用于無線通信系統的頻率脈沖串粗檢測器的制作方法

專利名稱：用于無線通信系統的頻率脈沖串粗檢測器的制作方法
技術領域：
本發明涉及通信系統，更具體地是涉及無線通信系統。
根據用于數字蜂窩電話的國際信令標準，一些方法正在世界范圍內使用。一個這樣的標準就是歐洲的全球移動通信的系統(GSM)，它在ETSI/GSM Series 05 Air Interface Specifications，GSM PN，Paris中已有說明。許多國家已經適應了這個標準，而一些電信公司現已提供適應于這個標準的產品。GSM電信標準非常復雜，該標準的一方面包括下行控制信道(DCC)。DCC用來發送信號信息和控制從基地臺到移動臺的信號。這種DCC是一點對多點的僅下行信道。在GSM中，一個DCC有一個實際上預定的信令方案，它包含一個頻率校正信道(FCCH)，一個同步信道(SCH)和其它的控制信道。頻率校正信道(FCCH)包含一個頻率校正數據脈沖串或是預定數目的連續“零”信號形式的頻率脈沖串。在基帶信號中零信號運用高斯最小相移鍵控(GMSK)來發送。這個FCCH被設計用來產生射頻(RF)載波的一個實際上的固定頻移，然后可被接收FCCH的移動臺用來進行頻率校正。
通常，移動臺使用頻率校正信道(FCCH)以便檢測正由基地臺發送的信號，并且完成在移動臺的基帶信號的自動頻率校正(AFC)，例如由于與移動臺振蕩器有關的。振蕩頻率偏移誤差引起的就此而論，FCCH僅是頻率脈沖串的一個例子。完全匹配濾波通常被用來檢測和鎖定這樣一個頻率校正信道(FCCH)或頻率脈沖串例如在“摩托羅拉的泛歐數字蜂窩有效移動臺的信號處理情況”中已作說明，這是1991年由David Borth和Phillip Raskey在菲尼克斯計算機和通信會議的會議匯編上發表的，該會議于1991年3月27-30日在亞利桑那州的斯卡思代爾舉行。可是這些方法是有缺點的，例如，匹配濾波技術耗費時間，耗費大量功率，并且在有限計算資源的環境中，例如在移動臺的峰值信號負載的時候，還可能妨礙有效的計算能力，正如在移動臺的信號傳輸、信號接收或信號監測相位時可能發生的那樣。因此，需要一種對經過無線媒介發送的信號實行頻率脈沖串檢測的技術，它消耗較少的時間，較少的功率或是較少的計算強度。
簡單說，依照本發明的一個實施例的無線電通信系統接收臺中的一個集成電路，其特點在于它包括一個數字信號濾波器，它適用于對解碼信號采樣值的一個分量濾波，該解碼信號采樣值是從經過無線通信系統發送的一個基帶信號中得出的；以及一個閾值檢測器，它適用于根據一個實際預定的電平來限定解碼信號采樣值的濾波分量的信號電平。簡單說，依照另一實施例，在無線通信系統的接收端對經過無線通信系統發送的基帶信號中的頻率脈沖串進行檢測的方法其特點在于它包括以下步驟對從無線通信系統發送的基帶信號中得出的解碼信號的一個分量進行濾波；并且限定濾波分量。簡言之，仍依照本發明的另一個實施例，用于無線通信系統接收臺中的一個集成電路，其特點在于它包括一個數字信號濾波器，它適用于對解碼的信號采樣值的一個分量進行濾波，該解碼的信號采樣值是從無線通信系統發送的一個基帶信號中得出的；以及一個閾值檢測器，它適用于根據一個實際預定的信號電平來限定解碼信號采樣值的濾波分量的信號電平。簡單說，還依照本發明的另一實施例，在無線通信系統的接收端，對從經過無線通信系統發送的基帶信號中得出的頻率脈沖串進行檢測的方法其特點在于它包含以下步驟對從無線通信系統發送的基帶信號中得出的解碼信號采樣值的各正交分量進行單獨地濾波；將單獨濾波的正交分量的幅值按結構(construetively)組合起來；并且對按結構組合的幅值進行閾值限定。
關于本發明的主要內容在說明書的結論部分中已特別指出并清楚地說明了。結合附圖，參考以下詳細的說明，不論是在操作的結構和方法方面還是在它的特點，目標和優點方面將會更好地理解本發明。其中

圖1是依據本發明用于無線通信系統的頻率脈沖串粗檢測器(CFBD)的實施例原理圖。
圖2是一個下行控制信道(DCC)的原理圖，例如可被適于滿足GSM標準的無線通信系統采用的。DCC包括一個被稱為頻率校正信道(FCCH)的頻率脈沖串的實施例，例如該頻率脈沖串可依照本發明用于無線通信系統的頻率脈沖串粗檢測器(CFBD)檢測出來。
圖3是在同相一正交(I-Q)平面內的“理想化”信號構象的示意圖，該平面用于最小相移鍵控(MSK)信號。這樣一個信號構象可以表示GSM中使用高斯最小相移鏈控所產生的信令圖。
圖4、5和6是同相—正交(I-Q)平面中信號采樣值的示意圖，它說明依照本發明用于無線通信系統的頻率脈沖串的粗檢測器(CFBD)一個實施例的各種工作情況。
圖7是一個原理圖而圖8和9是流程圖。用以說明依照本發明用于無線通信系統的頻率脈沖串的粗檢測器(CFBD)的一個特定實施例。
圖10是一示意圖說明窗口尺寸和相位或頻率偏移誤差的變化對于依照本發明用于無線通信系統的頻率脈沖串的粗檢測器(CF-BD)實施例所得到的結果的可能影響如上所述，GSM電信標準的一方面涉及下行控制信道(DCC)，在本文中也被稱為“控制復幀”。DCC用來從基地合到移動臺發送信號信息和控制信號。這樣一個DCC是一點對多點的僅下行信道。此外，如圖2所示，對于GSM，DCC有一個實際預定的信令方案，它包含一個頻率校正信道(FCCH)，一個同步信道(SCH)，以及存取許可/尋呼和其它控制信道。如圖2所示，頻率校正信道(FCCH)包含一個頻率校正數據脈沖串或用預定數目的連續“0”信號形式的頻率脈沖串。當然，本發明不局限在對于具有這種特定信號結構的頻率脈沖串的范圍內。作為一個例子，另一方面也可使用包含全部“1”的頻率脈沖串。可是對于GSM，FCCH產生射頻(RF)載波的一個實際上不變的頻移，它可被接收臺，例如一個移動臺，用于頻率校正。眾所周知，GSM使用一種被認為是高斯最小相移鍵控(GMSK)的基帶中信號調制形式。GMSK在J.B.Anderson，T.Aulin，和C.E.Sundberg 1986年撰寫的論文“數字相位調制”中有更詳細的描述，這從Plenum和上述Borth和Raskey的論文中都可找到，但本發明并不局限在GMSK或MSK的范圍內。例如，依照本發明用于無線通信系統的頻率脈沖串的粗檢測器(CFBD)的另一實施例可以和各種調制方案結合使用，例如最小相移鏈控(MSK)或差分正交相移鏈控(DQPSK)。
在一個GSM GMSK指定的發射機中，輸入的二進制數字信號或位流被差分編碼并施加到一個具有高斯脈沖響應函數的濾波器然后進行FM調制。高斯濾波的波形被送到一個FM調制器對于每個正在被發送的NRZ(不歸零)信號產生一個正的或負的π/2弧度或90°的相移。這種信號調制形式的一個優點，例如對于GSM，就是允許使用一個固定的幅度調制器以取得“譜效率”。這樣，非線性射頻(RF)功率放大器既可應用于基地臺，也可應用于移動臺無線電設備中。
圖3說明在“0”信號頻率脈沖串的同相—正交(I-Q)平面中“理想化”的信號構象，該“0”信號已經依照GSM GMSK指定的調制，被編碼在通過無線媒介的信號傳輸的基帶中。在本文中，無線通信系統指的是具有一個發送端和一個接收端的通信系統，那里信號經過一個信號通路從發送端發送或傳遞到接收端，從發送端到接收端的信號通路的一部分包括通過或經過一個無線媒介的信號傳輸。編碼的基帶信號經過無線通信系統被發送到無線媒介的接收端，例如一個移動臺。在無線媒介的接收端，經下行變頻后，每個差分編碼位或二進制數字信號值將會在I-Q平面產生一個+π/2弧度或90°的相移，如圖3所示。這對應于一串正在被發送的二進制數字信號“0”在I-Q平面上反時針旋轉，全部“1”的頻率脈沖串的傳輸對應于順時針旋轉。同樣地，對于通過無線媒介用來發送基帶信號的載波信號，當全部“0”的頻率脈沖串被發送時，可認為等效于移動載波的頻率值+B/4，當全部“1”的頻率脈沖串被發送時，等效于移動其頻率值-B/4，這里B是被發送的數字信號流的比特率。在無線媒介的接收端，經下行變頻后，通過對基帶信號“解旋轉”，并將它經過一個最小的最小二乘方誤差(MLSE)均衡器，所發送的信號可被恢復。更具體地，關于“解旋轉”，一個90°的順時針旋轉可經過無線媒介加到發送的每個編碼的數字信號采樣值。這也可認為等兒于基帶信號在時域乘以e-jπk/2，這里k＝0，1，2，3…。當然，可以意識到本發明的范圍并不局限在一個特定的旋轉或解旋轉的方向。至少部分地將取決于所使用的特定的信令方案。
根據GSM標準，可用于系統訪問的每個基地收發信臺應該在它的RF信道分配的一個指定的時隙連續地發送。因此，通常一個移動臺在RF實際信道上首先要找到FCCH，即一個頻率脈沖串，可是與這樣一種方法相關聯的一個困難就是它要求移動臺用現代方法以很大的計算資源來檢測FCCH。例如通常使用完全匹配濾波法。在有限計算機資源的環境中，這成為特定的疑難問題，例如，當移動臺的峰值信號負載時，它可能發生在信號傳輸，信號接收或信號監測相位的期間。
依照本發明用于無線通信系統的一個頻率脈沖串的粗檢測器(CFBD)，在沒有實行完全匹配濾波的情況下，可用來檢測在無線通信系統接收端上的如在一個基帶信號中的一個頻率脈沖串，例如經接收和下行變頻后被發送的或輻射的信號。圖1是依照本發明用于無線通信系統的頻率脈沖串的粗檢測器(CFBD)的一個實施例的方框圖。接收后，例如在一移動臺，被輻射的無線電信號，例如按照GSM標準在基帶中編碼的一個無線電信號，首先經過下行變頻。比如通過一個移動臺進行的無線電信號的下行變頻是眾所周知的，因而無需在本文中描述。下行變頻后，以基帶信號的形式提供該信號。通常，在無線電信號經過下行變頻后，這個下行變頻的模擬信號可用一個基帶CODEC數字化。下行變頻器和CODEC完成這種A/D變換的一個例子包括W2020 GSM收發信機和CSP1088 GSM變換信號處理器，兩者都可由AT&T公司獲得，但本發明的范圍并不局限在這一方面。此外，本發明不限于實行A/D變換的一個實施例的范圍內，所以也可使用信號處理。另一方面，依照本發明用于無線通信系統的一個頻率脈沖串的粗檢測器可完成信號處理而沒有A/D變換，即在模擬域內。同樣地，本發明不限于在信號通路內的這個特定點上實行A/D變換的范圍內。舉例說，A/D變換可在信號通路上較前部完成，例如在載波頻率移去之前，或可在信號通路上較后部完成，這取決于特定的實施例。
如圖1方框圖所示，依照本發明用于無線通信系統的一個CFBD內，在A/D變換后得到的基帶信號采樣值可在相位上得到調整，但本發明并不局限于這方面的范圍。基帶信號采樣值的相位調整示于圖1是通過移相器或調節器100進行的；可是在其他的實施例中移相器100可被省略，如以后詳細說明的那樣。移相器100的解旋轉器120向基帶信號采樣值提供-90°或-π/2弧度的相移。如前所述，這被稱為“解旋轉”。這個解旋轉可以通過在時域將基帶信號采樣值乘以e-jπk/2來實現，這里k＝0，1，2，3…。執行解旋轉的精確性質至少部分地取決于要解旋轉的信號的環境和性質。因此，在這個特定的實施例中，基帶信號已被變換為離散的信號采樣值，在圖1中對于一個特定的n階離散的信號采樣值，In表示同相分量而Qn表示正交分量，解旋轉以這種形式加到這些基帶信號采樣值，如圖1所示。在本文中，信號采樣值也被稱為解碼的，因為被解旋轉的基帶信號采樣值的處理，在通過無線媒介發送之前已經有效地去掉了加在基帶中信號的調制。
如圖1所示，移相器100還包括由相位補償器110完成的相位補償。相位補償也可在A/D變換后加到基帶信號，以前所述。例如，可以獲得振蕩器頻率偏移誤差的一個估計量，該估計量在圖1中表示為dθ，可用來完成頻率補償，但依照本發明用于無線通信系統的CFBD不限于這方面的范圍。此外，如下面更詳細地說明的那樣，相位被償和解旋轉可同時加到每個基帶信號采樣值。再者，完成本文中的相位補償或解旋轉可以使用許多不同的技術。
圖4是一示意圖，說明由相位補償器110產生的問題，那里用于無線通信系統的CFBD的實施例包括一個相位被償器。如圖示，可以得到一個第一基帶信號采樣值，例如GMSK中一個“0”信號，它在圖4的直角坐標中表示為(I1，Q1)。如圖示，這個基帶信號采樣可包括一個起始相位誤差偏移θ0，例如，它屬于信號處理誤差或可能是由于發射機和接收機之間的延時或是由于與“采樣瞬間”的選擇有關的偏移引起的。假設下一個基帶信號采樣也是0信號，對于如GSM中的FCCH那樣的一個頻率脈沖串，下一個基帶信號采樣值可能包含(I2，Q2)，也表示在直角坐標中。如圖示，雖然對于GM-SK，理想上(I2，Q2)應該位于相對(I1，Q1)成π/2弧度或90°的地方，用 表示，但由于一個可能的振蕩器頻率偏移誤差，例如可能由用來完成下行變頻的振蕩器產生的，舉例說，可能是一個相位誤差，在圖4中用dθ表示。因此，相位被償器110對一個基帶信號采樣值提供相位補償，例如減少或去掉基帶信號采樣值中的誤差，后者是由于振蕩器頻率偏移誤差引起的這個相位誤差dθ所引起的。因此，移相器100產生了相位調整的基帶信號樣值，或相位補償和解旋轉的基帶信號采樣值。由移相器或調節器100產生的這些解碼信號采樣值示于圖1，它分別包含同相和正交分量I′n和Q’n。雖然依照本發明的一個CFBD實施例可能包括一個移相器，如上所述，本發明并不限于這方面的范圍。例如，另一方面，解碼的信號采樣值可直接地提供給依照本發明用于無線通信系統的一個CFB-D。在此情況下，基帶信號采樣可由一個單獨的處理或信號處理器來解碼。例如，假設基帶信號采樣值已由一個振蕩頻器率偏移誤差估計器處理，則可提供解碼的信號采樣值，其中累加的振蕩器頻率偏移誤差的估計已從這里被除去。同樣地，在某此情況下，采用依照本發明用于無線通信系統的CFBD，對于振蕩器頻率偏移誤差，在不使用相位被償的情況下，也可得到滿意的結果。
如上所述，經過無線媒介發送的信號在下行變頻后，所得到的基帶信號可變換為二進制數字信號采樣值。雖然信號采樣值的I和Q分量可用來表示這些信號采樣值，但信號采樣值分解為不是I和Q的信號分量，在合適的情況下當然也能提供滿意的性能。在這個特定的實施例中，信號采樣值的I和Q分量由移動平均(MA)濾波器300和400進行濾波來分別地提供用于信號采樣值的I分量的移動平均和Q分量的移動平均。雖然在圖1中并未示出，如以后更詳細地說明的那樣，這些濾波器在圖1中用N表示，與這些濾波器有關的“窗口尺寸”可被修改。例如，窗口尺寸可以自適應地修改。
雖然在圖1，原理上這些濾波器表示為兩個獨立的濾波器，可另一方面，也可使用一個濾波器。在這樣的實施例中，正交分量中的第一個分量例如I分量可被濾波，然后其它分量例如Q分量可被濾波。當然，在這些情況下，可能需要存儲信號值以便各正交分量可被單獨地濾波或處理。用于已解碼信號采樣值的濾波的I和Q分量的相應幅度可在這個實施例中被確定，例如由絕對幅度檢測器500和600確定。已濾波分量的相應幅度由累加器700按結構疊加或組合并提供給閾值檢測器800。
當然可以理解，濾波的各正交的分量信號采樣值的幅值可由其它技術檢測。例如，濾波的各正交分量可以被平方。同樣地，在另一實施例中，可能不需要檢測幅度，因此濾波的各正交分量可以按結構組合。例如，根據特定的信令方案，濾波的各正交分量可以一種便于已濾波的正交分量相加或按結構組合的形式產生。同樣地，在某些情況下，可以證明，僅是對解碼信號采樣值的一個分量進行濾波也可滿意地來檢測一個頻率脈沖串。對于這些實施例，按結構組合幅度是沒有意義的。
對于依照本發明的無線通信系統的CFBD，其頻率脈沖串的檢測將取決于是否達到或實現一個預定的信號閾值或信號電平。當然，特定的信號電平將取決于特定的實施例。例如，在僅利用一個分量的實施例中，信號電平可能是負的并且“超過”閾值可能包含一個“更負”的信號值。當然，可以理解，依照本發明用于無線通信系統的CFBD的范圍不限于和GSM標準或甚至和GMSK一起使用。依照本發明的一個CFBD可使用在任何采用的頻率脈沖串信號的無線通信系統中。
結合GSM中使用的信號調制類型，例如，研究圖2所示的GSM實際信道，可以圖解地說明上述方法的優點；但如上述，本發明不限于這方面的范圍。也如上述，GSM FCCH包含連續0信號的一個預定的序列。同樣地，已如上述，GSM中的GMSK保證零的差分比特值可在GSM中發送并至少部分地有一個+90°或π/2弧度的相位變化。所以，通過對基帶信號采樣值的相位補償和解旋轉，如圖1中圖解的實施例所示，考慮到例如由信號噪聲所引起的可能誤差，接收零的差分比特值序列，例如一個頻率脈沖串，將在依照本發明用于無線通信系統的CFBD的閾值檢測器產生一個比較大的閾值。這圖解于圖5，這里解碼信號采樣值群集在第一象限。可是如果相反，檢測出同步信道或不是頻率脈沖串的其他信號，則閾值檢測器將利用依照本發明用于無線通信系統的CFBD來檢測一個不同的較小的閾值。這示于圖6，這時解碼的信號采樣值沿著I-Q平面上的單元圓分布。因此，對于這些信號采樣值，當信號采樣值的各正交分量，例如I分量和Q分量是獨立濾波時，如圖1中實施例所示，對于每個濾波分量，將產生一個較小的幅值。與可發送的其他的信道或信號相不同，通過選擇一個適合的閾值或信號電平，閾值檢測器可能檢測出一個FCCH或頻率脈沖串的存在。
依照本發明用于無線通信系統的CFBD，例如示于圖1并已說明的實施例，提供了許多優點。比起通常用來完成匹配濾波的數字信號處理器或其它的協處理器，這樣一個檢測器的硬件復雜程度是比較低的。當然，依照本發明用于無線通信系統CFBD的另一個實施例可包含一個編程的DSP，例如用來數字地實現如上述的信號濾波和幅度檢測。同樣地，比起現有技術方法，依照本發明的方法，結果是消耗比較小的功率。利用依照本發明用于無線通信系統的CFBD，在移動臺的峰值加載期間也可提供好處。依照本發明用于無線通信系統的CFBD可被使用，因此，移動臺相當有限的計算資源可被用來完成其他的信號處理操作，例如語音編碼/解碼，信道編碼/解碼，語音識別等。
雖然依照本發明的方法可以使用在無線通信系統的許多不同的方面，在一個實施例中，例如一個包含依照本發明的CFBD的移動臺，CFBD可用來檢測頻率脈沖串的存在。因此，在一個實施例中，依照本發明用于無線通信系統的CFBD可用于頻率校正信道和一個相關器檢測器的粗檢測，比如可用一個DSP來實現，作為例子，可用來進一步證實同步信道的存在。同樣，當檢測到試驗性的頻率校正信道后，依照本發明用于無線通信系統的CFBD可調用一個“中斷”到數字信號處理器或其他的協處理器，然后可能開始進行同步信道的“細”檢測。運用這種技術，移動臺的有效計算資源可被節省用于其它的信號處理工作，例如，在峰值加載期間的工作。同樣地，依照本發明用于無線通信系統的CFBD可在移動臺的再同步操作期間被采用。例如，當一個移動臺從第一基地臺的一個實際“單元”或邊界跨入第二基地臺的單元或邊界時，盡管移動臺和第一基地臺還保持聯系，依照本發明用于無線通信系統的CFBD可用來檢測來自第二基地臺的頻率脈沖串。
圖7表示一個矢量處理器或協處理器1000，它用來實現依照本發明用于無線通訊系統的CFBD的實施例。使用數字信號處理，這樣一個矢量協處理器可用來實現依照本發明用于無線通信系統的CFBD的實施例，可是普通的技術人員將會理解，其它的矢量協處理器，也是可用來實現依照本發明的用于無線通信系統的CFB-D，并且本發明并不局限于這個特定的矢量協處器的范圍內。此外，另外的實施例可處理不是二進制數字信號的信號來完成對頻率脈沖串的檢測。
示于圖7的矢量協處理器1000包括一個高速緩沖存儲器或RAM1000，一個CORDIC處理器1300和一個算術邏輯單元(ALU)1400。CORDIC處理器在技術上是已知的，例如，在以下文章中已作說明由J.E.Volde撰寫發表在1959年9月IRE電子計算機會刊上的“CORDIC三角計算技術”和由Yu Hen Hu撰寫發表在1992年7月IEEE信號處理雜志上的“用于數字信號處理的基于CORDIC的VLSI結構。如圖7所示，高速緩沖存儲器1100，CORDIC處理器1300和ALU1400通過信號總線2100來連接，例如該總線能夠傳送16位字，但本發明的范圍在這方面并未受到限制。矢量協處理器1000還包括寄存器1150，寄存器1200，多路復用路(MUX)1600和1700，寄存器1900和2000，和多路復用器1800，其連接如圖7所示。
現在通過圖8所示的流程圖來說明和圖解矢量協處理器1000的工作，該處理器是為了實現依照本發明用于無線通信系統CF-BD的實施例的。正如流程圖所示，首先，一個數字信號值(dθ加90°)可裝入寄存器1200。在這個特定的實施例中，這個信號值表示要加到一個基帶信號采樣值的相位補償或相位偏移，已知上述，它包括“解旋轉”90°。裝入寄存器1200的信號值可由ALU1400累加，經過MUX1600和MUX1700，將此結果存入寄存器1900。存儲在寄存器1900內的累加的角度現在可用來調節第一基帶信號采樣值的相位，在本文圖7的RAM1100中表示為I(0)，Q(0)。經過信號總線2100可從RAM或高速緩沖存儲器1100將第一基帶信號采樣值提供給CORDIC處理器1300，對于這個特定的實施例經A/D變換后，那里所有基帶信號采樣值可被存儲，例如存在存儲器區段“mem 1”中。同樣地，寄存器1900連接到CORDIC處理器1300，以便將用于CORDIC處理器1300的旋轉量作為一個信號施加到從RAM1100得到的基帶信號采樣。基帶信號采樣值可提供到信號總線2100，以便它可最后存儲在RAM1100內。在圖7中，這個數字信號值表示為I′(0)，Q′(0)并儲存在存儲器區段“mem 3”中。圖8中所示的流程圖，當然省略了有關精確的存儲器位置的細節，這里存儲的信號采樣值僅是為了說明的目的。正如示于圖8的流程圖所進一步說明的那樣，在這個實施例中，這個過程將繼續直到所有基帶信號采樣值在相位上已被調節。為了完成這一點，存儲在寄存器1900的先前積累的結果現在經過MUX1700提供給ALU1400，而數字信加值，(dθ加90°)，經過寄存器1200和MUX1600再次提供給ALU1400，因此要加到I(1)，Q(1)的相位調節量例如是兩倍于所估計的相位偏移，dθ，加上一個解旋轉180°。當然，如前所述，基帶信號采樣值可通過完全分開的處理來解碼，并且解碼的信號采樣值可直接地提供給依照本發明用于無線通信系統的CFBD的其它實施例。
在得到解碼的信號采樣值后，則所得的解碼信號采樣值的各正交分量可被濾除。這可使用示于圖7的結構來完成如下。根據特定的實施例，一個計數器(未示出)可置0而一個指針，例如示于圖7中的指針55，可設置到RAM1100內包含解碼的信號采樣值的第一地址，例如“mem 3”。通過信號總線2100和MUX1600，信號采樣值的分量可提供給ALU1400。同樣地，通過MUX1700，寄存器1900的當前內容可提供給ALU1400來完成遞歸的或迭代的處理。對于第一解碼信號采樣，寄存器1900可設置為0。在這個實施例里，解碼信號的I分量可首先利用ALU1400累加。這可通過對計數器連續地計數和將指針移動到RAM1100內的下一個存儲器地址來完成，該地址包含下一個同相分量。通常，這可能包含指針增加為2，假設解碼信號采樣值和正存儲在相鄰近存儲器位置的每個信號采樣值的同相和正交分量是連續存儲的，雖然本發明不限于這些實現細節的范圍內。同樣地寄存器1100可包含一個“窗口尺寸”，它可按特定的的實施例來調節。因此，計數器可以增加直到計數器達到窗口尺寸。有關窗口尺寸選擇的考慮以后將更詳細地說明。執行上述循環，在計數器達到這個特定實施例的窗口尺寸后，寄存器1900將包含解碼信號采樣的全部同相分量的和。當然可以理解，其它的濾波器，例如各種低通濾波器，可使用ALU1400而不是簡單地使用解碼信號采樣的全部同相分量的移動平均濾波器來實現。
在解碼信號采樣值的同相分量已被濾波后，如上所述，則解碼信號采樣值的濾波分量的大小也就確定，如圖7所示，在圖7中，這是用MUX1800來說明的，在圖7中用S表示的寄存器1900的符號位，其提供給ALU1400。如果解碼信號采樣濾波的同相分量是負的，如存儲在寄存器1900的信號值符號位所指示的那樣，則存儲在寄存器1900的信號值經過MUX1700返回到ALU1400，因此該信號值的“二進制反碼”可被確定并存入寄存器2000。另一方面，如果信號值的值不是負的，則該信號值可存入寄存器2000而不取“二進制補碼”。如圖9所示，在解碼信號采樣值濾波的同相分量的大小確定后，對于解碼信號采樣值的正交分量就可重復同樣的過程。因此，可用算術邏輯單元1400對正交分量濾波，并檢測幅值，如上述。如圖9所示，這個過程完成后，寄存器1900中包含的信號值的和(它包含解碼信號采樣正交分量“絕對”濾波的幅度)，可與寄存器2000中包含的信號值相加。(它包含解碼信號采樣值濾波的同相分量的“絕對”幅度)。最后，一個閾值值或信號電平可被裝入寄存器1200并經過MUX1600提供給ALU1400，而解碼信號采樣值濾波的正交分量幅度的疊加和積累可經過MUX1700提供給ALU1400。如前所述，在其它的實施例中，僅對解碼信號采樣值的一個分量進行濾波就足夠了。對于這些其它的實施例，由于按結構組合幅度是不考慮的，所以不要求檢測濾波的各正交的分量的幅度。同樣地，為方便起見，根據這個特定的實施例，閾值檢測可包括將濾波分量與一個負的數字信號值或電平比較，例如使用ALU1400。
在閾檢測定后，如果符合閾值，則為圖9所示，比如起動一個中斷到一個附加的處理器，例如對于GSM，同步信號相關就可以開始。在本文中，符合或超過閾值指的是有一個幅度超過閾值信號電平的幅度，然而，如前所述，這可以方便地用負信號以及正信號來完成，如前已指出，這取決于特定的實施例。另一方面，如果沒有達到門限，則如前所述指針將會增加以使解碼信號采樣值的下一個相繼的“窗口”得到濾波，如圖8和9所示。
在一個使用“窗口”的實施例中，如前所述，當完成成對信號采樣值的下一個窗口的計算時，為了節省計算時間和功耗，可利用一個方便的方法，即簡單地將下一個信號采樣值的一個分量加到以前存儲的信號采樣分量的總和，比如I分量或是Q分量，當然，這取決于特定的總和與特定的實施例；以及所存儲的總和中減“最早的”即從總和中減去第一信號采樣分量。因此，可以得到下一個窗口值而不用重復地相加信號采樣分量值。
依照本發明用于無線通信系統的CFBD的另一方面涉及“窗口尺寸”的選擇，如前所述，窗口尺寸涉及對解碼信號采樣的各正交分量的濾波。雖然本發明不限于一個特定窗口尺寸的范圍，窗口尺寸的選擇仍可包括各種考慮間的折中。如果使用一個比較大或長的信號采樣窗口，例如接近頻率脈沖串預期的信號采樣長度，則用于檢測的信號電平可被設置成相當高。這將減少頻率脈沖錯誤檢測的可能。然而，當一個頻率脈沖串出現時，這也增加了不能檢測到具有良好邊界條件的頻率脈沖串的可能性。另一方面，窗口尺寸可選擇成相當小，這將減少了不能檢測到頻率脈沖串的可能性，但也增加了錯誤檢測的可能性。
涉及窗口尺寸的另一方面是與相位補償有關，如圖4所示并在先前詳細討論的那樣，雖然本發明不限于這方面的范圍，但在依照本發明用于無線通信系統的CFBD實施例中希望提供相位補償。然而對于不提供相位被償的那些實施例，希望在開始使用一個比較小的窗口尺寸來對解碼信號采樣值的各正交分量濾波。在這樣一個實施例中，一個未被償的振蕩器頻率偏移誤差可對I-Q平面內所希望的解碼信號采樣值聚集產生不良影響，如圖5所示，并且因此至少稍微降低了依照本發明用于無線通信系統的CFBD實施例的性能。更具體地，由于振蕩器頻率偏移誤差的存在，解碼信號采樣值不太可能聚集，而更可能是沿著I-Q平面內一個單位園的園周相互間隔分布。如果振蕩頻率偏移誤差大量積累，則解碼信號采樣值將會與I或Q軸相交，會影響實際操作中的一個濾波正交分量。即使是在未被償的振蕩頻率偏移誤差積累存在的情況下，使用較小的窗口尺寸也將增加檢測較小信號電平的可能性，因此將仍然得到滿意的性能。
在依照本發明用于無線通信系統的CFBD另一個實施例中，可同樣地使用一個自適應的窗口尺寸，在這樣一個實施例中，如前所述，一個比較小的窗口尺寸可首先用于檢測頻率脈沖串。在試驗性地識別了頻率脈沖串后，會在檢測的脈沖串的基礎上估計振蕩頻率或相位偏移誤差。例如這可依照一個用于無線通信系統的振蕩頻率偏移誤差估計器來完成，雖然本發明并不限制這方面的范圍。然而，用一個有效的技術估算出相位或頻率偏移誤差后，則信號采樣值可得到校正或相位補償，而一個較大的窗口尺寸可用來證實頻率脈沖串的存在。如果證實了頻率脈沖串，就會產生進一步信號處理。這個方法的一個優點與檢查相當大的相位或頻率失調誤差出現的情況有關。對于依照本發明的CFBD的一個實施例，一個相對較小的窗口尺寸比起一個相對較大的窗口尺寸能提供更好的頻率脈沖串檢測結果，可是如前所述，錯誤檢測率也會隨著更小的窗口而增加。另一方面，在相位或頻率偏移非常小的的場合，較大的窗口會提供更好的頻率脈沖串檢測結果。圖10示出了各種可選擇方法的頻率脈沖串檢測結果，這些方法與窗口尺寸和相位或頻率偏移有關。前面說明的自適應方法使用選擇尺寸的窗口的有利情況來檢測頻率脈沖串。
現在可以理解已經說明的依照本發明用于無線通信系統的CFBD的實施例。如前所述，基帶信號采樣值在這里順序地進行相位調節，濾除解碼信號采樣值的同相分量并檢測其幅度，按結構組合并進行閾值檢測這兩個幅度，但本發明并不局限于這個特定實施例的范圍。為了利用與示于圖7的結構有關的性能，選擇這個特定的操作序列。然而可以使用許多可能的結構和許多可能的操作序列。例如，在開始對解碼信號采樣濾波之前，在某一時刻對一個單獨的基帶信號采樣進行相位調節，同時對一個單獨的解碼信號采樣值進行濾波，而不對所有基帶信號采樣值反復地進行相位調節。同樣地，與前面所說的方法不同，同相分量和正交分量的濾波可在檢測那些濾波分量的幅度之前來完成。此外，如前所述，在另一個實施例中，可僅濾除一個分量，或是代替處理基帶信號采樣值，直接提供解碼信號采樣。所有這些可能的方法都將包括在附加的權利要求書內。
檢測無線通信系統發送的基帶信號中的頻率脈沖串的方法可用以下方式來完成。頻率脈沖串在無線通信系統的接收端得到檢測，經過無線通信系統發送的基帶信號的相位一可進行處理來得到一個解碼的信號。通常，這可以通過將基帶信號變換為基帶信號采樣值，例如使用A/D變換，然后調節基帶信號采樣值的相位來完成。但本發明的范圍不限于這一方面。例如，示于圖7的一個CORDIC處理器可用來完成相位調節。這產生了解碼信號采樣值，雖然如前所述，在其它的實施例中該相位調節可被省略。同樣地，根據特定的實施例，相位調節可包括解旋轉或相位補償，如前所述。根據該特定的實施例，由基帶信號得出的解碼信號采樣值的一個分量或各正交分量可被濾除，例如移動平均濾波。在沒有產生離散信號采樣值的實施例中，解碼信號的一個分量或兩個正交分量可被濾波。通常，同相分量和正交分量是被分別地濾波。可以檢測出解碼信號采樣值濾波的各正交分量的幅度。這可以多種方法進行以方便地對濾波的各正交分量幅度按結構組合。然而在對一個分量濾波的其它實施例中，這個步驟可以省略。組合的幅度可用閾值檢測來確定是否已檢測出頻率脈沖串。可是在對一個分量濾波的其它實施例中，該濾波的分量可直接地閾值檢測。
這里已經圖解和說明了本發明的某些特點，本領域的技術人員還會想到許多修改，替換，變化或等效的地方。所以可以理解希望如同適合本發明的真正精神一樣，附加的權利要求書意在覆蓋有這些修改和變化。
權利要求
1.一種在無線通信系統的接收端檢測經該無線通信系統發送的基帶信號中的頻率脈沖串串的方法，其特征在于，它包括以下步驟對從經過無線通信系統發送的基帶信號得出的解碼信號取樣值的一個分量進行移動平均濾波；以及對所濾波的分量實行閾值操作。
2.一種在無線通信系統的接收端檢測經該無線通信系統發送的基帶信號中的頻率脈沖串串的方法，其特征在于，它包括以下步驟以從經該無線通信系統發送的基帶信號中得出的解碼信號取樣值的正交的各分量進行單獨濾波；對單獨濾波的各正交分量的幅值按結構合并以及將按結構合并的幅值進行閾值操作。
3.權利要求2的方法，在濾波步驟之前進一步包括以下步驟從經無線通信系統發送的基帶信號中導出解碼信號的取樣值。
4.在權利要求3的方法中，所述導出步驟包括以下步驟將基帶信號變換成基帶信號取樣值；以及調節基帶信號取樣值的相位。
5.在權利要求4的方法中，對解碼信號的取樣值的正交的各分量單獨進行濾波的步驟包括對解碼信號的取樣值的同相分量和正交相位分量進行單獨地濾波。
6.在權利要求5的方法中，單獨地對同相分量和正交相位分量濾波的步驟包括單獨地同相分量和正交相位分量進行移動平均濾波。
7.在權利要求4的方法中，按結構將單獨濾波的這些正交的分量的幅值進行合并的步驟包括檢測每一個單獨濾波的正交的分量的符號；對任一負的濾波正交分量求補以便獲得它的幅值；以及合并這些單獨濾波的正交分量的幅值。
8.一種用于無線通信系統接收端的集成電路，其特征在于，它包括一個用于對一個被解碼的信號取樣值的一個分量進行濾波的數字信號濾波器(例如300，400)，所述解碼的信號取樣值是從經無線通信系統發送的一個基帶信號中得出的；以及一個用于相對于一個基本預定的信號電平對解碼信號的取樣值的濾波分量的信號電平實行閾值操作的閾值檢測器。
9.一種用于無線通信系統的接收端的集成電路，其特征在于，它包括一個用于對解碼信號的取樣值的正交的各分量進行濾波的數字信號濾波器(例如，300，400)，所述解碼信號的取樣值是從經無線通信系統發送的一個基帶信號中得出的；一個用于按結構合并該濾波的各正交分量的幅值的累加器(例如，700)；以及一個用于相對于一個基本預定的信號電平對按結構合并的這些幅值的信號電平進行閾值操作的閾值檢測器。
10.權利要求9的集成電路進一步包括一個用于調節從經無線通信系統發送的基帶信號中得出的基帶信號樣值的相位，從而產生解碼信號樣值的數字信號移相器(例如，100)。
全文摘要
簡單地說，依照本發明的一個實施例，用于無線通信系統接收端的一個集成電路，其特點在于它包含一個數字濾波器(例如300，400)，它用于對解碼的信號采樣值的一個分量進行濾波，該解碼的信號采樣值是從無線通信系統發送的。基帶信號中得出的；以及一個閾值檢測器，它用于根據一個實際上預定的電平來限定解碼信號采樣值的濾波分量的信號電平。
文檔編號H04B7/26GK1138814SQ95120909
公開日1996年12月25日 申請日期1995年12月15日 優先權日1994年12月16日
發明者默哈麥德·沙里夫·莫賓 申請人:美國電報電話公司