專利名稱：動態聚焦放大器的波形校正電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及電視設備的受調聚焦電壓電路的波形校正。
陰極射線管從偏轉中心到被掃描光柵的掃描距離是不均勻的。當電子束從屏幕中心部分水平和垂直偏轉時掃描距離發生顯著變化，因此，在光柵的拐角散焦最嚴重。近年來在增大尺寸和更寬偏轉角的顯像管的選用上已強調在掃描部分拐角處的散焦效應。
已作出努力通過改變聚焦電勢相對電子束從光柵中心偏移的大小，亦即通過動態聚焦來控制靜電聚焦的管中的聚焦。相對靜電聚焦陰極射線管的聚焦電極的單向電勢在光柵中心建立適當的聚焦狀態，而同時應用適當改變電勢的方法則在整個掃描光柵保持該狀態。
在通常情況下，電子束聚焦近似按沿每一掃描方向的拋物線函數變化。因此，聚焦電勢的變化分量可能在兩個軸具有拋物線波形。一般，幀頻拋物線波形是通過對與例如垂直偏轉電流同步的鋸齒波形積分而產生。也可利用乘法。然而，這兩種技術需要復雜的電路。
幀頻梯形波形可利用段方式線性化技術由垂直鋸齒信號產生。將梯形波形加到聚焦電極并用來近似前述拋物線波形。該電路不貴并可更好地加以控制，因為不需要信號積分。這種動態聚焦電壓產生裝置可包括頻率與偏轉頻率相關的第一信號源。在偏轉周期掃描間隔的相應部分內，切換配置響應用于產生調制信號的段方式線性化部分的第一信號。按照調制信號調制聚焦電壓。
在如上所述的這類動態聚焦電路中，在垂直回掃期間可能存在對所需掃描波形時間壓縮的不希望拷貝。該波形出現在垂直消隱期間，因此不改善圖象的聚焦。相反，它導致聚焦電壓額外的不必要變化，而不是與諸如高壓調節一類的其它電路相互作用，這樣發生不希望的阻尼振蕩。
本發明的目的是提供一種配置，按照本發明的配置通常在垂直回掃期間出現的不需要負向波形被去除而代之以小的正向脈沖。將該脈沖加回到原始信號以產生特別規則的輸出動態聚焦電壓。
按照本發明的動態聚焦放大器包含用于產生幀頻鋸齒波形的裝置；響應鋸齒波形用于以幀頻產生在掃描時間期間具有給定形狀的所需分量在回掃時間期間具有給定形狀的不需要時間壓縮形式的調制波形的第一裝置；響應鋸齒波形用于以幀頻產生實際在寬度和相位上對應于垂直回掃消隱波形的脈沖波形的第二裝置；以及，用于組合調制波形和脈沖波形以從調制波形除去給定形狀的不希望時間壓縮形式的裝置。用于組合調制波形和脈沖波形的裝置可包含由以差分結構耦合的達林頓對形成的放大器級。
響應鋸齒波形產生脈沖波形的第二裝置可包含電容器；發射極耦合到電容器、基極耦合到參考電壓源的第一晶體管，第一晶體管在鋸齒波形以第一方向對電容器充電的垂直掃描期間以發射極跟隨器方式操作；基極耦合到電容器的第二晶體管，垂直回掃期間電容器以相反方向充電，第一晶體管截止，第二晶體管導通。第一和第二晶體管可形成一個達林頓對。
按照本發明的動態聚焦放大器還包含從幀頻產生鋸齒波形的裝置；響應鋸齒波形以幀頻產生在掃描時間期間具有所需梯形分量以及在回掃時間期間具有不需要的梯形分量的梯形波形的第一裝置；響應鋸齒波形以幀頻產生寬度上實際對應于不需要的梯形分量的脈沖波形的第二裝置；以及組合梯形波形和脈沖形以從梯形波形除去不需要的梯形分量的裝置。
用于組合梯形波形和脈沖波形的裝置可包含由以差分結構耦合的達林頓對形成的放大器級。響應鋸齒波形產生脈沖波形的第二裝置可包含電容器，以及，發射極耦合到電容器、基極耦合到參考電壓源的第一晶體管，在電容器由鋸齒波形以第一方向充電的垂直掃描期間第一晶體管以射級跟隨器方式操作；以及，耦合到電容器的第二晶體管，電容器在垂直回掃期間以相反方向充電，第一晶體管截止，第二晶體管導通。第一和第二晶體管可形成一個達林頓對。
圖1是用于理解可包含本發明配置的環境的動態聚焦控制電路的原理圖。
圖2和圖3合在一起是實施本發明配置的動態聚焦控制電路的電路原理圖。
圖1中示出了動態聚焦電壓產生電路100。未詳細示出的常規垂直偏轉電路101在串聯耦合于垂直偏轉繞組LV的取樣電阻R01中產生幀頻鋸齒信號VSAW。在掃描時間TRACE期間，信號VSAW實際上是線性上升電壓。在回掃時間RT內，信號VSAW是下斜電壓。
信號VSAW交流耦合于作為非反相放大器2作的放大器U102的非反相輸入端。放大器U102的反相輸入端通過電容器C20a交流耦合到隔直流電容器C01。電容器C01串聯耦合于電阻R01。+6.8伏電壓源經由電阻R13耦合到放大器U102的非反相輸入端，經由電阻R14耦合到放大器U102的反相輸入端。這種配置僅需+12伏的正電壓源而不需負電壓源激勵放大器U102。
在垂直掃描時間TRACE內，放大器U102產生斜波方式的輸出信號V102。類似，信號VSAW交流耦合于作為反相放大器工作的放大器U103。在時間TRACE內放大器U103產生以斜坡方式但以與信號V102相反方向或相位變化的輸出信號V103。信號V102和V103分別通過作為開關操作的二極管CR20和CR21有選擇地耦合到箝位晶體管Q01的發射級。在晶體管Q01的基極產生+5.6伏的箝位參考電位。
在時間TRACE的開始近似三分之一長度內，上斜信號V102小于+5.6伏。因此，二極管CR20導通，箝位晶體管Q01不導通。在晶體管Q01的發射極產生梯形信號VT的上斜部分TR1。跟隨時間TR1，當信號V102超過+5.6伏時，二極管CR20變為不導通，信號VT被晶體管Q01箝位到等于箝位電平VCLAMP的電壓。箝位電平VCLAMP等于+6.2伏，這是+5.6伏與晶體管Q01的正向射—基極電壓之和。晶體管Q01將信號VT保持在電平CLAMP達時間TRACE長度的近似三分之一的時間以形成TR2部分。此后，在時間TRACE的最后三分之一時間內，下斜信號V103小于電平VCLAMP與二極管CR21正向電壓之差。因此，二極管CR21導通，晶體管Q01不導通。由此產生信號VT的下斜坡分TR3。在垂直回掃時間RT內，由于垂直消隱，信號VT的波形不是很明顯。梯形信號VT經射級跟隨器晶體管Q20耦合到電阻R23。電阻R23耦合到放大器104的反相輸入端104a。
在斜坡部分TR1和TR3期間，通過晶體管Q02基—射極正向電壓的相應變化補償二極管CR20或CR21正向電壓與溫度相關的變化，并防止對晶體管Q02發射極電壓的影響。類似地，在TR2部分期間，晶體管Q01正向電壓的溫度相關變化由晶體管Q02的加以補償。
響應晶體管Q02的溫度補償射級電壓的放大器104由一對晶體管Q03和Q06形成，Q03和Q06各以射級跟隨器結構工作，且發射極分別耦合到一對晶體管Q04和Q06的基極。晶體管Q04和Q06按形成差分放大器的晶體管對相互耦合。晶體管Q04的集電極耦合到常規的自舉正偏配置105。配置105包括耦合到+250伏電壓源的晶體管Q04的集電極負載電阻R30。當晶體管Q04的集電極電壓增大時按射極跟隨器工作的有源正偏晶體管Q07的基極耦合到晶體管Q04的集電極。當晶體管Q04的集電極電壓下降時耦合在晶體管Q07發射極與晶體管Q04集電極之間的二極管CR03提供有源反偏電流路徑。包括電阻R24的負反饋路徑耦合在晶體管Q04的反相輸入端104a與集電極之間。
當晶體管Q01進行箝位操作時，在放大器104的非反相輸入端104b形成的電壓基準等于晶體管Q02的發射極電壓。在信號VT的TR2部分期間當晶體管Q02的發射極電壓等于標稱+5.6伏時，電阻R24引起集電極電壓因此在放大器104輸出端104C的電壓VT2近似為0伏。在信號VT的TR3部分內，端點104c的電壓VT2為向下斜坡，而在TR1部分內，電壓VT2是向上斜坡。放大器104的增蓋是使得104C處梯形電壓VT2的峰值電平是+200伏。
當電壓源在寬容限范圍內變化時電壓VT2的波形不下降或變化，公共模式抵消。而且，無需以不同垂直偏轉頻率加以修改即可使用相同電路，因為它對頻率變化不敏感。
在端點104C以幀頻形成的梯形電壓VT2耦合到變壓器T01次級繞組W2的終端W2a。水平輸出級99中以常規方式產生的行頻信號施加到變壓器T01的繞組W1。在繞組W2的W2b端形成的輸出信號VOUT等于W2a端的幀頻波形與繞組W2產生的行頻信號之和。信號VOUT交流耦合到提供動態聚焦電壓的聚焦電極F。信號VOUT以常規方式疊加在由高壓陰極電壓U在分壓器110中產生的高電平直流電壓上。
+6.8伏和+5.6伏的偏壓源由接收+12伏輸入的電源級20提供。電源級20由額定+6.8伏的齊納二極管CR25穩壓并包括電容器C26、C25和C24以及電阻R31、R32和R33。電阻R32和R33形成由齊納管穩壓的+6.8伏分出+5.6伏的分壓器。
在如相對圖1所描述的動態聚焦電路中，在垂直回掃期間存在對所需掃描波形時間壓縮的不希望拷貝。該波形在圖1中以Q02發射極“RT”時間的波形和C22兩端“RT”時間的電壓示出。該波形也在圖3中在晶體管Q102的發射極示出。該波形在垂直消隱期間出現，因此不改善圖象的聚焦。反之，它導致聚焦電壓發生額外的不必要變化，而不是與諸如高壓調節的其它電路相互作用，因此出現不希望的阻尼振蕩。
按照本發明的配置可去除該波形的不需要部分。進一步結合參見圖2和圖3，用于產生幀頻鋸齒波形的裝置107存在兩個輸入端SENSE1和SENSE2。輸入端SENSE1和SENSE2傳輸未示出的與垂直偏轉線圈串聯耦合的取樣電阻兩端的信號。該取樣電阻與“S”校正電容器串聯，未示出。信號SENSE2是“S”電容器兩端的電壓并且有加到直流電壓上的垂直拋物線。該“S”電壓隨垂直波形調節變化并隨溫度漂移。必須消除它對動態聚焦的影響。如下所述將SENSE2的交流分量反相并加到SENSE1的交流分量上可解決該問題。
除了加有與垂直偏轉線圈電流成正比的垂直鋸齒外，SENSE1處的電壓與SENSE2處的相同。由電容器C120和C121去除直流，在每一波形插入+6.8伏的新直流電平。這樣做使得當SENSE1等于SENSE2時最終的輸出鋸齒信號具有+6.8伏的值。這發生在偏轉線圈中的電流是0伏時。在四重運算放大器U101的7腳出現單位增蓋反轉的信號SENSE2。該信號加到信號SENS1并以3.9的因子放大以在運算放大器U101的腳1產生垂直鋸齒信號。然后對該腳1的鋸齒信號進行單位增益反轉并在運算放大器U101的14腳輸出。腳1和14分別通過二極管CR120和CR121耦合到箝位晶體管Q101的發射極。當任一鋸齒電壓小于+6.2伏時，它確定該電壓。其結果是以相對圖1描述的方式對其最大電壓箝位的反轉梯形。在回掃期間該信號重復。
最好除去回掃波形而無需使用電視接收機中別處存在的常規消隱脈沖，這會增加額外的配線。為獲得等效消隱，由運算放大器U101的14腳處的波形形成垂直消隱脈沖。該波形在掃描期間是斜率為負的幀頻鋸齒，在垂直回掃期間是斜率為正的幀頻鋸齒。該波形通過電容器C128和R142耦合到Q106發射級與Q105基級的接點。在掃描期間，Q106作為射級跟隨器工作并保持其發射極電壓比其基極+5.7伏基準低0.6伏。在掃描期間，C128通過電阻R142充電。此外，R142形成隔離防止運算放大器U10114腳的高頻噪聲以反轉其射—基結偏壓，令Q106截止的方式影響Q106的射極跟隨器功能。如果該電路能從電視接收機中可能是鄰近的水平電源電路獲取帶狀信號，這可能是重要的。
在回掃期間，運算放大器U101的14腳的正向電壓變化的幅度遠大于噪聲，并足以使Q106的射極截止并增大Q105基極的電壓。這導致流經差分對發射極電阻R126的電流增大直到齊納二極管CR104導通。由于反饋，Q103和Q104基極的電壓也增加以保持Q104中的電流，使得反饋回路(Q013、Q107和R124)平衡。當Q103基極的電壓已上升0.6伏時，二極管CR127導通并將Q103基極電壓上升部分箝位。Q106發射極的電壓繼續上升，增大Q104發射級的電壓。此時基極箝位的晶體管103成為射極跟隨器并保持Q104的基極電壓不變。然后Q104截止。Q104集電極的電壓接近+250伏電源。在垂直回掃期間該狀態繼續。換言之，在垂直掃描期間晶體管Q106可以射級跟隨器模式工作，這期間電容器C128以鋸齒波形按第一方向充電。在垂直回掃描期間電容器C128以相反方向充電，這使晶體管Q106截止而使晶體管Q105導通。
垂直回掃期間通常在Q104集電極的不希望的負向波形被除去而代之以小的正向脈沖。由于齊納二極管CR104的箝位作用，大電流可流過在回掃期間飽和的Q105。該電流受電阻R141限制。傳統電路工作不需要CR104，若不用齊納二極管R141也不需要。
在具有靜態聚焦的CRT系統的動態聚焦電路中，例如圖2和3所示出的，有必要在聚焦電極施加行頻的大約800伏P-P拋物線校正和幀頻的大約200伏P-P拋物線校正。行頻校正一般在以電容器結尾的升壓變壓器的次級產生。一般借助于由例如+250伏電源操作的放大器與行頻校正串聯地加上幀頻校正。為了獲得最小偏置電源的對稱響應，可利用AB類放大器用低阻抗正偏對負載電容充電。如果兩個設備同時通電，這類推挽放大器會受到嚴重損壞，因此在+250伏源與地之間發生短路。
在放大器與+250伏電源之間提供R-C去偶級，以使在正常工作期間存在最小直流壓降，而在故障發生時存在大保護壓降可以解決該問題。通過濾級電容使短期瞬態旁路。在本設計中，應使用高壓濾波電容器，例如，額定300伏的0.33μf，該電容器大且昂貴。R-C濾波器的串聯電阻也帶來問題。該串聯電阻在正常操作中引入20伏數量級的電壓損失，這限制放大器輸出的波動。本發明配置允許放大器以幾乎等于電源電壓的輸出電壓波動操作。當出現故障時，用限壓齊納二極管保護敏感的低壓裝置直到熔斷電阻開路。
具體參見圖3，輸出級和保護電路106代表圖1所示放大器104和正偏配置105的改進形式。該放大器是差分式，具有AB類輸出，其工作如下。R122兩端產生的驅動電壓加在R123與R122的接點，并在R123中引入電流。并聯反饋電流流經C130和R124。放大器輸出電壓獲得抵消驅動電流的數值，因此產生大約2.2M/20K＝110的低頻增蓋。晶體管Q103和Q104形成達林頓對，晶體管Q106和Q105形成第二達林頓對。這兩個達林頓對進行差分連接。該配置使溫漂最小并提供大輸入阻抗，這樣象運算放大器一樣的操作是有可能的。
如結合圖1電路104和105所闡述的，設計驅動電路使得驅動信號的最大值等于相對差分輸入端的偏壓。這允許當該驅動為最大時輸出接近0伏。當Q107和Q104同時導通時帶來問題。這在正常工作狀態下是不可能的，但是如果一個或二個器件外部短路或出故障和變為內部短路則成為可能。如果出現同時導通，R140可具有如0.25A大的電流，并耗放60W左右。這將導致R140燒斷并損壞電路。可將電阻R140以其引腳裝配在印刷電路板之上，這樣它可燒斷而不會燒焦印刷板。齊納二極管CR104限制從Q104射極到地的電壓，因此低壓晶值管Q103、Q105和Q106不會被過壓或過流毀壞。可選擇齊納二極管僅在垂直回掃消隱期間導通。犧牲該電阻而保存晶體管，這通過防止對其余放大器電路的潛在破壞簡化修理和維護。
如果如圖1情形那樣，CR104不存在，通過C125的電流可能引起象125伏一樣高的電壓。這會導致其它三個低壓晶體管的反向擊穿和可能損壞。
由接收+12伏輸入的電源級120提供+6.8伏和5.6伏的偏壓源。電源級120用額定+6.8伏的齊納二極管CR126穩壓，并包括電容器C126、C125和C124以及電阻器R131、R132和R133。電阻器R132和R133形成從齊納管穩定的+6.8伏分得+5.6伏的分壓器。
權利要求
1.一種動態聚焦放大器，包含用于產生幀頻鋸齒波形的裝置(U101)；其特征在于響應所述鋸齒波形以所述幀頻產生在掃描時間期間具有給定形狀的所需分量，在回掃時間期間具有所述給定形狀的不希望的時間壓縮形式的調制波形的第一裝置(CR120，CR121，Q101)；響應所述鋸齒波形之一以所述幀頻產生實際上在寬度和相位上對應于垂直回掃消隱波形的脈沖波形的第二裝置(C128，R142，Q105，Q106，CR127)；以及用于組合所述調制波形和所述脈沖波形以從所述調制波形除去所述不希望的所述給定形狀的時間壓縮形式。
2.如權利要求1所述的放大器，其中所述用于組合所述調制波形和所述脈沖波形的裝置(106)的特征在于由以差分結構耦合的達林頓對(Q103，Q104與Q105，Q106)形成的放大級。
3.如權利要求2所述的放大器，其中響應所述鋸齒波形產生所述脈沖波形的所述第二裝置的特征在于電容器(C128)；發射極耦合到所述電容器基極耦合到參考電壓源(+5.7V)的第一晶體管(Q106)，所述第一晶體管在所述電容器由所述鋸齒波形以第一方向充電的垂直掃描期間以射級跟隨器方式操作；以及基極耦合到所述電容器的第二晶體管(Q105)，在垂直回掃期間所述電容器以相反方向充電，所述第一晶體管載止，所述第二晶體管導通。
4.如權利要求3所述的放大器，其特征在于所述第一和第二晶體管(Q105、Q106)形成一個所述達林頓對。
5.如權利要求1所述的放大器，其中響應所述鋸齒波形產生所述脈沖波形的第二裝置的特征在于電容器(C128)；發射極耦合到所述電容器具基極耦合到參考電壓源(+5.6V)的第一晶體管(Q106)，所述第一晶體管在所述電容器電所述一個鋸齒波以第一方向充電的垂直掃描期間以射極跟隨器模式操作以及，基極耦合到所述電容器的第二晶體管(Q105)，所述電容器在垂直回掃期間以相反方向充電，所述第一晶體管截止，而所述第二晶體管導通。
6.如權利要求5所述的放大器，其特征在于所述第一和第二晶體管(Q105，Q106)形成達林頓對。
7.如權利要求1所述的放大器，其中響應所述鋸齒波形產生所述脈沖波形的所述第二裝置的特征在于電容器(C128)由所述一個鋸齒波形在垂直掃描期間以第一方向充電，在垂直回掃描期間以相反方向充電。
8.如權利要求1所述的放大器，其特征在于所述調制波形的所述需要和不希望的分量的所述給定形狀是梯形。
全文摘要
一種動態聚焦放大器，包含響應幀頻鋸齒波形以幀頻產生在掃描時間期間具有給定形狀的所需分量而在回掃時間期間具有給定形狀的不希望的時間壓縮形式的調制波形的第一電路；響應鋸齒波形之一以幀頻產生實際在寬度和相位上對應于垂直回掃消隱波形的脈沖波形的第二電路；以及由用于組合調制波形和脈沖波形以從調制波形去除給定形狀的不希望時間壓縮形式的達林頓對形成的差分放大級。
文檔編號H04N3/26GK1116796SQ9510951
公開日1996年2月14日 申請日期1995年8月2日 優先權日1994年8月3日
發明者J·B·喬治 申請人:湯姆森消費電子有限公司