，圖6所示部分的構成是功能說明而非實體例證。
權利要求
1.一種接收機包括調諧器(TUN)，用于將接收信號轉換成中頻信號；濾波器裝置(FAR)，用于對中頻信號濾波以獲得已濾波的中頻信號；以及解調部分(IFD)，用于響應已濾波的中頻信號而提供基帶信號；其中接收機的濾波器裝置(FAR)包括具有兩個輸入電極(IS1，IS2)的聲表面波濾波器(FSAW)；耦合在兩個輸入端(IS1，IS2)之間的電感(LP)；被耦合用以傳送中頻信號到兩個輸入電極(IS1，IS2)至少之一的串聯諧振網絡(SRC)；以及耦合在兩個輸入端(IS1，IS2)之間的電阻(RP)。
2.一種接收機包括調諧器(TUN)，用于將接收信號轉換成中頻信號；濾波器裝置(FAR)，用于對中頻信號濾波以獲得已濾波的中頻信號；以及解調部分(IFD)，用于響應已濾波的中頻信號而提供基帶信號；其中接收機的濾波器裝置(FAR)包括具有兩個輸入電極(IS1，IS2)的聲表面波濾波器(FSAW)；耦合在兩個輸入端(IS1，IS2)之間的電感(LP)；被耦合用以傳送中頻信號到兩個輸入電極(IS1，IS2)至少之一的串聯諧振網絡(SRC)；以及并聯耦合到諧振網絡(SRC)的電阻(RS)。
3.根據權利要求2的接收機，其中還有電阻(RP)耦合在兩個輸入電極(IS1，IS2)之間。
4.根據權利要求2或3的接收機，其中的調諧器具有用于提供中頻信號(Vot)的輸出端，該輸出端具有其幅度低于所說電阻(RS)值的阻抗(Zot)。
5.一種濾波器裝置(FAR)，它包括具有兩個輸入電極(IS1，IS2)的聲表面波濾波器(FSAW)；耦合在兩個輸入端(IS1，IS2)之間的電感(LP)；被耦合用以傳送中頻信號到兩個輸入電極(IS1，IS2)至少之一的串聯諧振網絡(SRC)；其特征在于，耦合在兩個輸入端(IS1，IS2)之間的電阻(RP)。
6.一種濾波器裝置(FAR)，它包括具有兩個輸入電極(IS1，IS2)的聲表面波濾波器(FSAW)；耦合在兩個輸入端(IS1，IS2)之間的電感(LP)；被耦合用于傳送中頻信號到兩個輸入電極(IS1，IS2)至少之一的串聯諧振網絡(SRC)；其特征在于，并聯與串聯諧振網絡(SRC)的電阻(RS)。
7.根據權利要求6的濾波器裝置，其中另有電阻(RP)接在兩個輸入端(IS1，IS2)之間。
全文摘要
在電視接收機中，SAW濾波(FSAW)是通過耦合網絡(CNW)完成的。耦合網絡(CNW)包括SAW濾波器兩個輸入端子(IS1，IS2)間的電感(LP)。它還包括連接到至少一個輸入端(IS1)的串聯諧振電路(SRC)。為了降低信號干擾，電阻(RP)連接在兩個輸入端子(IS1，IS2)。另外，電阻(RS)與串聯諧振電路(SRC)并聯連接。
文檔編號H04N5/44GK1145145SQ95192376
公開日1997年3月12日 申請日期1995年11月21日 優先權日1994年12月23日
發明者P·J·H·魯滕, E·F·施蒂福爾特 申請人:菲利浦電子有限公司