用于有線通信系統的頻率脈沖串的粗檢測器的制作方法

專利名稱：用于有線通信系統的頻率脈沖串的粗檢測器的制作方法
技術領域：
本發明涉及通信系統，尤其涉及有線通信系統。
許多眾所周知的通信信令技術正在全球使用，其中一例就是高斯最小相移鍵控(GMSK)。這種形式相位調制的一個優點是允許使用幅度不變的調制器。因此，非線性載頻功率放大器通過利用這種調相技術可以通信系統中使用。
使用GMSK的通信系統中的一個普遍存在的問題是頻率檢測。一個原因是在發射機或接收機中通常使用的振蕩器由于考慮成本、電路的復雜性以及其它原因并不是理想的。因此，在這樣的通信系統中很難“鎖定”到該通信系統滿意地工作所需的恰當的載頻。一種可以使用的方法包括發射一個可以在該通信系統的接收終端使用的已知信號的頻率短脈沖串用來進行頻率校準。在數字系統中，一種這樣的頻率校準脈沖串可以包括許多連續的數字抽樣，如或者是許多連續的“1”，或者是許多連續的“0”。然而，即使這個方法也有缺點。例如，為了“鎖定”到與這一預定頻率校準短脈沖串相應的頻率，通常要利用完備匹配濾波，例如，由David Borth Phillip Raskey于1991年3月27-30日在亞利桑那州的斯卡爾斯代爾舉行的計算機與通信的鳳凰會議會議錄中發表的“莫托羅拉泛歐洲數字蜂窩合法移動的信號處理狀況”中所記述的完全匹配濾波方法。在這種情況下應用匹配濾波的缺點在于，它費時間，在通常具有有限計算能力的某種環境，如常規接收機中，可能消耗很大的功率并阻塞計算資源。因此，對于費時少、耗能小或計算不太密集的有線通信系統中所發送的信號需要一種技術來執行頻率短脈沖串檢測。
簡單地說，根據本發明的一個實施例，一種用于在有線通信系統的接收端的頻率短脈沖串機檢測器的特征在于，它包括一個對解碼信號取樣值的分量進行濾波的數字信號濾波器，該解碼信號取樣值是從經有線通信系統所發送的基帶信號中得出的；以及一個閾值檢測器，用于根據一個基本上預定的電平限制解碼信號取樣值的濾波分量的信號電平。簡言之，根據另一實施例，在有線通信系統的接收端檢測經該有線通信系統發送的基帶信號中的頻率短脈沖串的方法的特征在于包括以下步驟從經有線通信系統發送的基帶信號得出的解碼信號分量進行濾波；以及對該濾波分量進行限制。簡言之，根據本發明的另一實施例，用于有線通信系統的接收端的一個頻率短脈沖串粗檢測器的特征在于，它包括一個用于對一個解碼信號取樣值的量濾波的數字信號濾波器，該解碼信號取樣值來自經該有線通信系統發送的基帶信號；以及一個用于根據一個大體上預定的信號電平對解碼信號取樣值分量濾波的信號電平進行限制的閾值檢測器。簡言之，根據本發明另一實施例，一種在有線通信系統的接收端檢測經該有線通信系統發送的基帶信號中的頻率短脈沖串的方法的特征在于，它包括以下步驟單獨地對來自經該有線通信系統發送的基帶信號的解碼信號取樣值的正交分量進行濾波；從構造上等單獨濾波的正交分量的幅度組合起來；并對從構造上組合的幅度進行限制。
雖然本發明的要點在本說明的結論部分被詳細指出并明確地提出權利要求，但是，本發明的有關的結構和操作方法，連同它的特征、目的和優點通過在閱讀附圖時參考下面的詳細說明可以更好地理解，其中

圖1是一個根據本發明用于有線通信系統的一種頻率脈沖串粗檢測器(CFBD)的示意圖。
圖2是一個像可以用于有線通信系統的頻率短脈沖串的實施例的示意圖。所說明的頻率短脈沖串可以通過用于根據本發明的有線通信系統的頻率短脈沖串粗檢測器(CFBD)檢測。
圖3是一個最小相移鍵控(MSK)信號在同相/正交(I-Q)平面中“理想化了”的信號構象。這樣的信號構象可以代表使用高斯最小相移鍵控(GMSK)得出的一個信令方案。
圖4，5和6是用以說明根據本發明的有線通信系統的頻率脈沖串粗檢測器(CFBD)的一個實施例的各種工作狀況的同相/正交(I-Q)平面中信號取樣值圖。
圖7是說明根據本發明的有線通信系統的一種頻率脈沖串粗檢測器(CFBD)的一個具體實施例示意圖，而圖8和9是說明這一實施例的流程圖。
圖10是說明有關通過根據本發明的有線通信系統的一種頻率脈沖粗檢測器(CFBD)的一個實施例所獲得的結果的窗口尺寸和相位或頻移誤差的變化的潛在效應示意圖。
如以前所述，在有線通信系統中可用頻率脈沖進行頻率檢測或校正。如圖2所示，所說明的頻率脈沖的實施例包括以預定數目的連續“0”信號的形式出現的頻率校正數據脈沖或頻率脈沖。當然，本發明并沒有限制在具有這一具體信號結構的頻率脈沖的范圍。作為一個例子，另一方面也可以使用包括全“1”的頻率短脈沖。但是，所說明的具體實施例產生一個可以用于該有線通信系統的接收端的載頻的基本上恒定的頻移用來進行頻率校正。
在該基帶中一種有用的信號調制形式稱作高斯最小相移鍵控(GMSK)。GMSK在由J.B.Anderson，T.Aulin和C.E.Sundberg所寫可從全會上獲得的“數字相位調制”一文中以及在前面所提到的Borth和Raskty的論文中作了更詳細的說明。但本發明并沒有限制在GMSK或MSK的范圍內。例如，另一方面，用于根據本發明的有線通信系統的頻率脈沖串檢測器(CFBD)的一個實施例可以與各式各樣的調制方案一起使用，如最小相移鍵控(MSK)或差分正交相移鍵控(DQPSK)。
在一個指定的GSM GMSK發射機中，輸入的二進制數字信號或比特流被差分編碼并加到具有高斯脈沖響應函數的濾波器上，然后進行FM調制。該高斯濾波濾形被傳送到一個FM調制器，該調制器對每個被發送的NRZ(不歸零)信號產生一個正的或負的π/2弧度或90°相位移，這種形式的信號調制的一個優點就是允許使用一種幅度不變的調制器并用于“譜效率”。因此，非線性載波頻率功率放大器可以用在有線通信系統的發射端和接收端。
圖3說明“零”信號頻率脈沖串的同相/正交(I-Q)平面中的一個“理想化的”信號構象，它已根據GSM GMSK所規定的調制在有線信號路徑或在有線通信系統中進行信號傳輸的基帶中被編碼。在本文中，有線通信系統指的是具有發射端和接收端的通信系統，其中信號從發射端經過有線信號路徑發射到接收端。有線信號路徑的例子包含一個包括同軸電纜、雙扭銅線、光纖(和/或它們的任何組合)的信號路徑。在有線信號路徑的接收端，對載頻下變頻之后，如圖3所說明每個差分編碼的比特或二進制數字信號值將在I-Q平面中產生一個+π/2弧度或90°的相移，這與在I-Q平面中將發送的二進制數據信號“0”的數據流反時針旋轉相對應。全為“1”的頻率脈沖串的發送對應于順時針。這可以等效于當發送全為“0”的頻率脈沖時，將用來通過有線信號路徑發送基帶信號的載頻信號移相+B/4的值，而當發送全為“1”的頻率脈沖時用移相-B/4，其中B是所發送的數據信號流的比特率。在接收端，進行下變頻之后，所發送的信號可以通過使基帶信號“反旋”，然后使它通過一個最小的最小二乘方誤差(MLSE)均衡器來恢復。更具體地說，關于“反旋轉”，可以是將一經有線信號路徑發送的每個被編碼的數字信號取樣值順時針旋轉90°。這也可以等效于在該時域內將基帶信號與e-jπK/2相乘，此處K＝1，2，3……。當然，大家懂得，本發明范圍不限于特定方向的旋轉或反旋轉。這將至少部分取決于所使用的具體的信令方案。
在接收端，可以通過檢索頻率脈沖的實際信道來獲得載頻。但是，這種方法的問題是要求相當大的計算資源以便以先進的方法檢測該頻率脈沖。例如，可以使用完全匹配濾波(方法)。這在具有有限計算資源的環境中會成為一突出的問題，例如在信號發送或信號接收期間可能出現的接收機的峰值信號加載期間。
根據本發明的有線通信系統的頻率脈沖串檢測器(CFBD)可以用來在有線通信系統接收端檢測，如在基帶信號中的頻率脈沖，例如，在接收和下變頻之后所發送的信號，而不進行完全匹配濾波。圖1是根據本發明的有線通信系統的頻率脈沖串檢測器(CFBD)的一個實施例950的方框圖。在接收端，所發送的信號如根據GM-SK在基帶中加有被編碼信號的載頻信號首先被進行下變頻。像通過接收機進行的信號的下變頻已眾所周知，并且在這里無須說明。在下變頻之后，該信號以基帶信號的形式被提供。通常，一旦發送的信號被下變頻，這個下變頻的信號可以通過基帶CODEC(編碼譯碼器)被數字化。進行這樣A/D變換的下變頻器和CODEC的一個例子包括W2020型GSM收發信機和DSP1088型GSM變換信號處理器，這兩種設備都可從AT&T公司買到，但本發明在這方面并不限制在這個范圍內。此外，本發明也不限于進行A/D變換從而進行數字信號處理的一個實施例的范圍內。另一方面，根據本發明的有線通信系統的頻率脈沖串檢測器也可不用A/D變換進行模擬域內的信號處理。同樣，本發明的范圍并不限于在該信號路徑的一個特定的點進行A/D變換。例如，A/D變換可以在信號路徑中的前部，如在該載頻撤銷之前進行，或在信號路徑中的后部進行，這取決于特定的實施例。
如圖1的方框圖所說明，根據本發明，在用于有線通信系統的CFBD中，在A/D變換之后獲得的基帶信號采樣值，可以進行相位調整，但本發明的范圍不限于此。如圖1所說的基帶信號取樣值的相位調整是通過移相器或調節器100來實現的；但是，在另一個實施例中，移相器100可以省略，如在下面更詳細地說明那樣。移相器100的反旋轉裝置120對基帶信號取樣值提供-90°或-π/2弧度的移相。如前所述，這叫做“反旋”。反旋可通過在時域中使基帶信號取樣值與e-jπK/2相乘來實現，此處K＝0，1，2，3，……。進行反旋的精確特性至少部分取決于將要反旋的信號的環境和特性。因此，在這一特定的實施例中，基帶信號被變換為離散的信號樣值，如圖1所示，In表示特定的第幾個離散信號取樣值的同相分量，而Qn代表該信號取樣值的正交分量。并且反旋以例如如圖1所說明的形式被加在這些基帶信號取樣值上。在這種情況下，該信號樣值也稱做解碼信號，因為在該有線信號路徑上發送之前，被反旋的基帶信號取樣值的處理有效取消了加在該特定實施例的基帶中信號上的GMSK調制。
如圖1所說明，移相器100進一步包含進行相位補償的相移補償器110。如前所述，相位補償也可以在A/D變換之后加到基帶信號上。例如，可以獲取在圖1中用dθ表示的振蕩器頻移誤差的估值，并且該估算可以用來進行相位補償，但根據本發明的有線通信系統的CFBD的范圍并不限制在這一方面。此外，如以下更詳細地說明那樣，相位補償和反旋可同時用于每個基帶信號樣值。在這方面還可以使用許多不同的技術來進行相位補償和反旋。
圖4示出了相位補償器110存在的問題，其中，有線通信系統的CFBD的實施例包括一個相位補償器。如所述，可以獲得第一基帶信號樣值，如GMSK中的“0”信號，如圖4的矩形坐標中用(I1Q1)表示如所示，這個基帶信號取樣值可以包括一個初始相位誤差偏移Q0，該誤差偏移屬于，例如信號處理誤差或者是由于在發送機和接收機之間的延遲或由于與一個“取樣瞬間”的選擇相聯系的誤差偏移。如在圖2所示的頻率脈沖的實施例中，假定下一個基帶信號取樣值也是零信號，則下一個基帶信號取樣值也包括矩形坐標表示的(I2，Q2)。如所說明，雖然對于GMSK，在理論上(I2，Q2)相對于(I1，Q1)應成π/2 弧度或90°，如 所表示的那樣，但由于一種潛在的振蕩器頻率偏移誤差(如可能是通過使用振蕩器進行下變頻所引入的)，則可能產生圖4中用dθ表示的相位誤差。因此，相位補償器110對基帶信號取值提供相位補償以便補償(例如減小或消除)由于該相位誤差dθ引起的基帶信號樣值的誤差，后者是由振蕩器頻率偏移誤差所產生。因此，移相器100產生相位調節的基帶信號樣值，或相位補償、反旋的基帶信號樣值。由移相器或調節器100所產生的這些解碼信號取樣值如圖1所示分別包括同相分量和正交分量In1和Qn1。雖然根據本發明一個CFBD的實施例可以包含一個移相器，但如前所述，本發明范圍不限于此。例如，另一方面根據本發明，解碼信號取樣值可以直接提供給有線通信系統的CFBD。在這種情況下，基帶信號取樣值可以通過一種單獨處理或信號處理器進行解碼。例如，如果該基帶信號取樣值已被一個振蕩器頻率偏移誤差估算器處理，則該累加的振蕩器頻率偏移誤差的估算值已被消除的解碼信號取樣值可以被提供。同樣，在某些情況下，使用根據本發明的有線通信系統的CFBD可以獲得滿意的結果，而不需對該振蕩器頻率偏移誤差進行相位補償。
如前所述，在經過有線信號路徑發送的信號的下變頻之后，所獲得的基帶信號能變換成二進制數字信號樣值。雖然信號取樣值的分量I和Q能用來表示該信號取樣值，當然，在適當的環境下，該信號取樣分解成與I和Q不相同的信號分量也能提供滿意的特性。在這一特定的實施例中，信號樣值的I和Q分量通過移動平均(MA)濾波器300和400進行濾波以便分別提供該信號取樣值的移動平均分量I和移動平均分量Q。雖然在圖1中未說明，但如下面更詳細地說明那樣，在圖1中用N表示的與這些濾波器相聯系的“窗口尺寸”可以修改。例如，該窗口尺寸可以自適應地修改。
雖然圖1中將這些濾波器示意性地用兩個分離的濾波器來進行說明，但另一方面也可使用一個濾波器。在這樣的實施例中，第一個正交分量I分量可以被濾波，然后另一個分量，如Q分量被濾波。當然，在這些情況下需要存貯信號取樣值以便對這些正交分量進行濾波或處理。然后在這個實施例中，如通過絕對幅值檢測器500和600來確定解碼信號取樣的相應的被濾波的I和Q分量的幅值。然后，相應的被濾波的正交分量幅值通過累加器700按照一定的結構被疊加或合并，并提供給信號閾值檢測器800。
雖然，大家懂得。解碼信號取樣值的濾波后的正交分量值也可以通過其它技術來檢測。例如，濾波的正交分量可以平方。同樣，在另一實施例中，可以不必檢測被濾波的正交分量幅值以使它們可以按結構進行組合。例如，根據特定的信令方案，被濾波的正交分量能以某種形式產生，以使被濾波的正交分量可以進行求和或按結構合并。同樣，在某些情況下，通過只對被解碼的信號取樣值的一個分量進行濾波來檢測頻率脈沖就可得到滿意的結果。對于這些實施例，按結構合并這些幅值并不重要。
根據本發明的有線通信系統的CFBD的頻率脈沖的檢測取決于是否達到一個預定的信號閾值或信號電平。當然，該特定的信號電平取決于特定的實施例。例如，在只利用一個分量的實施例中，該信號電平可以是負值，并且“超過”該閾值的信號電平可以包含一個“更負的”的信號值。如前所述，當然，應該明白，根據本發明的有線通信系統的CFBD的范圍并不限于與GMSK一起使用。根據本發明的CFBD可以用于使用頻率脈沖信號的任何有線通信系統中。
上述方法的優點可以通過考慮，例如圖2中所說明的頻率脈沖的實施例以及GMSK所用的信號調制類型來說明；但如前所述，本發明的范圍不限制在這一方面。如前所述，這個頻率脈沖實施例包括一連串預定的連續零信號。同樣，如前所述，GMSK提供編碼，使得差分的零比特值可以至少部分地通過+90°或π/2弧度的相變來發送。因此，通過相位補償和反旋，如圖1所說明的實施例所示，差分的零比特值序列(如頻率脈沖)，考慮到例如由信號噪音產生的潛在誤差，應該在根據本發明的有線通信系統的CFBD的閾值檢測器中產生一個比較大的閾值。這示于圖5，在圖5的第一象限中，被解碼的信號取樣成串分布。但是，如果檢測到另一個該頻率脈沖不同的被發送的信號，則閾值檢測器使用本發明的有線通信系統的CFBD，應檢測到一個不同的、較小的閾值。這一點在圖6中被說明，在圖6中被解碼的信號取樣值分布在I-Q平面中的單位圓上。因此，對于這些信號取樣值，當這些信號取樣值的正交分量，如I分量和Q分量，是單獨濾波時，如圖1中的實施例所說明的那樣，對于每個被濾波的分量將產生一個較小的幅值。與可以在有線(通信系統)上發送的其它信號不同，通過選擇一個適當的閾值或信號電平，閾值檢測器就能檢測到頻率脈沖的存在。
如圖1所述的實施例以及前面所說明的那樣，根據本發明的有線通信系統的CFBD具備許多優點。與數字信號處理器或一般還要用來執行匹配濾波的其它協處理器相比，這樣的檢測器的硬件復雜性相當低。當然，根據本發明的有線通信系統的CFBD的另一實施例可以包括一個編程的DSP(數字信號處理器)以便數字地執行例如如前所述的信號濾波和振值檢測。同樣，因此，與現有技術方法相比，根據本發明的方法將消耗比較小的功率。利用本發明的有線通信系統的CFBD，在有線信號路徑接收端的峰值加載期間，也可以提供一些優點。例如，可以使用根據本發明的有線通信系統的CFBD，以便使接收端有限的計算資源能應用執行其它的信號處理操作，如語音編碼/解碼，信道編碼/解碼，語音識別等。
雖然根據本發明的一種方法能用于有線通信系統的許多不同的方面，在一個實施例中是包括本發明的CFBD的接收機，但CF-BD也能用來檢測一個頻率脈沖的存在。因此，在一個實施例中，根據本發明的有線通信系統的CFBD能用來對該頻率脈沖進行粗檢測，而一個相關檢測器(可用DSP來實現)，可以用來進一步證實其它預定信號方案的存在(如果發送的話)。同樣，在檢測試驗性的頻率脈沖時，根據本發明的有線通信的CFBD可以調用數字信號處理器或其它協處理器的“中斷”，然后，開始對頻率脈沖進行“精細”檢測。借助這一技術，就可以節省該接收機的重要的計算資源用于其它信號處理任務。
圖7說明一個用來實現根據本發明的有線通信系統的一個CFBD的實施例的向量處理器或協處理器1000。使用數字信號處理，這樣一種向量協處理器可以用來實現根據本發明的有線通信系統的一個CFBD的實施例；但是，正如熟悉該技術的人們所理解那樣，用來實現根據本發明的有線通信系統的CFBD的向量協處理器也是可能的，并且本發明的范圍并不限制在這一特定的向量協處理器。此外，另一個實施例可以處理不同于二進制數字信號的信號以進行該頻率脈沖的檢測。
圖7所說明的向量協處理器1000包括一個存貯器的超高速緩存或RAM(隨機存取存貯器)1100，一個CORDIC處理器1300和一個運算邏輯部件(ALU)1400。CORDIC處理器在該技術中已眾所周知，例如，J.E.Volde，1959年9月在IRE(美國無線電工程師學會)電子計算機事務處理(刊物)所刊載的“CORDIC三角學計算技術”以及Yu Hen Hu，1992年7月在IEEE信號處理雜志上刊登的“基于數字信號處理的VLSI結構的CORDIC”中所敘述的那樣。如圖7所說明的那樣，存貯器超高速緩存1100，CORDIC處理器1300和ALU1400是通過能發送，例如16位字(長)的信號總線2100連接起來，但本發明的范圍不限于此。向量協處理器1000進一步包括如圖7所說明的被連接起來的寄存器1150，寄存器1200，多路復用器(MUX)1600和1700，寄存器1900和2000，以及多路復用器(MUX)1800。
現在借助于圖8所示的流程圖來解釋和說明執行根據本發明的有線通信系統的CFBD的一個實施例的向量協處理器1000的操作。如該流程圖所說明的那樣，首先一個數字信號值(dθ加90°)可以裝入寄存器1200。在這一特定的實施例中，這個信號值表示要加到一個包括反旋90°的基帶信號取樣值，如前所述，的相位補償或相位偏移。裝入寄存器1200的信號值可以經MUX1600和MUX1700由ALU1400累加起來，并且將結果存貯在寄存器1900中。存貯在寄存器1900中的累加的角度現在可以用來調節第一基帶信號取樣值的相位，在這種情況下用圖7的RAM1100中的I(0)，Q(0)符號表示。在這一特定實施例的A/D變換以后，第一基帶信號取樣值可以通過信號總線2100從RAM或存貯器超高速緩存1100提供給CORDIC處理器1300。其中，所有的基帶信號樣值可存在存貯器部分“meml”中。同樣，寄存器1900與CORDIC處理器1300相連接以便提供一個用于CORDIC處理器1300的旋轉信號加到從RAM1100獲得的基帶信號取樣值上。然后，CORDIC處理器1300對基帶信號取樣值的處理所產生的信號取樣值可以提供給信號總線2100以便最后能存貯在RAM1100中。在圖7中這一數字信號值用I′(0)，Q′(0)表示，并存貯在存貯器部分“Mem3”。當然，圖8所示的流程圖省略了有關存貯信號取樣值的準確存貯器位置的細節，并僅用于說明的目的。如圖8所示的流程圖進一步說明的那樣，在這一實施例中，這一處理方法可以交替繼續直到所有的基帶信號取樣值的相位被調節為止。為達此目的，存貯在寄存器1900的以前累加的結果現在經MUX1700提供給ALU1400，在那里數字信號值，(dθ加90°)再一次經寄存器1200和MUX1600提供給ALU1400，以便使加到I(1)，Q(1)的相位調節量例如是估算的相位偏移dθ加一個180°的反旋值的兩倍。當然，如前所述，對于根據本發明的有線通信系統的CFBD的另一實施例基帶信號取樣值也可以通過一種完全單獨的處理或處理器解碼，并且解碼的信號取樣值可以直接地提供。
一旦得到解碼信號取樣值，所得到的解碼信號取樣值的正交分量就可以被濾波。如下所述，這一點可以通過使用圖7所示的結構來實現。依據特定的實施例，一個計數器可以設置為零，而如圖7所示的指針55可以設置為包含解碼信號取樣值的RAM1100中的第一地址，如“mem3”。經信號總線2100和MUX1600，信號取樣值的各分量可以提供給ALU1400。同樣，經MUX1700，寄存器1900的當前內容可以提供給ALU1400以便進行遞歸或迭代處理。例如，為了對第一解碼信號取樣值的I分量進行濾波，寄存器1900可以設置為零。因此，在這一實施例中，解碼信號取樣值的I分量可首先用ALU1400累加起來。這可以通過連續增加計數器和指針的值來實現，以便指示包含下一個同相分量的RAM1100中的下一個存貯器地址。一般這包括將指針增加到2，假定解碼信號取樣值是連續存貯的，每個信號取樣值的同相分量和正交分量存在相鄰的存貯器位置中。但本發明范圍并不限于這些具體的細節。同樣，寄存器1100可以包含能根據特定的實施例進行調節的“窗口尺寸”。因此，計數器可以增加直到達到窗口尺寸為止。關于該窗口尺寸應考慮的問題將在下面詳細說明。通過執行前面所述的循環，當計數器達到在這一特定的實施例中的窗口尺寸時，寄存器1900應包含“窗口”中所有解碼信號取樣值的同相分量的總和。當然，應當明白，除解碼信號樣值的同相分量的一個移動平均濾波器，如低通濾波外，其它的濾波器可用ALU1400來實現。
如前所述，解碼信號取樣值的同相分量已被濾波后，如圖7所說明的那樣，解碼信號取樣值的濾波分量的幅值就能確定。在圖7中，這是通過MUX1800來實現的，在MUX1800中，寄存器1900的符號位(在圖7中用符號S表示)提供給ALU1400。如果解碼信號取樣值的濾波同相分量為負，即如由存貯在寄存器1900中的該信號值的符號位所指示的那樣，則存貯在寄存器1900中的信號值就經MUX1700送回ALU1400，以確定那個信號值的“補碼”(onescomp lement)并存貯在寄存器2000中。另一方面，如果該信號值幅值不為負，則信號值就可以存貯在寄存器2000中，而不需求“補碼”。如圖9所示，解碼信號取樣值的濾波后的同相分量的幅值被確定后，可對于解碼信號取樣值的正交分量重復同樣的處理步驟。因此，正交分量可以通過ALU1400進行濾波，并如前所述檢測其幅值。如圖9所說明的那樣，這一處理步驟完成后，包含在其中存有該解碼信號取樣值的正交分量的經濾波的“絕對”值的寄存器1900中的信號值可以與包含在其中存有解碼信號取樣值的濾波的同相分量的“絕對”值的寄存器2000中的信號值相加，或合并。最后，閾值或信號電平可以裝入寄存器1200，并經過MUX1600提供ALU1400，而解碼的信號取樣值的濾波后的正交分量幅值的疊加或累加值經過MUX1700可以提供給ALU1400。如前所述，在另一實施例中，只對該解碼信號取樣值的一個分量進行濾波就足夠了。因此，對這些實施例，可以不要求檢測被濾波的正交分量的幅值，因為并沒有期待將這些分量的幅值按結構合并起來。同樣，為方便起見，根據特定的實施例，閾值檢測可以包括如使用ALU1400將濾波的分量與一個負的數字信號值或電平進行比較。
經與閾值比較后，如果滿足閾值，則如圖9所述，起動到另一附加的處理器的中斷，以便可以開始進行精細的相關。在這種情況下，滿足或超過該閾值指的是幅值超過閾值信號電平的幅值；但是，如前所示，這一點可以根據特定的實施例用負信號以及正信號很方便地實現，另一方面，如果達不到該閾值，那末，如前所述，使指針增加，使得解碼信號取樣值的下一連續的“窗口”可以被濾波，如圖8和9所述。
在使用如前所述“窗口”的實施例中，當執行信號取樣值的下一個窗口的計算時，為節省計算時間和功率利用率，一種方便的方法可包括將下一個信號取樣值的一個分量簡單地加到以前所存貯的信號取樣值分量的和值中，(是分量I還是分量Q，當然，要取決于特定的和值和特定的實施例)并從所存貯的總和中減去最老的值或從該總和中減去第一信號取樣值分量。因此，可以獲得下一窗口值而不必重復地對中間的信號取樣值分量進行反復地求和。
根據本發明，用于有線通信系統的CFBD的另一方面涉及“窗口尺寸”的選擇。如前所指，窗口尺寸與解碼信號取樣值的正交分量的濾波有關。雖然本發明的范圍并不限于某一特定的窗口尺寸，但窗口尺寸的選擇還是要涉及各種考慮之間的折衷方案。例如，如果使用比較大的或長的信號取樣“窗口”，如接近所期望的頻率脈沖的信號取樣值長度，則用來檢測的信號電平可以設置得相對較高。這樣應減小不真實的頻率脈沖檢測的潛在的可能性；但是，當一個頻率脈沖串出現時，也可能增加檢測不到具有良好的邊界條件的頻率脈沖串的可能性。另一方面，該窗口尺寸可以選擇相對較小。這就應減小未能檢測到頻率脈沖串的可能性，但也會增加錯誤檢測的可能性。
與窗口尺寸有關的另一方面涉及相位補償。如圖4中所述以及以前詳細地討論的那樣，在根據本發明的有線通信系統的一個CFBD的實施例中希望提供相位補償，但本發明的范圍并不限制在這一方面。但是，對于那些不提供相位補償的實施例，可能希望在最初使用一種相對小的窗口尺寸以便對解碼的信號取樣值的正交分量進行濾波。在這樣的一個實施例中，如圖5所說明的那樣，一個未補償的振蕩器頻率偏移誤差可能對在I-Q平面中所希望的解碼信號取樣值的串產生不利的影響，而且，至少會稍微降低(惡化)根據本發明的有線通信系統的一種CFBD的實施例的特性。更準確地說，由于振蕩器頻率偏移誤差的存在，解碼信號取樣值成串分布的可能性較小而沿著I-Q平面的單位圓的圓周相互間隔分布的可能性較大。如果振蕩器頻率偏移誤差大量累加，則解碼信號取樣值可能與I或Q軸相交，在實際操作中可能影響一個被濾波的正交分量。但是，若使用一種較小的窗口尺寸，即使存在未補償的振蕩器頻率偏移誤差的累加，也會增加對較小信號電平檢測的可能性。因此，盡管如此，也會產生滿意的特性。
此外在另一個根據本發明的有線通信系統的一個CFBD的實施例中，同樣可以使用一個自適應的窗口尺寸。在這樣一個實施例中，如前所述，一種相對小的窗口尺寸可以首先用于頻率脈沖的檢測。當頻率脈沖被試驗性地識別后，振蕩器頻率或相位偏移誤差就可以根據檢測到的脈沖進行估算。例如，這可以根據本發明的有線通信系統的振蕩器頻率偏移誤差估計器來完成，但本發明的范圍不限制在這一方面。盡管如此，在相位或頻率偏移誤差通過一種可行的技術被估算后，信號取樣值可被校正或進行相位被補償，然后用一個相對大的窗口尺寸能來確認該頻率脈沖的存在。如果證實該頻率脈沖存在，則可進行信號處理。這種方法的一個優點與出現一個相對大的相位或頻率偏移誤差的情況相聯系，對于根據本發明的有線通信系統的一個CFBD實施例來說，一個相對小的窗口尺寸比一個相對大的窗口尺寸可以提供更好的頻率脈沖檢測結果。但是，如前所指出的那樣，錯誤檢測率也隨著窗口尺寸的減小而增加。另一方面，在相位或頻率偏移非常小的地方，一個大的窗口能提供更好的頻率脈沖檢測結果。這一點已在圖10中示出，在圖10中示出了相對于窗口尺寸和相位或頻率偏移的可能存在的變化的潛在的頻率脈沖檢測結果。以前所說明的自適應方法是利用了窗口尺寸變化這一有益方面來檢測頻率脈沖串。
現在應當明白，如上所述，根據本發明的有線通信系統的一個CFBD的實施例已被說明，在該實施例中，連續進行的是，基帶信號取樣值進行相位調節，解碼的信號取樣值的同相分量被濾波，以及其幅值被檢測，解碼的信號取樣值的正交分量被濾波，以及其幅值被檢測，并且這兩個幅值在結構上進行合并并執行閾值操作，但本發明的范圍不限于這個特定的實施例。例如，選擇這個特定的操作順序是為了有效地說明圖7所示的結構。因此，可以使用許多替換的結構操作順序。例如，每次對一個基帶信號樣值進行相位調節以及每次對一個解碼信號樣值進行濾波，例如，在開始進行解碼信號取樣值的濾波之前，不對所有的基帶信號樣值進行相位調節。同樣，但與上述的方法相反，在檢測濾波分量的幅值之前，同相分量和正交分量的濾波都能完成。此外，如以前所討論的，在另一個實施例中，不僅對一個分量進行濾波，或者，將解碼的信號樣值直接提供，而不需處理基帶信號的樣值。因此，所附的權利要求書范圍意在包括所有這樣的替換方法。
一種在經過有線通信系統發送的基帶信號中檢測頻率脈沖串的方法可以用下面的方式來實現。即在有線通信系統的接收端檢測頻率脈沖。經有線通信系統發送的基帶信號可以被處理以便獲得一個解碼信號。通常，這可以通過使用A/D變換的方法將基帶信號變換為基帶信號取樣值，然后調節該基帶信號取樣值的相位來進行，但本發明的范圍不限制在這一方面。例如，如圖7所述，可用CORDIC處理器來實現相位調節，其產生解碼信號的樣值，但如以前所指出的那樣，相位調節在另一實施例中也可被省略。同樣，如前所述，根據特定的實施例，相位調節可以包含反旋或相位補償。然后，對從基帶信號得出的解碼信號取樣值的一個分量或正交分量進行濾波，如移動平均濾波，這取決于特定的實施例。在不產生離散信號取樣值的實施例中，對解碼信號的一個分量或兩個正交分量都進行濾波。一般來說，同相分量和正交分量是單獨濾波的。被濾波的正交分量的幅值可以被檢測。這可以通過各式各樣的方法對濾波的正交分量的幅值進行結構上的合并。但是，在對一個分量進行濾波的另一實施例中，這一步可以略去。被組合的幅值要進行閾值操作以確定是否檢測到一個頻率脈沖串。但是，在對一個分量進行濾波的另一實施例中，被濾波的分量可以直接進行閾值操作。
雖然在這里僅對本發明的某些特性作了說明和描述，但熟悉此技術的人們將會對本發明做出許多修改、代替、變換或等效。因此，可以理解，在本發明的精神范圍內，附加的權利要求書將力圖包括所有這些修改和變換。
權利要求
1.一種在有線通信系統的接收端檢測經該有線通信系統發送的基帶信號中的頻率脈沖串的方法，其特征在于，它包括以下步驟對從經過有線通信系統發送的基帶信號得出的解碼信號取樣值的一個分量進行移動平均濾波；以及對所濾波的分量實行閾值操作。
2.一種在有線通信系統的接收端檢測經該有線通信系統發送的基帶信號中的頻率脈沖串的方法，其特征在于，它包括以下步驟以從經該有線通信系統發送的基帶信號中得出的解碼信號取樣值的正交的各分量進行單獨濾波；對單獨濾波的各正交分量的幅值按結構合并以及將按結構合并的幅值進行閾值操作。
3.權利要求2的方法，在濾波步驟之前進一步包括以下步驟從經有線通信系統發送的基帶信號中導出解碼信號的取樣值。
4.在權利要求3的方法中，所述導出步驟包括以下步驟將基帶信號變換成基帶信號取樣值；以及調節基帶信號取樣值的相位。
5.在權利要求4的方法中，對解碼信號的取樣值的正交的各分量單獨進行濾波的步驟包括對解碼信號的取樣值的同相分量和正交相位分量進行單獨地濾波。
6.在權利要求5的方法中，單獨地對同相分量和正交相位分量濾波的步驟包括單獨地對同相分量和正交相位分量進行移動平均濾波。
7.在權利要求4的方法中，按結構將單獨濾波的這些正交的分量的幅值進行合并的步驟包括檢測每一個單獨濾波的正交的分量的符號；對任一負的濾波正交分量求補以便獲得它的幅值；以及合并這些單獨濾波的正交分量的幅值。
8.一種用于有線通信系統接收端的頻率脈沖粗檢測器，其特征在于，它包括一個用于對一個被解碼的信號取樣值的一個分量進行濾波的數字信號濾波器(例如300，400)，所述解碼的信號取樣值是從經有線通信系統發送的一個基帶信號中得出的；以及一個用于相對于一個基本預定的信號電平對解碼信號的取樣值的濾波分量的信號電平實行閾值操作的閾值檢測器。
9.一種用于有線通信系統的接收端的頻率脈沖粗檢測器，其特征在于，它包括一個用于對解碼信號的取樣值的正交分量進行濾波的數字信號濾波器(例如，300，400)，所述解碼信號的取樣值是從經有線通信系統發送的一個基帶信號中得出的；一個用于按結構合并該濾波的各正交分量的幅值的累加器(例如，700)；以及一個用于相對于一個基本預定的信號電平對按結構合并的這些幅值的信號電平進行閾值操作的閾值檢測器。
10.權利要求9的頻率脈沖粗檢測器進一步包括一個用于調節從經有線通信系統發送的基帶信號中得出的基帶信號樣值的相位，從而產生解碼信號樣值的數字信號移相器(例如，100)。
全文摘要
一種用于有線通信系統的接收端的頻率脈沖粗檢測器的特征在于，它包括一個用于對解碼的信號取樣值的分量濾波的數字信號濾波器，解碼的信號取樣值是從經有線通信系統發送的基帶信號中得出的；以及一個用于相對于基本上預定的信號電平對解碼的信號取樣值的濾波分量的信號電平進行閾值操作的閾值檢測器。
文檔編號H04L7/04GK1139327SQ95120908
公開日1997年1月1日 申請日期1995年12月15日 優先權日1994年12月16日
發明者默哈麥德·沙里夫·莫賓 申請人:美國電報電話公司