專利名稱：用于差分相移鍵控波的線性預測差分檢測方法
技術領域：
本發明涉及一種差分檢測方法，用在例如移動無線通信中，用來通過在一般稱之為M相DPSK(差分相移鍵控，differential phase-shift keying)(M是一個正整數)的M級差分相位調制系統中從以前或以后檢測的符號序列來估算各信號的最可能的狀態，從而解調相位調制的信號。
相干檢測和差分檢測被廣泛地運用于相位調制信號的解調。在相干檢測中，接收側再生一個載波，而后利用所再生的載波作為參考信號測量該接收信號的相位，并決定一個發送的符號。在這個例子中，因為該發送的信號的絕對相位是未知的，所以在發送側通常利用將信號置于相位差Δφ中的一種差分相位調制(DPSK)方案。這種相干檢測的特征在于具有出色的誤碼率特性，因為用于相干檢測而再產生的參考信號是不受熱噪聲的擾動影響的，但是在接收信號的相位變化的衰落環境中，該再生的參考信號的相位不能跟隨該相位的變化并從而使性能變壞。
另一方面，作為參考信號，常規的差分檢測方法使用被延遲了一個符號周期的接收信號Zn-1，來判決使Re{ZnZ*n-1exp(-jΔφn)}最大的Δφn＝Δφn是一個發送的信號，這里，Zn是接收信號的復數表示，Re是取實部和*是復數共軛。因此，這種差分檢測不需要載波再生電路，并從而簡化了使用的檢測電路和提供了在衰落環境下優于相干檢測的性能。
在移動無線通信中，無線電波在被建筑物等反射以后再被接收，這樣，當一個移動于在正在移動的同時進行發送和接收時，在接收信號中引起多徑衰落，從而產生傳輸的差錯。在這樣一種衰落的信道中，差分檢測與相干檢測相比提供了更好的誤碼率性能，但是隨著衰落變快，在接收的信號中產生一種隨機相位旋轉并且信號Zn與Zn-1之間的相位差變得不同于該發送的相位差，很容易引起差錯。與此相反，在一個沒有衰落的信道中，其誤碼率性能在利用相干檢測可獲得的性能之下。
同時，在D.Makrakis和K.Feher在Electronics Letters(第26卷、第398～400頁、1990年3月)的文章“相移鍵控的最佳非相干檢測(Optimal noncoherent detection of PSK signals)”中已經提出采取一種差分檢測方案，該方案通過使用維特比(Viterbi)算法進行一種最大似然序列估算，使得在正交差分檢測中產生的誤碼率，接近于利用帶有差分解碼的相干檢測可獲得的誤碼率。
然而，利用所建議的方法，隨著衰落的變快，由于接收信號的隨機相位旋轉，誤碼率性能相當地變壞了。
因此，本發明的一個目的是提供一種用于M相DPSK調制信號的差分檢測方法，該方法即使在快速變化的衰落環境中也具有理想的誤碼率性能。
本發明的另一個目的是提供一種用于M相DPSK調制信號的差分檢測方法，該方法具有快速衰落跟蹤的特性并且即使在無衰落的環境下也能夠獲得接近相干檢測的誤碼率的性能。
在第一個方面，本發明提供一種用于M級差分相位調制信號的差分檢測方法，M是一個等于或大于3的整數，該方法包括以下步驟(a)以發送的符號周期取樣接收的信號，從而得到在時間n的一系列點上的接收信號樣值Zn；(b)將在時間(n-2)的接收信號樣值Zn-2的相位旋轉M個狀態的一個Δφn-1，并根據相位旋轉信號與在時間(n-1)的接收信號樣值Zn-1，利用設置預測系數λ為實數的下列公式，計算含有在時間n的衰落變化的在時間(n-1)的接收信號樣值Zn-1的線性預測值 Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZn-2exp(jΔφn-1);]]>(c)將所述線性預測值Zn-1的相位旋轉Δφ并計算相位旋轉信號與在時間n的接收信號樣值Zn之間的誤差平方μ(Δφn-1→Δφn) ，作為表示從在時間(n-1)的狀態Δφn-1向在時間n的狀態Δφn的轉換的似然性的一種轉移度量(br-anch metric)；(d)將所述轉移度量加到在時間(n-1)的狀態Δφn-1的轉移度量H(Δφn-1)上，獲得一個經過狀態Δφn-1候選序列的路徑度量(path metric)；(e)對于在時間n的一個狀態Δφn，對在時間n-1的所有M個狀態Δφn-1重復上述步驟(b)到(d)，獲得用于相應的M個候選序列的路徑度量H(Δφn/Δφn-1)；在幅度上比較這些M個通徑度量H(Δφn/Δφn-1)；計算提供最小路徑度量的一個狀態Δφ′n-1；并將其作為在時間(n-1)處在一個保留路徑(survival path)上的狀態存儲在一個路徑存儲器中，該保留路徑在時間n達到狀態Δφn；和將其路徑度量H(Δφn/Δφ′n-1)作為在時間n的狀態Δφn中的路徑度量H(Δφn)存儲在一個度量存儲器中；和(f)對在時間n的所有M個狀態Δφn重復步驟(b)到(e)，以獲得M個路徑度量；比較這些M個路徑度量的幅度；計算提供最小路徑度量的狀態Δφ′n；從狀態Δφ′n開始，對路徑存儲器往回跟蹤固定數目的K個時間點；并因此輸出所到達的狀態作為一個解碼的符號Δφn-k。
在第二個方面，本發明涉及一種用于M級相位調制信號的差分檢測方法，M是等于或大于3的整數，該方法包括以下步驟(a)以發送的符號周期取樣接收的信號，得到在時間n的接收信號的樣值Zn；(b)將在時間n的接收信號樣值Zn-2的相位旋轉一個在緊前面的時間(n-1)處判決的相位差狀態Δφn-1；并根據相位旋轉信號和接收信號樣植Zn-1，通過設置預測系數λ為實數利用下列公式計算含有在時間n的衰落變化的在時間(n-1)的接收信號樣值Zn-1的線性預測值Zn-1，Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZn-2exp(jΔφ‾n-1);]]>(c)將所述線性預測值Zn-1的相位旋轉Δφn-1以得到在時間n的接收信號的一個候選值；和計算該接收信號候選值和接收的信號樣值Zn的內積，作為從在時間(n-1)的狀態Δφn-1向在時間n的狀態Δφn轉換的一個轉移度量μ(Δφn-1)；和(d)在時間n，對于所有M個狀態Δφn，重復所述步驟(b)和(c)；在幅度方面比較M個得到的轉移度量；計算提供最大轉移度量的狀態Δφn，和將其作為解碼的符號Δφn輸出。
在第三個方面，本發明涉及一種用于M級差分調制信號的差分檢測方法，M是等于或大于3的整數，該方法包括以下步驟(a)以一個發送的符號的周期對接收的信號進行取樣，獲得在時間n的一個接收的信號樣值；(b)將在時間(n-1)使用的參考信號Zn-2的相位旋轉Δφn-1；和基于相位旋轉信號和接收信號樣值Zn-1按以下設置預測系數λ為實數的公式計算要在時間n使用的一個估算值 Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZ^n-2exp(jΔφn-1);]]>(c)計算從所述估算的參考信號 作了相位旋轉Δφn的信號與接收的信號樣值Zn之間的誤差平方，作為轉移度量；(d)將所述轉移度量相加到在時間(n-1)的狀態的路徑度量上，獲得通過該狀態Δφn-1的候選序列的路徑度量；(e)對于與在時間n的一個狀態Δφn有關系的所有在時間(n-1)的M個狀態Δφn-1，重復所述步驟(b)到(d)，獲得對M個候選序列的M個路徑度量；比較這些M個路徑度量的幅度；計算提供最小路徑度量的一個狀態Δφ′n-1；將其作為在時間(n-1)的保留路徑的一個狀態存儲在一路徑存儲器中，該狀態將在時間n到達狀態Δφn；并將保留路徑的路徑度量存儲在度量存儲器中，作為在時間n的狀態Δφn；和(f)對于在時間n的所有M個狀態Δφn重復步驟(b)到(e)，以獲得M個路徑度量；比較這些M個路徑度量的幅度；計算提供最小路徑度量的狀態Δφ′n；從狀態Δφ′n開始，對所述路徑存儲器往回跟蹤固定數目的K個時間點，并輸出所到達的狀態作為一個解碼的符號Δφn-k。
在第四個方面，本發明涉及一種用于M級差分相位調制信號的差分檢測方法，M是等于或大于3的整數，該方法包括以下步驟(a)以一個發送的符號的周期對接收的信號進行取樣，獲得在時間n的一個接收的信號樣值Zn；(b)將在時間n的參考信號的相位Zn-2旋轉在緊挨前面的時間(n-1)判決的一個相位差狀態Δφn-1；并基于該相位旋轉信號和一接收信號樣值Zn-1，利用下面的設置預測系數λ為實數的公式來計算在時間n的一個參考信號的估算值Zn-1；Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZ^n-2exp(jΔφ‾n-1);]]>(c)將所述估算值 的相位旋轉Δφn獲得一個在時間n的一個接收信號的候選值；并計算該接收信號的候選值和接收的信號樣值Zn的內積的實數值，作為從時間(n-1)的狀態Δφn-1向時間n的狀態Δφn轉換的轉移度量；和(d)對于在時間n的所有M個狀態重復所述步驟，比較這些M個這樣獲得的轉移度量的幅度；計算提供最大轉移度量的一個狀態Δφn；并將其作為一個解碼的符號Δφn進行輸出。
在第一或第三個方面，在M個狀態Δφn的保留序列的計算以后，使接收的信號樣值與其線性預測的值之間誤差最小化的預測系數λ也可以通過利用一種遞歸誤差最小化算法，往回跟蹤每個保留序列來計算。
在第二或第四個方面，在解碼的符號Δφn的計算以后，使接收的信號樣值與其線性預測值之間誤差最小化的預側系數λ也可以通過利用遞歸誤差最小化算法往回跟蹤該解碼序列來計算。
圖1示出了按照本發明的差分檢測方法的第一個實施例的一個差分檢測器的例子的方框圖2是在四相DPSK調制信號的情況下用于進行序列估算的格狀圖(trellis diagram)；圖3示出了在本發明的第一實施例中在自適應確定預測系數的情況下的差分檢測器的配置的方框圖；圖4示出了按照該差分檢測方法的第二個實施例的一個差分檢測器的例子的方框圖；圖5表示在第一和第二實施例被應用于四相DPSK方案的情況下每比特的信號能量相對于噪聲功率譜密度的誤碼率性能的模擬結果圖，該第一和第二實施例自適應地確定預測系數，和按照常規的單符號差分檢測方法和相干檢測、差分解碼方法的性能的模擬結果；圖6是表示類似于圖5那些情況的性能的圖，但是是在瑞利(Rayleigh)衰落環境中。
圖7是表示按照本發明的第三個實施例的自適應確定預測系數的一個檢測器的例子的方框圖；圖8表示在第三和第四實施例被用于四相DPSK方案的情況下每比特的信號能量相對于噪聲功率譜密度的誤碼率性能的模擬結果圖，該第三和第四實施例自適應確定預測系數，和按照常規的單符號差分檢測方法和相干檢測、差分解碼方法的性能的模擬結果；圖9表示類似于圖8的那些情況的性能的圖，但是是在瑞利衰落環境中。
第一實施例在圖1中，以方框圖形式表示使用本發明的第一個實施例的差分檢測方法的一個差分檢測器電路。一個經輸入端11接收的M相DP-SK信號r(t)被首先施加到準相干檢測器13，其中該信號由來自本機振蕩器12的一個本地信號被頻率變換為基帶信號Z(t)。該基帶信號Z(t)被饋送到取樣電路14，該信號在該電路中心每個發送的符號周期T被取樣，獲得在t＝nT的時間的取樣值Zn，該值將在下文被稱為在時間n接收的信號的一個樣值。在本發明的描述中，為了方便的緣故，各個信號將以復數形式來表示。這就是說，當該接收的信號r(t)的載波頻率被表示為fc和該接收的信號相位表示為η(t)時，該接收的信號r(t)由R(t)Cos{2πfct+η(t)}表示，但是由復數表示它是r(t)＝R(t)exp{j[2πfct+η(t)]}。該準相干檢測器的輸出的復數表示是Z(t)＝R(t)exp(jη(t))和該樣值由Zn＝Rn exp(jηn)表示。在M級差分相位調制信號(M相DPSK調制信號)的差分檢測中，M個相位差狀態Δφ＝2mπ/M，其中m＝0、1、.......M-1，在每一時間點被提供。圖2是表示當M＝4時狀態轉換(transition)的格狀圖。在圖2中，表示出直至時間(n-1)已經確定的保留路徑(序列)和從在時間(n-1)的相位差狀態Δφn-1向在時間n(當前時間)的相位差狀態的轉換的所有可能的轉移。相位差狀態Δφ在下文中將被簡稱為相位狀態或狀態。
參考信號自適應估算部分15，產生一個在時間(n-1)預測樣值 作為參考信號，該樣值含有使用在時間(n-1)和(n-2)的樣值Zn-1和Zn-2的在時間n的一個衰落變化，并且該估算部分15施加該參考信號到轉移度量計算部分16。轉移度量計算部分16計算作為含有在時間n的衰落變化的在時間(n-1)的預測樣值 的M個轉移度量中的每一個，這些轉移度量表示從在緊挨前面的時間(n-1)的M個狀態的在時間n的一個狀態轉換的似然率。對于在時間n的所有其他狀態重復進行同樣的操作。維特比解碼部分17用維特比算法順序地估算法發送的相位差序列。即，維特比解碼部分根據各轉移度量計算到達在時間n的每個狀態的各序列的似然率的路徑度量，然后選擇從其中產生最可能到達在時間n的每個狀態的在緊挨前面的時間(n-1)的狀態，并分別在路徑存儲器17P和度量存儲器17M中對于每個狀態存儲路徑歷史和路徑度量。另外，維特比解碼部分對在時間n的M個狀態中的路徑度量的最小者的路徑往回跟蹤一個固定數目的時間點，并輸出一個解碼了的符號到輸出端18。然而，在下文將要描述的本發明的各實施例中，在使用接收的信號和參考信號之間的誤差平方來作為指示轉換的似然性的轉移度量情況下，誤差平方愈小，該轉移的轉換似然性愈強。因此，是沿保留路徑的轉移度量之和的路徑度量愈小，該保留路徑的似然性愈強。相反，在使用接收的信號樣值和相位旋轉參考信號的內積的實數值作為轉移度量的情況下，轉移度量越大，轉移的狀態轉換的似然性越強。
按照第一個實施例的差分檢測是按如下描述進行的。
(a)當判斷在時間(n-1)的M個相位差狀態Δφn-1中的哪一個最可能在時間n到達狀態Δφn之一時，在時間(n-2)接收的信號樣值Zn-2被相位旋轉Δφn-1，并且含有在預定時間n的衰落變化的在時間(n-1)的接收信號樣值Zn-1的線性預測值 按相位旋轉信號和在時間(n-1)的接收信號樣值Zn-1用下式置預測系數λ為實數計算Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZn-2exp(jΔφn-1)----(1)]]>式(1)如果重新寫，變為下面形式Z^n-1-Zn-1=λ{Zn-1-Zn-2exp(jΔφn-1)}----(2)]]>在式(2)的右側的轉移的差表示由從時間(n-2)到(n-1)的一個衰落變化引起的接收的信號樣值之間的差；當衰落基本上為恒定時，Zn-1-Zn-2exp(jΔφn-1)＝0。然而，在例如移動無線通信中衰落突然地變化的情況下，這個差變得非常地大。式(2)意味著基于從時間(n-2)到(n-1)的衰落變化的從時間(n-1)到n的衰落變化的線性預測。
(b)下一步，來自線性預測值Zn-1的信號相位旋轉Δφn被用作為在時間n接收信號的一個候選樣值，該線性預測值與在時間n接收的信號樣值Zn的下列誤差平方被作為轉移度量μ(Δφn-1→Δφn)進行計算，該轉移變量μ(Δφn-1→Δφn)表示從時間(n-1)的狀態Δφn-1向時間n的狀態Δφn-1變換的似然性。μ(Δφn-1→Δφn)=|Zn-Z^n-1exp(jΔφn)|2----(3)]]>(c)該轉移度量μ(Δφn-1-Δφn)被相加到在時間(n-1)的狀態Δφn-1的路徑度量M(Δφn-1)上，以獲得通過狀態Δφn-1的一個候選序列的路徑度量H(Δφn/Δφn-1)。
(d)對于在時間n的一個狀態Δφn的上述步驟(a)到(c)，對于在時間(n-1)的所有M個狀態Δφn-1被執行，以獲得對于M個候選序列的路徑度量H。而后，這些M個路徑度量H被在幅度方面進行比較并進行計算，以獲得提供最小路徑度量的狀態Δφ′n-1。這個狀態作為在時間(n-1)的保留序列(路徑)的狀態被存儲在通路存儲器17P中，該保留序列在時間n達到狀態Δφn，而在同時該保留序列的路徑度量H(Δφn/Δφn-1)作為在時間n的狀態Δφn的路徑度量H(Δφn)，被存儲在度量存儲器17M中。
(e)對所有M個狀態Δφn進行上述步驟(a)到(d)的操作，以獲得M個路徑度量H(Δφn)，而后M個路徑度量被在幅度方面進行比較并進行計算以獲得提供最小路徑度量的狀態Δφ′n。通過從狀態Δφ′n對路徑存儲器往回跟蹤一個固定數目K的時間點，所達到的狀態被作為解碼的符號Δφn-k予以輸出。
在上述第一實施例中，預測系數λ可以是一個預定的常數，但也可以通過計算在時間n的M個保留序列和往回跟蹤每個序列來自適應地設置，以便利用一種遞歸誤差最小化算法使接收的信號樣值與其線性預測值之間的誤差最小。在這種情況下，對時間n的每個狀態，使用一個預測系數。該預測系數是按照下面描述的方式確定的。
在上述步驟(d)中，令符號Δφ′n-i(其中i＝0、1、.....n-1)表示在時間n到達狀態Δφn的保留路徑上的序列，用于預測在下一個時間(n-1)使用的參考信號的預測系數λ(Δφn)是以這種方式選擇，使得由下式給出的一個以指數加權的均方差為最小J=Σi=0n-1βi|Zn-i-Z^′n-1-iexp(jΔφ′n-i)|2----(4)]]>其中β是等于或小于1的一個正忽略因子， 是當假設該預測是在所有前面的時間點都是利用相同的預測系數λ(Δφn)做出的時，在時間(n-i)的一個預測的參考信號； 由下式給出Z^n-1-i={1+λ(Δφn)}Zn-1-i-λ(Δφn)Zn-2-iexp(jΔφ′n-1-i)----(5)]]>使式(4)最小的預測系數是由下式給出的λ(Δφn)＝Re{Σi=0n-1βi[Zn-i-Zn-1-iexp(jΔφ′n-1)]]]>×[Zn-1-i-Zn-2-iexp(jΔφ′n-1-i)]*exp(-jΔφ′n-i)}÷Σi=0n-1βi|Zn-1-iZn-2-iexp(jΔφ′n-1-i)|2----(6)]]>
由式(6)表示預測系數λ(Δφn)可以按照以下的式子遞歸地計算λ(Δφn)＝Θn(Δφn)/Ωn(Δφn) (7)Ωn(Δφn)＝|Zn-1-Zn-21exp(jΔφ′n-1)|2+βΩn-1(Δφ′n-1) (8)Θn(Δφn)＝Re{[Zn-Zn-1exp(jΔφn)][Zn-1-Zn-2exp(jΔφ′n-1)]*}+βΘn-1(Δφ′n-1) (9)其中Ω0(Δφ0)＝δ(一個小的正實數)、Θ0(Δφ0)＝0、Z-1＝0和Δφ0＝0。因此，在時間n對于每個狀態獲得的預測系數λ(Δφn)被用來在步驟(a)通過式(1)計算在下一個時間(n+1)對于樣值Zn+1的參考信號 如前所述，如果不存在衰落，則在時間(n-1)的接收信號樣值Zn-1應當要由在時間(n-2)的接收信號樣值Zn-2的一個Δφn-1相位旋轉來預測，但是在時間(n-2)和(n-1)的接收信號樣值是受到衰落的不同影響的。在第一個實施例中，含有在時間(n-1)的衰落影響的接收信號樣值Zn-1和含有在時間(n-2)的衰落影響的接收信號樣值Zn-2的通過Δφn-1相位旋轉得到的信號被用于利用式(1)計算在時間(n-1)的接收信號的預測值 ，該值的相位是在時間n的衰落變化的線性預測隨機相位與在時間(n-1)的信號相位Δφn-1之和。因此，如果Δφn是正確的，則來自預測的接收信號Zn-1和接收信號Zn的信號相位旋轉Δφn之間的差是與在時間n的衰落變化的影響無關的。
圖3表示在上述的自適應確定線性預測系數λ的情況下，直接代表式(5)到(9)的參考信號自適應估算部分15和轉移度量計算部分16的詳細構成的例子。
參考信號自適應估算部分15包括延遲器15D1和15D2、預測系數計算部分15P和參考信號計算部分15R。預測系數計算部分15P包括Ω計算部分P10、Θ計算部分P20、和λ計算部分P30。Ω計算部分P10是按式(8)進行計算；在步驟(d)中，在對于在時間n的每個狀態提供最小路徑度量的在時間(n-1)的狀態Δφ′n-1在維特比解碼部分17中被確定之后，其相位Δφ′n-1是到用變換部分P11被變換為一種復數形式和被饋送到乘法器P12，在乘法器中被在時間(n-2)來自延遲器15D2的樣值Zn-2相乘。經相乘的輸出被饋送到減法器P13，在減法器中被從在時間(n-1)來自延遲器15D1的樣值Zn-1中減去，以獲得表示在式(8)中所示的差的絕對值，并且該差的絕對值由平方器P14進行平方。在存儲器P15中，在緊前面的時間(n-1)總保持著Ωn-1并且其輸出在乘法器P16中被一個固定值β相乘，相乘以后的輸出被饋送到加法器P17。加法器P17對來自平方器P14和乘法器P16的輸出進行相加并提供作為由式(8)給出在時間的Ωn的相加的輸出。
另一方面，在Θ計算部分P20中，在維特比解碼部分17中設置的Δφn相位通過變換部分P21被變換為復數形式并被饋送到乘法器P22，在該乘法器中被來自延遲器15D1的在時間(n-1)的樣值Zn-1相乘，經相乘的輸出在減法器P23中被從在時間n的樣值Zn中減去，以獲得在式(9)的右手側的第一差值。來自Θ計算部分P10中的減法器P13的差值由變換部分P24變換為一個復數共軛值，該值在乘法器P25中被來自減法器P23的差值相乘。該相乘的輸出的實部在實部計算部分P26中進行計算。在存儲器P27中總保持著在緊前面的時間(n-1)的Θn-1(Δφ′n-1)，并且它的輸出在乘法器P28中被β相乘，其相乘后的輸出被相加到來自實部計算部分P26的輸出上，從獲得在當前時間的Θn(Δφn)。
λ計算部分P30利用除法器P31計算來自Ω計算部分P10的Ωn(Δφn)的倒數，而后通過乘法器P32，將該經相除的輸出與來自Θ計算部分P20的Θn(Δφn)相乘，以獲得在當前時間n的預測系數λ(Δφn)和以此更新存儲器P33。在其更新之前在存儲器P33中存儲有在時間(n-1)的預測系數λ(Δφn-1)并且從其中讀出的輸出被饋送到參考信號計算部分15R。在參考信號計算部分15R中，來自維特比解碼部分17的設置的相位Δφn-1通過變換器R11被變換為復數形式并饋送到乘法器R12，其中饋自延遲器15D2在時間(n-2)的樣值Zn-2被來自變換器R11的輸出進行相位旋轉和被來自λ計算部分P30的預測系數λ(Δφn-1)相乘。另一方面，該預測系數λ(Δφn-1)通過加法器R13與一個常數1相加，而后該相加的輸出被來自延遲器15D1的在時間(n-1)的樣值Zn-1相乘，并且從乘法器R12的輸出通過減法器R15被來自相乘的輸出相減，以獲得參考信號 該參考信號 被施加到轉移度量計算部分16，其中在乘法器16B中該信號被來自變換器16A復數相位旋轉相位Δφn，而后該乘法器的輸出通過一個減法器16C從在時間n的樣值Zn中被減去，并且相減后的輸出由平方器16D平方，獲得由式(3)表示的轉移度量μ(Δφn-1→Δφn)。
在維特比解碼部分17中，對于如前面所述的在時間(n-1)的M個狀態中設置的各個相位Δφn-1，從轉移度量計算部分16提供的M個轉移度量μ(Δφn-1→Δφn)由加法器17A相加到路徑度量存儲器17M讀出的相應的M個保留路徑的M個路徑度量上，以得到各候選序列的路徑度量H，而后它們被饋送到比較/選擇部分17C，在該部分中它們被比較并且選擇出提供最小度量的相位Δφ′n-1，和被寫入路徑存儲器17P。利用此法，到達各自的在時間n的狀態Δφn的M個保留路徑可被確定。最小值檢測部分17D從比較/選擇部分17C讀出這些M個保留路徑的路徑度量，檢測它們之中最小的一個，而后從路徑存儲器17P讀出往回跟蹤預定數目的k個時間點的在時間(n-k)的已檢測保留路徑的狀態(相位)Δφn-k，并提供它作為解碼的輸出Δφn-k。
因此，實現按照本發明的上述差分檢測方法的參考信號自適應估算部分15可被這樣配置，以便進行由式(1)到(9)所表示的計算。對于其他實施例同樣也是如此。
第二實施例在上述的第一個實施例中，在每個時間點上有M個保留路徑，但是通過限制這些保留路徑的數目在所有時間上只有一個，該序列估算的算法可以被簡化。在這樣一種情況下，維特比算法解碼變為判決反饋解碼。圖4以方框圖形式表示在這樣例子中使用差分檢測方法的差分檢測器電路，對應于圖1中的那些部件是利用相同標號標注的。接收的信號樣值Zn被饋送到參考信號自適應估算部分15和轉移度量計算部分16。在自適應信號估算部分15中，通過將在時間(n-2)的信號樣值Zn-2旋轉所解碼的輸出相位Δφn-1而得到的信號和在時間(n-1)取樣的信號樣值被用來計算含有在時間(n)的衰落變化的在時間(n-1)的信號樣值的線性預測值Zn-1，并且該線性預測值作為參考信號被提供到轉移度量計算部分16。轉移度量計算部分16按照轉移度量μ(Δφn)計算通過將參考信號Zn-1旋轉M個狀態的相位Δφn而得到的M個參考信號候選值和在時間n的接收信號樣值Zn的內積的實部，來作為轉移度量μ(Δφn)。在判決反饋解碼部分19中，計算提供M個轉移度量μ(Δφn)中最大的一個的狀態Δφn并將其作為解碼的符號予以輸出。
利用第二個實施例預測差分檢測是按照下面描述的方式進行的。
(a)當判決在時間n的M個狀態Δφn的哪一個是最可能從時間(n-1)的相位差狀態Δφn-1的狀態到達時，在時間(n-2)的接收信號樣值Zn-2被相位旋轉Δφn-1且在時間(n-1)的接收信號樣值Zn-1的線性予測值 (其進行預測時含有在時間n的衰落變化)按將預測系數λ設置為實數的下列式子，從該相位旋轉信號和接收信號樣值Zn-1來計算Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZn-2exp(jΔφn-1)----(10)]]>(b)這個線性預測值Zn-1被相位旋轉Δφn以得到在時間(n-1)的接收信號候選值，并且接收信號候選值與接收信號樣值Zn的內積的實數值Re{ZnZ*n-1exp(-jΔφn)}被用作表示從在時間(n-1)的狀態Δφn-1向狀態Δφn轉換的似然率的轉移度量μ(Δφn)。
(c)對在時間n的所有M個狀態Δφn執行上述步驟(a)和(b)，而后將產生的M個轉移度量在幅度方面進行比較并且計算提供最大轉移度量的狀態，將其判決為要被解碼的符號Δφn，此后予以輸出。
在上述第二個實施例中，和該第一實施例的情況一樣，使接收信號樣值與其線性預測值最小的預測系數λ，可以在得到時間n的解碼的符號Δφn之后，利用往回跟蹤該解碼序列的遞歸誤差最小化算法予以計算。在這樣一種情況下，該實施例區別于上述實施例之處在于只存在一個保留路徑和Δφn代替Δφn被使用。在參考信號自適應估算部分15中，預測系數λ通過下列連續的計算自適應地被更新λ＝Θn/ΩnΩn＝|(Zn-1-Zn-2exp(jΔφn-1)|2+βΩn-1Θn＝Re{[Zn-Zn-1exp(jΔφn)][Zn-1-Zn-2exp(jΔφn-1)]*}+βΘn-1Ω0＝δ(一個小的正實數)，Θ0＝0、Z-1＝0、Δφ0＝0 (11)在圖5中，利用實線25表示在非衰落環境下的誤碼率性能的計算機模擬的結果，這一結果是在第一個實施例(圖3)被應用到四相DP-SK方案中的預測系數λ的自適應確定的情況下作出的。在這種情況下，β＝1。圖5的橫坐標表示每比特的信號能量對噪聲功率譜密度之比Eb/N0。為了比較，以曲線26和27表示利用差分解碼方案在常規的一個符號差分檢測和相干檢測的情況下的誤碼率的模擬結果。一個符號的相位差分檢測與相干檢測之間的差別，為了實現0.1％的誤碼率需要差分解碼的Eb/N0是1.8dB，但是按照第一個實施例，這個差可以減小到0.6dB或更小。
在圖6中，利用實現31和32表示當上述的DPSK方案被應用到第一實施例時，在瑞利衰落環境下的誤碼率。橫坐標代表平均Eb/N0比。實線31表示在fDT＝0.01的情況和實線32表示在fDT＝0.04的情況，其中fDT表示衰落變化的速率，fD是最大多普勒頻率(移動終端的移動速度/無線載波的波長)和T是一個符號的長度(其中1/T是傳輸速率)。利用常規的一個符號的差分檢測方法在fDT＝0.01和0.04的情況下的性能分別由曲線33和34表示。為了比較，由曲線35和36表示當衰落變化非常緩慢(fDT→0)時，利用相干檢測、差分解碼方法和常規的差分檢測方法得到的性能。利用常規的差分檢測方法，即使Eb/N0被設置得非常大，誤碼率趨近于一個誤差的最低值且不再變小。然而，本發明能夠通過設置高的平均Eb/N0比率使誤碼率減小。
正如上面所述，按照第一個實施例的差分檢測方法能夠使預測系數λ隨著接收信號的衰落環境而改變，并由此與常規的差分檢測方法相比，改善了誤碼率的性能，無論衰落存在與否。
圖5中的曲線37和圖6中的曲線38和39表示在四相DPSK方案應用到第二個實施例的情況下，誤碼率性能的計算機模擬結果。此時設置β＝1。在這個例子中，性能稍微差于第一個實施例的情況，但好于常規的差分檢測方法的情況。第二個實施例具有一個優點，即要求的處理量遠低于第一個實施例，因為在每個時間點上的保留路徑的數量被限制為僅一個。
第三實施例在上面描述的第一和第二實施例中，參考信號 是通過在僅兩個前面的時間點的樣值Zn-1和Zn-2線性預測衰落變化而產生的。為了這個緣故，衰落變化的跟蹤特性是理想的，但是當衰落變化非常小的時候，誤碼率與利用相干檢測可獲得的相比則變壞了。將對差分檢測方法的各實施例予以描述，這些方法適合于根據所有在前面的時間點的樣值產生要在當前時間使用的參考信號 ，該參考信號是利用含有用于緊前面的時間(n-1)的參考信號 的遞歸公式予以表示的。
利用第三個實施例的方法的差分檢測器電路的總構置是與描述在圖1的構置相同的，因此，將參照圖1描述第三實施例。參考信號自適應估算部分15、轉移度量計算部分16和維特比解碼部分17的基本操作是與第一實施例相同，以及表示在M＝4的情況下的狀態轉換的格狀圖也與圖2所示的相同。這里不對這些方框15、16、17的一般描述予以重復，對該第三實施例的方法將描述如下第三實施例的方法包括如下步驟(a)在每個時間點上存在表示該點的傳輸相位差的M個狀態Δφn。在從時間(n-1)的M個相位差狀態Δφn-1中選擇一個最可能到達在時間n各狀態Δφn之一的一個狀態轉換的情況中，在時間(n-1)的參數信號Zn-2被相位旋轉Δφn-1，并且該相位旋轉的信號和在時間(n-1)的接收信號的樣值按下列式子用來計算在時間n要被用于參考信號的估算值 Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZ^n-2exp(jΔφn-1)----(12)]]>系數λ是一個實數。
(b)接下來，估算的參考信號 被相位旋轉Δφn，以得到在時間n的接收信號樣值的候選值，且該候選值與在時間n的接收信號樣值的平方誤差(由下面的式子給出)被用作表示從時間(n-1)的狀態Δφn-1向在時間n的狀態Δφn轉換的似然性的轉移度量μ(Δφn-1→Δφn)。μ(Δφn-1→Δφn)=|Zn-Z^n-1exp(jΔφn)|2----(13)]]>(c)該μ(Δφn-1→Δφn)轉移度量被加到在時間(n-1)的狀態Δφn-1的路徑度量H(Δφn-1)上，以得到通過狀態Δφn-1的一個候選序列的路徑度量H(Δφn/Δφn-1)。
(d)對于相應于在時間(n-1)的所有M個狀態的在時間n的每個狀態Δφn執行上述步驟(a)到(c)，以得到對于M個候選序列的M個路徑度量H，而后該M個路徑度量H在幅度方面被進行比較，并計算出提供最小值的狀態Δφ′n-1。這一狀態被作為在時間n到達狀態Δφn的在時間(n-1)的保留序列(路徑)的狀態被存儲在路徑存儲器17P，并且同時，其路徑度量H(Δφn/Δφ′n-1)作為在時間n的狀態Δφn的路徑度量H(Δφn)被存儲在度量存儲器17M中。
(e)對于在時間n的M個狀態的每一個執行上述步驟(a)到(d)，得到M個路徑度量H(Δφn)，該路徑度量在幅度方面被比較并計算提供最小值的狀態Δφ′n。該路徑存儲器被從狀態Δφ′n往回跟蹤固定數目k的時間點，并將由此到達的狀態作為解碼的符號Δφn-k予以輸出。
在上面描述的第三實施例中，和第一實施例的情況一樣，預測系數λ也可以通過計算在時間n的M個保留路徑和往回跟蹤每個序列來自適應地設置，以便利用遞歸誤差最小化算法使接收信號樣值與其線性預測值之間的誤差最小。在這樣一種情況下，一個預測系數λ被確定，用于在時間n的每個狀態。令Δφ′n-1(其中i＝0、1、......、n-1)表示在時間n到達狀態Δφn的路徑的序列，在下一個時間(n-1)使用的估算參考信號的預測系數λ(Δφn)以這種方式被選擇，使得通過下面的式子給出的指數加權的均方差最小，J=Σi=0n-1βi|Zn-i-Z^′n-iexp(jΔφ′n-i)|2----(14)]]>其中β是等于或小于1的忽略因子， 是假設在所有前面的時間點的預測系數λΔφn是相同的情況下在時間(n-1)得到的估算的參考信號。該估算參考信號由下式給出Z^′n-i={1+λ(Δφn)}Zn-1-i-λ(Δφn)Z^n-2-iexp(jΔφ′n-1-i)----(15)]]>使式(14)最小的預測系數λ(Δφn)由下面式子給出λ(Δφn)＝Re{Σi=0n-1βi[Zn-i-Zn-1-iexp(jΔφ′n-i)]]]>×[Zn-1-i-Z^n-2-iexp(jΔφ′n-1-i)]*exp(-jΔφ′n-i)}]]>÷Σi=0n-1βi|Zn-1-iZ^n-2-iexp(jΔφ′n-1-i)|2----(16)]]>正如前文對于第一實施例所描述的那樣，由式(16)表示的預測系數λ(Δφn)可以按照下式遞歸地計算λ(Δφn)＝Θn(Δφn)/Ωn(Δφn)Ωn(Δφn)=|Zn-1-Z^n-2exp(jΔφ′n-1)|2+βΩn-1(Δφ′n-1)]]>Θn(Δφn)=Re{[Zn-Zn-1exp(jΔφn)][Zn-1-Z^n-2exp(jΔφ′n-1)]*}]]>+βΘn-1(Δφ′n-1)Ω0(Δφ0)＝δ(一個小的正實數)Θ0(Δφ0)＝0，Z-1＝0 Δφ0＝0(17)因此得到的對于時間n的每個狀態的預測系數λ(Δφn)被用于在步驟(a)中按式(12)計算對于在下一個時間(n-1)的樣值Zn+1的參考信號 圖7以方框圖形式表示在應用第三實施例的差分檢測方法到預測系數λ的自適應確定的情況下的參考信號自適應估算部分15、轉移度量計算部分16和維特比解碼部分17。這個例子還被設計來按照圖3的情況利用方程(15)到(17)直接進行計算。在參考信號估算部分15中的Ω計算部分P10、Θ計算部分P20和λ計算P部分P30與圖3所示那些部分相同，除了Ω計算部分的乘法器P12是用來自參考信號計算部分15R的參考信號Zn-2代替在時間(n-1)的樣值Zn-1來饋送的之外，還除了給參考信號計算部分15R設置一個存儲器R16，存儲在該存儲器的緊前面的參考信號Zn-2被從中饋送到乘法器R12，代替施加到R12上的在時間(n-2)的樣值Zn-2之外。在存儲器R16中暫時存儲有由式(12)表示的在步驟(a)中為所有狀態Δφn-1計算的估算的參考信號候選值 。在維特比解碼部分17的比較/選擇部分17C確定提供到在時間n的相應各狀態的最小路徑度量的在時間(n-1)的狀態Δφ′n-1之后，對應于這些狀態的 Δφn-1)作為估算的參考信號 被存儲在存儲器R16中，其他信息被從其中擦掉。
第四實施例第四實施例試圖與第二實施例一樣，通過限制在第三實施例的在每個時間n的保留路徑的數量M為一來簡化該序列估算算法。使用在這個方法中的差分檢測器電路的基本配置與在圖4中所描述的一樣，并利用判決反饋解碼算法代替維特比解碼算法。這個實施例的方法包括在下面描述的各個步驟。
(a)當判決在時間n的M個狀態Δφn的哪一個最可能從在時間(n-1)判決的相位差狀態Δφn-1到達時，在時間(n-1)使用的參考信號Zn-2被相位旋轉在時間(n-1)的判決的相位差Δφn-1，并且在時間n被使用的參考信號的估算值 通過將預測系數λ設置為一個實數情況的下列式子從相位旋轉信號和接收信號樣值Zn-1中來計算z^n-1=(1+λ)Zn-λZ^n-2exp(jΔφ‾n-1)----(18)]]>(b)這個參考信號估算值Zn-1被相位旋轉Δφn，以得到在時間n的接收信號候選值，并且接收信號候選值與接收信號樣值Zn的內積實數值被利用作為表示從時間(n-1)的狀態Δφn-1向時間n的狀態Δφn轉換的似然性的轉移度量μ(Δφn)。
(c)對于在時間n的所有M個狀態Δφn執行上述步驟(a)和(b)，而后在幅度方面對產生的M個轉移度量進行比較并計算提供最大轉移度量的狀態，并作為解碼的符號Δφn予以輸出。
另外在上述第四實施例中，使接收信號樣值與其估算值之間的誤差最小的預測系數λ可以在得到在時間小的解碼符號Δφn以后，利用往回跟蹤該解碼的序列的遞歸誤差最小化來計算。第四實施例的方案區別于第三實施例的預測系數自適應估算方案之處在于，在每個時間點上的保留路徑數目僅為一個，還在于利用Δφn代替Δφn。如上所述，預測系數λ通過在參考信號自適應估算部分15中的下列逆歸計算自適應地獲得的λ＝Θn/ΩnΩn=|(Zn-1-Z^n-2exp(jΔφ‾n-1)|2+βΩn-1]]>Θn=Re{[Zn-Zn-1exp(jΔφ‾n)][Zn-1-Z^n-2exp(jΔφ‾n-1)]*}+βΘn-1]]>Θ0＝0，Z-1＝0，Δφ0＝0Ω0＝δ(一個小的正實數)在第三和第四實施例的預測系數自適應估算中，通過利用參考信號 變為在時間n的一個信號估算值這樣一個事實，參考信號 用遞歸誤差最化算法以這種方式被估算，即使得利用在時間(n-1)的參考信號估算的以下的在時間(n-1-p)的參考信號與接收信號樣值Zn-1-p之間的誤差最小Z^′n-1-p={Zn-1exp(jΔφn-1)}exp(jφn-1-p)]]>其中p＝0、1、2、......n-1。由下式給出的指數加權的均方差被用作誤差JJ=Σp-0n-1βp|Zn-1-p-Z^′n-1-p|2----(19)]]>使誤差J最小的估算的參考信號Zn-1由下式給出Z^n-1={(1-β)/(1-βn)}Zn-1+{1-(1-β)/(1-βn)}Z^n-2exp(jΔφn-1)]]>(20)其中β是等于或小于1的正忽略因子。通過類似這樣隨時間改變該因子時，參考信號 可被快速收斂。然后，通過設置λ＝1+(1-β)/(1-βn)還有可能以這種方式來估算信號 ，使得在每個時間點上的估算誤差的指數加權均方差J最小。
在圖8中，由實線(帶白圈標記的)45表示當在第三實施例中自適應更新預測系數的差分檢測方法被應用到四相DPSK方案時，在無衰落環境下對誤碼率性能的計算機模擬結果。在這種例子中，β＝1。在圖8中橫坐標代表每比特信號能量對噪聲功率譜密度的比Eb/N0。為了比較，圖中有利用點×和+標記的分別在常規的一個符號差分檢測和相干檢測、差分解碼的情況下的誤碼率模擬結果和其由曲線46與47表示的理論值。為實現0.1％的誤碼率，一個符號相位差檢測與相干檢測、差分解碼所必需的Eb/N0之間的差是1.8dB，但是在本發明的第三實施例中該差可被減小到0.2dB或更小。
在圖9中，由實線(帶白圈標記的)51和52表示當在第三實施例應用到上述DPSK方案時在瑞利衰落環境下的誤碼率性能。橫坐標表示平均Eb/N0比。實線51表示fDT＝0.01的情況和實線52表示fDT＝0.02的情況，其中fDT表示衰落變化的速率、fD表示最大多普勒頻率(移動終端的移動速度/無線載波的波長)及T表示一個符號的長度(其中1/T是傳輸速率)。曲線53和54表示分別在fDT＝0.01和0.02的情況下，由常規的一個符號差分檢測方法實現的性能。為了比較，圖中由曲線55表示當衰落變化非常慢(fDT→0)的情況下，利用差分檢測方法得到的性能。利用常規的差分檢測方法，即使平均Eb/N0被設置得很大，誤碼率趨近于一個誤差最低值而不能再變小。然而，本發明允許通過設置高的平均Eb/N0比來減小誤碼率。
如上所述，按照第三實施例的差分檢測方法按照接收信號的衰落環境下估算參考信號，和因此與常規差分檢測方法相比，更多地改善了誤碼率性能，而無論是否存在衰落與否。
在應用按照本發明的第四實施例的差分檢測方法到四相DPSK方案的對誤碼率性能的計算機模擬結果由圖8中的曲線57(用三角標記的)和由圖9中的曲線58和59(用三角標記的)來表示。這里設置β＝1。在這個例子中，其性能稍低于第三實施例的情況，但優于常規差分檢測方法的情況。第四實施例的方法具有所需的處理量遠低于第三實施例所需要的這樣一個優點。
在按照本發明的各實施例中的任何一個中，參考信號是考慮到特別是在無衰落環境下的前面的接收信號和參考信號被估算的，與利用常規的差分檢測方法可得到的相比較，這保證了精確的估算和顯著地改善了誤碼率。
權利要求
1.一種用于M級的差分相位調制信號的差分檢測方法，M是等于或大于3的整數，所述方法包括以下步驟(a)利用發送的符號周期對接收的信號進行取樣，以得到在一系列時間點n的接收信號樣值；(b)將在時間(n-2)的接收的信號樣值Zn-2的相位旋轉M個狀態的一個Δφn-1，并根據在時間(n-1)的相位旋轉信號和接收的信號樣值Zn-1，利用將預測系數λ為實數的下列公式，計算在時間(n-1)的含有在時間n的衰落變化的接收信號樣值Zn-1的線性預測值 Z^n-1=(1+λ)Zn-1-λZn-2exp(jΔφn-2)]]>(c)將所述線性預測值Zn-1的相位旋轉Δφ并計算相位在時間n的相位旋轉信號和接收信號樣值Zn之間的平方誤差，μ(Δφn-1)→(Δφn)＝|Zn-Zn-1exp(jΔφn-1)|2作為表示從在時間(n-1)的狀態Δφn-1向在時間n的狀態Δφn的轉換的似然性的轉移度量；(d)將所述轉移度量加到時間(n-1)的狀態Δφn-1的轉移度量H(Δφn-1)上，以得到通過該狀態Δφn-1的候選序列的路徑度量；(e)對于在時間(n-1)的所有M個狀態Δφn-1，對在時間n的一個狀態Δφn，重復上述步驟(b)到(d)，以得到對于M個候選序列的各路徑度量H(Δφn|Δφn-1)，在幅度上比較M個路徑度量H(Δφn|Δφn-1)，計算提供最小路徑度量的狀態Δφ′n-1，將其作為當在時間n到達狀態Δφn的保留路徑上的在時間(n-1)的狀態，存儲在路徑存儲器中，并將其路徑度量H(Δφn|Δφ′n-1)作為時間n的狀態Δφn中的路徑度量H(Δφn)，存儲在度量存儲器中；以及(f)對在時間n的所有M個狀態Δφn重復步驟(b)到(e)，以得到M個路徑度量，在幅度方面比較M個路徑度量，計算提供最小路徑度量的狀態Δφn，在狀態Δφ′n開始通過固定數目k個時間點往回跟蹤該路徑存儲器，和因此作為一個解碼的符號Δφn-k輸出該所到達的狀態。
2.如權利要求1的方法，其中所述步驟(f)包括一個計算預測系數λ的步驟，該步驟在對時間n的所述M個狀態Δφn計算保留路徑以后，通過利用遞歸誤差最小化算法，往回跟蹤每個保留序列，使接收信號樣值與其線性預測值之間的誤差最小。
3.一種用于M級差分相位解調信號的差分檢測方法，M是等于或大于3的整數，所述方法包括以下步驟(a)利用發送的符號周期取樣接收的信號，以得到在時間n的接收信號樣值Zn；(b)將在時間n的接收信號樣值Zn-2的相位旋轉在緊前面的時間(n-1)判決的相位差狀態Δφn-1，并根據該相位旋轉信號和接收信號樣值Zn-1利用設置預測系數λ為實數的下列公式計算含有在時間n的衰落變化的在時間(n-1)的接收信號樣值的線性預測值 Z^n-1=(1+λ)-λZn-2exp(jΔφ‾n-1);]]>(c)將所述線性預測值 的相位旋轉Δφn，以得到在時間n的接收信號候選值，并計算接收信號候選值和接收信號樣值Zn的內積的實數值，作為從在時間(n-1)的狀態Δφn-1向在時間n的狀態Δφn轉換的轉移度量μ(Δφn)；和(d)對在時間n的所有M個狀態Δφn重復上述步驟(b)和(c)，在幅度方面比較所產生的M個轉移度量，計算提供最大轉移度量的狀態Δφn，并作為解碼的符號Δφn將其輸出。
4.如權利要求3的方法，其中所述步驟(d)包括計算預測系數λ的步驟，該步驟在計算在時間n的所述解碼的符號Δφn以后，通過利用遞歸誤差最小算法往回跟蹤解碼的序列，使接收信號樣值與其線性預測值之間的誤差最小。
5.一種用于M級差分相位調制信號的差分檢測方法，M是等于或大于3的整數，所述方法包括以下步驟(a)利用發送的符號周期取樣接收的信號，以得到在時間n的接收信號樣值Zn；(b)將用于時間(n-1)的參考信號 的相位旋轉Δφn-1，并根據相位旋轉的信號和接收信號的樣值Zn-1利用設置預測系數λ為實數的下列公式計算要被用于時間n的估算值 Z^n-1=(1+λ)-λZ^n-2exp(jΔφn-1);]]>(c)計算來自所述估算的參考信號 的信號相位旋轉Zn與接收信號樣值Zn之間的平方誤差，作為轉移度量；(d)將所述轉移度量加到時間(n-1)的狀態Δφn-1的路徑度量H(Δφn-1)上，以得到通過狀態Δφn-1的候選序列的路徑度量H(Δφn|Δφn-1)；(e)對與在時間n的一個狀態Δφn有關的在時間(n-1)的所有M個狀態Δφn-1重復所述步驟(b)到(d)，以得到對于M個候選序列的M個路徑度量；計算提供最小路徑度量的狀態Δφ′n-1，將其作為在時間n到達狀態Δφn的在時間(n-1)的保留路徑的狀態存儲在路徑存儲器中，并將保留路徑的路徑度量H(Δφn|Δφ′n)作為在時間n的狀態Δφn的路徑度量H(Δφn)存儲在度量存儲器中；和(f)對在時間n的所有M個狀態Δφn重復所述步驟(b)到(e)，以得到M個路徑度量；在幅度方面比較該M個路徑度量；計算提供最小路徑度量的狀態Δφ′n；從狀態Δφ′n對所述路徑存儲器往回跟蹤固定數目k的時間點，并將由此到達的狀態作為解碼的符號Δφn-k輸出。
6.如權利要求5的方法，其中所述步驟(f)包括一個計算預測系數λ的步驟，該步驟在計算到時間n的所述M個狀態Δφn的保留路徑以后，通過利用逆歸誤差最小化算法往回跟蹤每個保留序列，使接收信號樣值與其線性預測之間的誤差最小。
7.一種用于M級差分相位調制信號的差分檢測方法，M是等于或大于3的整數，所述方法包括以下步驟(a)利用發送的符號周期取樣一個接收信號，得到在時間n的接收信號的樣值；(b)將在時間n的參考信號的相位旋轉一個在緊前面的時間(n-1)判決的相位差狀態Δφn-1，并根據該相位旋轉信號和接收信號樣值Zn-1利用設置預測系數λ為實數的下列公式計算在時間n的參考信號的估算值 Z^n-1=(1+λ)-λZ^n-2exp(jΔφ‾n-1);]]>(c)將所述估算值 的相位旋轉Δφn，以得到在時間n的接收信號的候選值；并計算接收信號的候選值和接收信號樣值Zn的內積的實數，作為從時間(n-1)的狀態Δφn-1變換到時間n的狀態Δφn的轉換度量；和(d)對在時間n的所有M個狀態Δφn重復所述步驟(b)和(c)，在幅度上比較得到的M個轉移度量，計算提供最大轉移度量的一個狀態Δφn，并將其作為解碼的符號Δφn輸出。
8.如權利要求7的方法，其中所述步驟(d)包括計算預測系數λ的步驟，該步驟在計算所述在時間n的解碼符號Δφn以后，通過利用遞歸誤差最小化算法往回跟蹤一個解碼的序列，使接收信號樣值與其線性預測值之間的誤差最小。
9.如權利要求5或7的方法，還包括計算作為時間n的函數的所述預測系數λ的步驟，其中λ是利用系數β設置為等于或小于1的一個正值通過下列公式給出的λ＝-1+(1-β)/(1-βn)。
全文摘要
在參考信號自適應估算部分15中，在時間(n-2)的接收信號樣值
文檔編號H04L25/03GK1132013SQ9519074
公開日1996年9月25日 申請日期1995年8月1日 優先權日1994年8月8日
發明者安達文幸 申請人:Ntt移動通信網株式會社