專利名稱：用于數字通訊信道的盲多路徑校正的制作方法
技術領域：
本發明涉及應用于例如為先進數字電視(ADTV)無線或有線廣播信道所需要的高容量數字通訊信道的盲多路徑校正均衡器(blindmultipath correcting equalizer)。
地面高清晰度電視(HDTV)系統已被建議采用具有32個符號的星座(constellation)的正交幅度調制(QAM)(32QAM系統)，而對將來的系統已建議256符號星座(256QAM系統)。此外，對于地面廣播ADTV系統已建議8級(level)殘留邊帶(VSB)調制方案，而對電纜ADTV系統建議16級VSB調制方案。為這種高容量數字通訊信道所使用的調制方案需要接收信號的高質量的重現。具體地說，未校正的多路徑(重象)信號可以使接收信號惡化到這種程度，所發送的符號不能被重建和不可能進行通訊。
對于多路徑和符號間干擾兩種效應，建議的ADTV系統使用常規的判定反饋均衡器(DFE)來加以校正。例如，建議的DFE包括具有復數抽頭的128抽頭濾波器，其中使用最小均方(LMS)算法調整抽頭的復數系數。這種濾波器根據重象信號的幅度提供時間編移范圍直到25秒的重象抵消。重象信號的幅度越大，為將其有效衰減所必需的延遲就越大，和它在時間上必須更靠近主信號。然而，因為重象信號的發生可能有比所建議的128抽頭FIR DFE濾波器可以校正的離主信號的更大時間偏移，這種濾波器使用將不能有效地校正在通訊信道中所經歷的多路徑干擾的嚴重程度。一個可能的方案是在DFE中包括更多的抽頭，但這是一個昂貴的方案。而且，LMS算法收斂太慢。迅速變化的重象信號的存在(例如飛機反射的干擾信號)將不能被這種系統校正，而不管FIR濾波器中抽頭的數量。
為了提供多路徑校正，某些現行NTSC接收機包括FIR和IIR濾波器，來校正比上述DFE所可能的離主信號更大時間偏移發生的重象信號。例如，垂直同步信號的一部分可以用作訓練信號。檢測接收機中這訓練信號的重象，并確定重象信號的時間偏移、幅度和相位。從這數據，可以指定稀疏FIR和/或IIR濾波器中補償抽頭的時間位置和抽頭系數，從而抵消重復信號。這種系統可以校正離主信號較大時間偏移的較大幅度的重象信號，和可以更迅速地反應抵消迅速變化的重象信號，然而，在ADTV信號中沒有訓練信號可用于決定重象信號的時間偏移和幅度。
要求有一種多路徑重象信號抵消系統，這種系統能容許抵消在ADTV系統中可能迅速變化的離主信號有較大時間偏移的重象信號，而不必要非常大的和昂貴的DFE濾波器，或一種訓練信號。
依照本發明的原理，用于數字通訊信道的盲多路徑均衡器包括稀疏數字濾波器，稀疏數字濾波器響應包括數字數據信號的接收信號，它包括若干抽頭，每個抽頭響應抽頭系數和時間偏移，產生多路徑校正數字輸出信號。濾波器控制器響應所接收的信號，用于通過計算所接收信號的自相關，根據自相關檢測多路徑信號來檢測多路徑信號，和將抽頭系數和時間偏移供給若干抽頭的其中一個，從而抵消所檢測的多路徑信號。
附圖如下
圖1是包括依照本發明原理的盲多路徑均衡器的先進數字電視接收機的一部分的原理圖；圖2是圖1所示的盲多路徑均衡器的更詳細的方塊圖；圖3是圖2所示盲多路徑均衡器的濾波器控制電路的更詳細的方塊圖4是濾波器控制電路的一個實施例的方塊圖，在其中為產生復數抽頭系數和時間偏移所必需的所有計算由數字信號處理器執行；圖5是表示計算圖2所示的盲多路徑均衡器的復數抽頭系數和時間偏移的過程的流程圖；圖6是說明可能用于圖2所示的盲多路徑均衡器的濾波器部分的邏輯圖；圖7是圖6所示的濾波器部分操作過程的流程圖；圖1是包括依照本發明原理的盲多路徑均衡器的先進數字電視接收機的一部分的方塊圖。在以下所述的公開的盲多路徑均衡器是作為在QAM系統中實現的。先進數字電視和數字通訊系統領域中的技術人員將會理解如何在VSB系統實現盲多路徑均衡器。在圖1接收機的前半部分(未畫出)與輸入端5相連。接收機的前半部分可以包括調諧器和中頻(I.F.)級，模/數變換器，和90°移相器(均未畫出)，它們以已知方式連接在一起產生中頻I(同相)和Q(正交)接收信號。接收機的前半部分也可以包括時間基準發生器和時鐘恢復電路(也未畫出)，它們以已知方式連接在一起產生為與接收信號同步在接收機中各種電路所需的各種時鐘信號。對于時間基準發生器和時鐘恢復電路也可能位于盲多路徑均衡器之后(在以下描述)。
輸入端5的I和Q輸入端分別與脈沖成形濾波器10和12相連。濾波器10和12是已知結構的平方根尼奎斯特(Nyquist)濾波器。脈沖整形濾波器10和12與盲多路徑均衡濾波器20，FIR判定反饋均衡器30和視頻和音頻處理電路40的串聯連接相連。
在運行中脈沖整形濾波器10和12將已知特性的數字信號供給接收機的以后部分，以供處理。盲多路徑均衡濾波器20分析其輸入，并處理這些信號，以抵消多路徑重象信號。多路徑均衡器209將在以下詳細描述。經去重象處理的信號然后經過FIR均衡器30處理，以消除由傳輸信道和可能由多路徑均衡器20引入的符號間干擾效應。均衡器30盡管在圖中只畫為單獨一個均衡器，它包括128抽頭(tap)DFE濾波器(以及有關的系數控制電路)，去旋轉器(以及有關的相位控制器)，低通濾波器，數字解調器，限幅器，解碼器，和連接在限幅器和系數控制電路和相位控制器之間的誤差檢測器(所有均未畫出)；這所有部件以已知方式配置，產生表示接收的電視信號的多位數字字(multibit digital word)。如上所述，圖示的FIR均衡器也可以包括時間基準發生器和時間復電路。視頻和音頻處理電路40處理來自FIR均衡器30的多位數字字，產生顯示屏上視頻圖象和喇叭中音頻聲音。或者，視頻和音頻處理電路40可以將視頻和音頻表示信號供至例如磁帶錄象機的其他電路。
圖2是圖1所示盲多路徑均衡濾波器20的更詳細的方塊圖。在圖2中細信號線表示復數多位數字數據信號，在本實施例中這信號包括由實分量和虛分量構成的逐次復數數據取樣，實分量和虛分量每個均是十位，兩位是分量數字號。實分量在圖1中表示為I信號，而虛分量表示為Q信號。用寬箭頭圖示的信號線表示抽頭系數值，在圖示實施例中抽頭系統值也是由實分量和虛分量以及時間偏移值構成的復數值，每個分量是十位，兩位是分量數字號，時間偏移值在圖示實施例中是1和152之間的實整數。除非另有明確指出，所示的所有分量進行復數取樣。
在圖2中輸入端25與復數加法器22的第一輸入端和濾波器控制電路28的第一輸入端相連。加法器22的輸出端與若干濾波器部分23(SEC1—SEC3)的各輸入端相連。加法器22和濾波器部分23的組合以已知方式構成稀疏IIR濾波器24。加法器22的輸出端與也以已知方式構成的稀疏FIR濾波器26的若干濾波器部分(SEC1—SEC4)相連。若干濾波器部分23的輸出端與復數加法器22的第二輸入端相連。稀疏FIR濾波器26的輸出端與多路徑濾波器20的輸出端和濾波器控制電路28的第二輸入端相連。零值信號送至稀疏IIR濾波器24的累加輸入端，補償(O/S)信號(也可能是零值信號)送至稀疏FIR濾波器26的累加輸入端。濾波器控制電路28的各濾波器控制輸出端，連接至稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26的控制輸入端，濾波器控制電路28可能包括已知的數字信號處理器(DSP)或微處理器(P)(未畫出)。
在運行中，濾波器控制電路28中DSP分析來自輸入端25的信號，以檢測多路徑干擾重象信號。為DSP確定重象信號幅度和相位以及它們的時間偏移值時，產生用于稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26的控制信號，調整濾波器24和26，衰減重象信號。正如所知，預重象信號(在主信號之前到達接收機的多路徑信號)通過在稀疏FIR濾波器26中配給位于適當的時間偏移和具有適當的抽頭系數的抽頭而被衰減；和重象信號(在這信號之后到達接收機的)通過在稀疏IIR濾波器24類似地配給抽頭而被衰減。從重象信號的時間偏移和幅度和相位計算所配給抽頭的適當時間偏移和抽頭系數的算法是已知的。
如上所述，在現行NTSC接收機中重象信號的幅度和相位是通過使用位于視頻信號垂直同步周期中訓練信號來確定的。然而，在ADTV信號中沒有這種可以用于檢測重象信號的訓練信號。然而，本發明人已認識到ADTV信號包括接連的數據塊，每個數據塊包含固定預定數量的符號；該信道具有高熵，即ADTV信號是高隨機信號，因為它表示的數據已被壓縮，數字化，霍夫曼編碼，包格式化，里德-所羅門編碼，擾頻(scrambled)和正向糾錯編碼；和各數據塊具有固定預定長度。本發明人還認識到對這種信號執行自相關，將能產生指示在輸入信號中存在的任何多路徑重象信號的時間偏移和幅度和相位的數據。
圖3是圖2所示的盲多路徑均衡器20的濾波器控制電路28的更詳細的方塊圖。在圖3中第一數據輸入端281被耦合接收來自多路徑濾波器20(圖2)的輸入端25的數據，和第二數據輸入端283被耦合接收來自多路徑濾波器20的輸出端29的數據。第一數據輸入端281和第二數據輸入端283連接至相關器282的各輸入端。相關器282的輸出端連接至抽頭控制信號發生器284的輸入端。抽頭控制信號發生器284的輸出端連接至濾波器控制電路28的輸出端289。輸出端289將數據供給稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26的各個控制輸入端，以確定用于這些濾波器中配給抽頭的復數抽頭系數(COEFS)和時間偏移(N)。可能包括一個DSP的控制電路286與相關器282和抽頭控制信號發生器284的各控制輸入端相連。
在運行中，按控制電路286的指令，相關器282可以有選擇地計算在第一輸入端281的信號的自相關，在第二輸入端283的信號的自相關，或在第一輸入端281的信號與在第二輸入端283的信號的互相關。例如，假如相關器282計算在第一輸入端281的信號(即接收信號)的自相關，它產生具有表示主信號的主峰的輸出信號。假如在接收信號中存在多路徑重象信號，輸出信號還包括表示重象信號的另一峰，其中該峰相對主信號峰的時間偏移表示重象信號離主信號的時間偏移，和該峰的復數值表示重象信號的幅度和相位。其他重象信號將產生其他相應的峰。從相關器282輸出的信號經過抽頭控制信號發生器284的處理，抽頭控制信號發生器284分析自相關的結果，以下面更詳細敘述的方式在稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26中指配具有適當時間偏移和抽頭系數的抽頭。由抽頭控制信號發生器284產生配置稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26以指配所指示的抽頭的信號。
圖4是濾波器控制電路28的一個實施例的方塊圖，在其中由DSP執行為產生復數抽頭系數和時間偏移所必需的所有計算，和圖5是計算復數抽頭系數和時間偏移的過程的流程圖。在圖4中第一數據輸入端301被耦合接收來自多路徑濾波器20(圖2)的輸入端25的數據，和第二數據輸入端303被耦合接收來自多路徑濾波器20的輸出端29的數據。第一數據輸入端301和第二數據輸入端303連接至數據俘獲緩沖器302的各自輸入端。在最佳實施例中數據俘獲緩沖器302具有從輸入端301的輸入信號提取和存儲2048復數取樣，并同時從輸入端304的輸入信號提取和存儲2048復數取樣的能力。數據俘獲緩沖器302的輸出端與DSP 306的數據輸入端相連。DSP 306的數據輸出端與濾波器控制電路28的輸出端309相連。輸出端309將數據供給稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26的各個控制輸入端，確定用于配給這些濾波器中抽頭的復數抽頭系數(COEFS)和時間偏移(N)。DSP 306的控制端與數據俘獲緩沖器302的控制輸入端相連，并控制從各數據輸入端301和303中數據取樣的提取和存儲。
結合參閱圖5可以更好地理解圖4所示的濾波器控制電路的操作，除非另有特別說明，所有數字運算是復數運算。在圖5中該過程從步驟502開始，DSP 306命令數據俘獲緩沖器302通過輸入端301從多路徑均衡器20(圖2)的輸入中提取和存儲2048復數取樣。在步驟504，計算剛俘獲的輸入取樣的自相關。在計算輸入取樣的自相關時要執行三個步驟。首先在步驟506，DSP從數據俘獲緩沖器檢索表示時域輸入信號x(t)的2048俘獲的輸入取樣，并以已知方式將它們進行快速富里葉變換(FFT)，將它們變換到頻域，產生包含2048復數取樣的頻譜X(F)。然后在步驟508，DSP 306計算頻譜X(F)和它的復數共軛X*(F)的乘積X(F)X*(F)。在步驟510，通過進行再一次FFT，DSP 306將這乘積反變換從頻域變換回時域，產生具有2048復數時間取樣的輸入信號x(t)的時間自相關ac(t)。
自相關ac(t)包括表示與主接收信號對應的主峰的取樣。假如在接收信號中存在多路徑重象信號，那末自相關ac(t)包括表示與各重象信號對應的重象峰的其他取樣。表示重象峰的取樣離表示主峰的取樣的時間偏移表示對應的重象信號離主信號的時間偏移，和重象峰取樣的復數值表示重象信號的幅度和相位。
在步驟512中，DSP 306找出在自相關ac(t)中重象峰。DSP 306首先將自相關ac(t)中每個取樣的幅度相對于表示主峰的取樣的幅度歸一化。然后識別所得到的歸一化幅度大于閥值的這些取樣作為表示重象信號。這閾值可以設定為固定預定值，例如在主峰幅度以下12dB。這閾值也可以根據信號的量化步長大小而定。換言之，當發送越多符號的星座時，這閾值一定要更低，即256QAM系統比32QAM系統要求更低的閾值(因而，抵消更弱的重象信號)。或者，這閾值可以根據當前的信噪比而變化。
在步驟514，DSP 306確定在自相關ac(t)中是否有任何被表示的重象信號。假如沒有，那末在釋疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26中所有抽頭的復數系數在步驟516中設置為零。然后如步驟518所示，接收機其余部分的處理可以繼續進行。
假如在自相關ac(t)中有被表示的重象信號，那末它們將按從有最大幅度的取樣表示的重象信號到有最小幅度的取樣表示的重象信號的順序被加以處理。選擇最大的尚未處理的重象峰表示的取樣，DSP306必須首先決定該取樣是預重象或后重象。雖然自相關可以識別重象信號離主信號的時間偏移和該重象信號是預重象或后重象信號。這信息可以通過探試方法被推理。本發明人已認識到強的預重不可能領先主信號5秒以上。因此，離主信號5秒以上的峰極可能是后重象。在步驟520，DSP 306作出決定，根據離主峰的時間偏移判斷重象峰表示預重象或后重象。假如它離主信號不到5秒，認為它是預重象，否則認為它是后重象。假如必需的話，在以下步驟(以下描述)檢查重象峰表征為表示預重象或后重象，并加以校正。也可能設計一個模糊邏輯電路或專家系統，來提供將重象峰表征為表示預重象或后重象。
在步驟522，配置稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26(圖2)，以抵消重象。假如在步驟520重象信號表征為后重象，那未在稀疏IIR濾波器24中指配的抽頭具有與自相關ac(t)中表示重象信號的取樣離表示主信號的取樣的時間偏移相同的時間偏移。新指配的抽頭的復數抽頭系數值設定為自相關ac(t)中重象信號取樣的復數值的負數。假如在步驟520重象信號表示為預重象，那末在稀疏FIR濾波器26中指配的抽頭具有與自相關ac(t)中表示重象信號的取樣離表示主信號的取樣的時間偏移相同的時間偏移。新指配的抽頭的復數抽頭系數值設定為自相關ac(t)中重象信號取樣的復數值的負數。
在步驟524，檢查在自查關ac(t)中其余的取樣，以決定是否還有任何其幅度超過閾值的取樣。假如有的話，對最大的尚未處理的重象峰取樣如上所述重復步驟520和522。假如所有測得的重象信號已被處理，那未在步驟526測試所形成的稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26。
假如稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26(圖2)被正確地配置，以多路徑均衡器20的輸出應該只包括主信號，而所有重象信號已被衰減。這信號與輸入信號的互相關將只在重象信號的位置包含峰。然而，假如重象信號本是后重象，卻被處理為預重象，或相反的話，那未該互相關將在主峰的兩側包括相應的峰。通過求這互相關和分析結果，步驟526測試所形成的稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26。
在步驟527，DSP 306命令數據俘獲緩沖器302(圖4)從與多路徑均衡器20(圖2)的輸入信號耦合的輸入端301提取和存儲2048取樣，并同時從接收從多路徑均衡器20的輸出信號，即已經均衡以抵消重象信號的信號的輸入端303提取和存儲另一組2048取樣。然后由DSP 306計算這二個信號的互相關。經過步驟528至532求出互相關，這過程類似于上述的步驟506至510。在步驟528，DSP 306對表示濾波器的輸入信號x(t)的取樣進行FFT變換，將它們變換為頻域，產生頻譜X(F)；DSP 306對表示濾波器的輸出信號y(t)的取樣進行FFT變換，將它們變換為頻域，產生頻譜Y(F)。在步驟530，DSP 306計算輸入頻譜X(F)和輸出頻譜的復數共軛Y*(F)之乘積X(F)Y*(F)。在步驟532，DSP 306對這乘積進行FFT變換，將這乘積反變換為時域，形成時間互相關cc(t)。
在步驟534，DSP 306以類似于步驟512至514的方式，通過將取樣的幅度相對表示主峰的幅度歸一化來檢索所形成的互相關cc(t)。假如在步驟520作出判定為預重象或后重象的決定正確的，那未如上所述只是在主峰的一側在原先檢測的重象信號的時間偏移處有重象峰。在這情況，如步驟536所示，接收機其余部分的處理可繼續進行。假如在主峰的兩側在原先檢測的重象信號的時間偏移處有雙峰，那未將重象信號表征為預重象或后重象是錯誤的，和在步驟538，由DSP 306將指配的抽頭在稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26之間調換。在步驟526再測試稀疏IIR濾波器24和稀疏FIR濾波器26之間的運行，直至所有重象信號已被適當地抵消。
如上所述，在步驟520作出決定，判斷由峰取樣表示重象信號是預象或后重象。也可能把每個重象峰取樣當作后重象來處理，再在步驟526—538中把重象信號的表征校正為預重象或后重象。
假如有強重象信號存在，可能或在稀疏IIR濾波器24或在稀疏FIR濾波器26中指配單獨一個抽頭還不足以低消這種重象信號。然后假如在稀疏IIR濾波器24或稀疏FIR濾波器26(圖2)中使用稍為改動的濾波器部分，那未更強的重象信號可以更徹底地抵消。圖6是可以用作稀疏IIR濾波器24中濾波器部分SEC1—SEC3和/或稀疏FIR濾波器26中濾波器部分SEC1—SEC4的濾波器部分600的邏輯圖。
在圖6中邏輯圖的右部分表示一個標準的濾波器抽頭。數據輸入端602連接到由逐次的復數值取樣組成的待濾波的信號源。輸入端602連接復數乘法器604的第一輸入端。乘法器604的第二輸入端連接對于這抽頭的抽頭系數C1的源。乘法器604的輸出端連接復數加法器606的第一輸入端。和輸入端608接收從以前濾波器抽頭來的和信號。和輸入端608連接到加法器606的第二輸入端(通過其他部件，將在下面描述)。加法器606的輸出端連接可變延遲部件610的數據輸入端。這一抽頭的時間延遲信號N的源連接控制輸入端612。控制輸入端612連接可變延遲部件610的延遲控制輸入端。可變延遲部件610的輸出端連接濾波器部分600的輸出端610。在正常結構中，一個部分的輸出端(616)連接下一部分的和輸入端(608)。輸入端(602)共同地連接到待濾波的信號源。濾波器控制器將抽頭系統(C1)和時間偏移(N)供給這部分的抽頭。
改進的濾波器部分600還包括第二抽頭T2和第三軸頭T3，第二抽頭T2包括乘法器624，加法器626和單個時鐘延遲元件630，第三抽頭T3包括乘法器634，加法器636和單個時鐘延遲元件640；兩個抽頭以與上述標準濾波器抽頭(604，606，610)相同的方式排列。圖6所示的三個抽頭連接在一起構成三抽頭濾波器部分600，它可以與其他這種單元連接構成稀疏IIR或FIR濾波器。通過使用由圖6所示的部分600構成的IIR/或FIR濾波器，強重象可以下述方式充分地被抵消。
首先，如上所述，進行圖5所示的過程。由圖5過程產生的系數作為系統C2加在每個濾波器部分600的中間抽頭T2中乘法器624，而鄰近部分的系數，C1和C2置于零。考慮到單個時鐘延遲元件630，要調整加在每個濾波器部分600中可變延遲部件610上的時間偏移。然后在圖5過程結束后，再檢查所形成的多路徑均衡器20(圖2)的輸出。對從多路徑均衡器20的輸出信號求自相關。檢查在所述得的自相關中時間偏移緊接鄰近先前檢測和校正的重象信號處的取樣的幅度。假如有強重象信號存在，這些鄰近的取樣的幅度可能上升到超過閾值的值，可能需要對重象再一次抵消。
圖7是圖6所示的濾波器部分600衰減強多路徑重象信號的操作過程的流程圖。在步驟702，DSP 306(圖4)命令數據俘獲緩沖器302從接收多路徑均衡器20(圖2)的輸出信號的輸入端303俘獲2048復數取樣。在步驟704，DSP 306求這些取樣的自相關。在步驟706，DSP 306對時域輸出取樣y(t)進行FFT變換，將它們變換為頻域，產生頻譜Y(F)。在步驟708，DSP 306計算頻譜Y(F)和它的復數共軛Y*(F)之乘積Y(F)Y*(F)。然后DSP 306對該乘積進行FFT變換，將乘積反變換為時域，以產生時間自相關ac(t)。
在步驟712，在自相關中所有取樣的幅度相對于表示與主接收信號對應的主峰的取樣幅度歸一化。在步驟714。檢查緊接鄰近表示先前檢測和校正的重象信號的取樣的歸一化取樣。在步驟716，假如它們超過閾值，那未這些取樣的復數值作為C1和C3加至對應濾波器部件600的緊接相鄰抽頭。使用鄰近濾波器抽頭再一次衰減強重象信號。
如上所述的多路徑均衡器能從接收信號抵消重象信號，即使重象信號在時間上離主信號較遠。此外，這多路徑均稀器能迅速地響應，因而能有效地抵消例如飛機反射的干擾信號的迅速變化的重象信號。而且，這多路徑均衡器并不需要訓練信號或大型DFE濾法器來實現這些功能。
權利要求
1.一種盲多路徑均衡器包括如下包括數字數據信號的接收信號源；其特征在為稀疏數字濾波器，響應接收信號，和包括若干抽頭，每個抽頭響應抽頭系數和時間偏移，用于產生多路徑均衡的數字輸出信號；和濾波器控制器，響應接收信號，包括用于計算接收信號的自相關，根據自相關檢測多路徑信號，和將抽頭系數和時間偏移供給若干抽頭的其中一個的電路，從而抵消檢測的多路徑信號。
2.依照權利要求1的均衡器，其特征還在于濾波器控制器包括如下相關器，響應接收信號，用于計算接收信號的自相關，該自相關具有表示數字數據信號的主峰；和抽頭控制信號發生器，響應接收信號的自相關，包括電路用于通過在自相關中尋找除主峰以外的表示多路徑信號的峰，表示多路徑信號的峰在時間上偏離主峰和具有一值，并將其值等于多路徑信號表示峰的值的負數的抽頭系數和多路徑信號表示峰時間上偏離主峰的時間偏移加至若干抽頭的其中一個。
3.依照權利要求2的均衡器，其特征還在于抽頭控制信號發生器中檢測電路包括如下用于計算主峰幅度的電路；用于將自相關幅度相對主峰幅度歸一化的電路；用于將歸一化自相關幅度與閾值比較的電路；和當歸一化自相關幅度超過閾值時，用于在自相關中尋找峰的電路。
4.依照權利要求1的均衡器，其特征在于濾波器控制器包括如下數據俘獲緩沖器，響應接收信號，用于響應控制信號取出和存儲接收信號的一部分；和信號處理器，具有數據輸入端與數據俘獲緩沖器相連，包括電路用于產生控制信號控制數據俘獲緩沖器提取和存儲接收信號的部分，從數據俘獲緩沖器檢索接收部分的存儲部分，求接收信號檢索部分的自相關，自相關具有表示數字數據信息的主峰，通過在自相關中尋找除主峰以外表示多路徑信號的峰，多路徑信號表示峰在時間上偏離主峰和具有一值，將其值等于多路徑信號表示峰的值的負數的抽頭系數和多路徑信號表示峰偏離主峰的時間偏移加至若干抽頭的其中一個。
5.依照權利要求4的均衡器，其特征還在于計算自相關的電路包括如下用于計算接收信號的檢索部分的快速富里葉變換的電路，產生對應于接收信號的檢索部分的頻譜；用于將頻譜乘以頻譜的復數共軛的電路，產生一乘積；用于計算該乘積的反快速富里葉變換的電路，產生接收信號的檢索部分的自相關。
6.依照權利要求4的均衡器，其特征還在于檢測多路徑信號的電路包括如下用于計算主峰幅度的電路；用于將自相關幅度相對主峰幅度歸一化的電路；用于將歸一化自相關幅度與閾值比較的電路；和當歸一化自相關幅度超過閾值時，用于在自相關中尋找峰的電路。
7.依照權利要求1的均衡器，其特征還在于稀疏數字濾波器包括如下稀疏FIR濾波器具有數據輸入端和數據輸出端，產生經多路徑均衡的數字信號，包括若干抽頭，每個抽頭響應抽頭系數和時間偏移；和稀疏IIR濾波器包括若干抽頭和加法器，每個抽頭響應抽頭系數和時間偏移，加法器有第一輸入端與接收信號源相連，第二輸入端響應若干稀疏IIR濾波器抽頭，其輸出端與稀疏IIR濾波器抽頭和稀疏FIR濾波器數據輸入端相連。
8.依照權利要求7的均衡器，其特征還在于濾波器控制器還響應多路徑均衡的輸出信號，還包括如下用于在檢測到多路徑信號以后將檢測的多路徑信號表征為預重象信號或后重信號之一的電路；用于將對應于預重象信號的抽頭系數和時間偏移供給稀疏FIR濾波器若干抽頭中一個和將對于后重象信號的抽頭系數和時間偏移供給稀疏IIR濾波器若干抽頭中一個的電路；和用于在供給抽頭系數和時間偏移以后計算接收信號與經多路徑均衡的數字輸出信號的互相關，根據互相關檢測被錯誤地表征為預重象信號或后重象信號的多路徑信號，正確地表征檢測到的錯誤表征的多路徑信號，將對應于經改正的預重象信號的抽頭系數和時間偏移改為供至稀疏FIR濾波器，和將對應于經改正的后重象信號的抽頭系數和時間偏移改為供至稀疏IIR濾波器。
9.依照權利要求8的均衡器，其特征還在于表征檢測的多路徑信號的電路包括用于將每個檢測的多路徑信號表征為后重象信號的電路。
10.依照權利要求8的均衡器，其特征在于自相關具有表示數字數據信號的主峰；用于檢測多路徑信號的電路包括用于在自相關尋找除主峰以外的表示多路徑信號的峰的電路，多路徑信號時間上偏離主峰；用于表征檢測的多路徑信號的電路包括用于假如多路徑信號偏離主峰時間不到5秒將檢測的多路徑信號表征為預重象和否則則將檢測的多路徑信號表征為后重象的電路。
11.依照權利要求8的均衡器，其特征還在于計算互相關的電路包括如下用于提取接收信號的一部分的電路；用于提取多路徑均衡的數字輸出信號的一部分的電路；用于計算接收信號的該部分的快速富里葉變換的電路，產生對應于接收信號的該部分的頻譜；用于計算多路徑均衡的數字輸出信號的該部分的快速富里葉變換的電路，產生對應于多路徑均衡的數字輸出信號的該部分的頻譜；用于將對應于接收部分的該部分的頻譜乘以對應于多路徑均衡的數字輸出信號的該部分的頻譜的復數共軛的電路，產生一乘積；用于計算該乘積的反快速富里葉變換的電路、產生接收信號與多路徑均衡數字輸出信號的互相關。
12.依照權利要求8的均衡器，其特征在于用于檢測被錯誤表征的多路徑信號的電路尋找互相關中的峰和包括如下用于計算互相關中主峰幅度的電路；用于將互相關幅度相對主峰幅度歸一化的電路；用于將歸一化互相關幅度與閾值比較的電路；當歸一化互相關幅度超過閾值時，用于尋找互相關中峰的電路。
13.依照權利要求1的均衡器特征還在于稀疏數字濾波器包括各自數據輸入，數據輸出，以及和輸入端，和若干濾波器抽頭中每一個包括如下乘法器，具有第一輸入端與濾波器數據輸入端相連，第二輸入端響應抽頭系數和一輸出端；加法器，具有第一輸入端與和輸入端相連，第二輸入端與乘法器的輸出端相連和一輸出端；可變延遲部件，具有數據輸入端與加法器的輸出端相連，輸出端與濾波器數據輸出端相連，和延遲控制輸入端響應時間偏移；和若干濾波器抽頭的子組以這樣方式地串聯連接，每一子組的數據輸出端與若干抽頭中依次的一個的和輸入端相連。
14.依照權利要求1的均衡器，其特征還在于稀疏數字濾波器還包括若干濾波器部分，每個部分具有各自數據輸入，數據輸出以及和輸入端，并包括若干抽頭，每一抽頭具有各自數據輸入，數據輸出，以及和輸入端，并包括如下乘法器，具有第一輸入端與抽頭數據輸入端相連，第二輸入端響應各抽頭系數和一輸出端；加法器，具有第一輸入端與抽頭和輸入端相連，第二輸入端與乘法器的輸出端相連和一輸出端；和延遲部件，具有數據輸入端與加法器的輸出端相連，和輸出端與抽頭的數據輸出端相連；每一部分的至少一個抽頭的延遲部件是可變延遲部件和還包括延遲控制輸入端響應各自時間偏移；每一部分的若干抽頭以這樣方式地串聯連接，每一抽頭的抽頭數據輸出端與依次的一個抽頭的抽頭和輸入端相連；和在數字濾波器中若干部分以這樣方式地串聯連接，每一部分的部分數據輸出端與依次一個部分的部分和輸入端相連。
15.依據權利要求14的均衡器，其特征在于每一濾波器部分具有一中間抽頭；濾波器控制器還響應多路徑均衡的數字輸出信號；濾波器控制器供給電路將抽頭系數和時間偏移供給若干部分中一個的中間抽頭；和濾波器控制器還包括電路，用于在將抽頭系數和時間偏移供給若干部分中一個的中間抽頭后計算多路徑均衡的數字輸出信號的自相關，輸出信號自相關具有表示數字數據信號的主峰，檢測在輸出信號自相關中在時間上鄰近表示原先檢測的多路徑信號的時間偏移的峰，和將各抽頭系數供給鄰近若干部分中一個部分的中間抽頭的濾波器抽頭。
16.依照權利要求15的均衡器，其特征還在于計算自相關的電路包括如下用于取出多路徑均衡數字輸出信號的一部分的電路；用于計算接收信號檢索部分的快速富里葉變換的電路，產生對應于接收信號檢索部分的頻譜；用于將該頻譜乘以頻譜的復數共軛的電路，產生一乘積；用于對該乘積計算反快速富里葉變換的電路，產生接收信號檢索部分的自相關。
全文摘要
一種用于數字通訊信道的盲多路徑均衡器包括響應包括數字數據信號的接收信號源的稀疏數字濾波器，它包括若干抽頭，每個抽頭響應抽頭系數和時間偏移，產生多路徑均衡的數字輸出信號。濾波器控制器響應接收信號，通過計算接收信號的自相關，根據自相關檢測多路徑信號，用于檢測多路徑信號和將抽頭系數和時間偏移供給若干抽頭中一個，從而抵消檢測的多路徑信號。
文檔編號H04N5/21GK1130837SQ9512133
公開日1996年9月11日 申請日期1995年12月11日 優先權日1994年12月14日
發明者P·G·克努森, D·-C·肖 申請人:湯姆森消費電子有限公司