專利名稱：在用于恢復電視信號中數據的數字接收機中的時鐘再生的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于恢復埋入模擬電視信號中的數字信號的接收機。
編碼數字信息的相對低功率(例如高于噪聲標準10dB)的附加信號可與復合的視頻信號混合在一起而在從這些復合視頻信號產生的圖象中沒有明顯的不合適，如果遵守對于數字信號格式的適當限制的話。有利地使用一個壓縮的、殘余邊帶和幅度調制(VSB AM)的相同頻率的載波作為VSB AM的圖象載波，但是與它正交相移，以便傳送數字數據。這個過程允許該正交載波調制的同步檢波以恢復該數字數據。如果該接收機的帶寬足夠能包括整個殘留邊帶，作為干擾信號的伴有該數字數據的剩余復合視頻信號在頻率直到0.75MHz的基帶中不具有大的能量。在0.75MHz附近，VSB AM視頻載波開始從一個雙邊帶調幅(DSB AM)載波躍變為一個單邊帶調幅(SSBAM)載波，而且直到該殘留邊帶滾降完成的1.25MHz頻率都具有較少的能量。
A.L.R.Linberg，C.B.Patel和T.Liu在他們于1993年8月20日提交的美國專利申請序號08/108311、名稱為″利用埋入的數字信號處理變型的NTSC電視信號的裝置″中在此作為參考，它敘述了VSBAM載波的副載波的相移鍵控(PSK)調制，即以相同頻率的VSB AM視頻載波的正交相移。它們的副載波頻率是半掃描行頻率的奇數倍，并且是按照以掃描行頻率的倍數的符號率提供的串行比特數字數據進行相移鍵控的。Linberg等人提出已調的副載波幀發送兩次，但是在NTSC電視信號的順序幀的每個連續對中以相反的相移。因為對人的視覺系統響應速度限制引起幀平均效應和顯象管熒光物的電致發光減退，在幀對中數據的這種重復使得伴有從NTSC電視信號中檢波的復合視頻信號的PSK副載波在圖象中不易看見，這些圖象是從復合視頻信號產生的，以便在屏幕上觀看。在幀對中數據的這種重復還提供在數字信號接收機中使用幀梳狀濾波分離該復合視頻信號的亮度部分中的PSK副載波的基礎，該亮度部分表示連續電視圖象的靜止部分。Linberg等人還提出在NTSC電視信號的相鄰掃描行的鄰接時中重復調制反相的數字數據，提供了在數字信號接收機中使行梳狀濾波分離復合視頻信號的色度部分中的PSK副載波的基礎。
Limberg等人敘述一種數字信號接收機，其中用于正交相位VSBAM視頻載波的同步視頻檢波器后接串聯的一個低通行梳著濾波器和一個高通幀梳狀濾波器。該低通行梳狀濾波器用于從NTSC信號特別是已適當地預濾波的NTSC信號頻譜的色度信號部分中分離出具有半掃描行頻率奇數倍的PSK副載波的頻譜。該高通幀梳狀濾波器用于從NTSC信號頻譜的自由運動的亮度信號部分中分離出具有半掃描行頻率奇數倍的PSK副載波的頻譜。Limberg等人教導響應該串聯高通梳狀濾波器的NTSC信號的殘余頻譜可看作是伴有PSK信號的干擾信號的頻譜。因此，響應串聯高通梳狀濾波器的NTSC信號的殘余頻譜可用同步符號檢測鑒別。
1993年10月26日由J.Yang提交的美國專利申請序號08/141070、名稱為″用于處理在正交相位視頻載波中具有數字信號的NTSC TV信號的裝置″在此作為參考，敘述了與視頻載波相同頻率的而且與其正交相移的抑制載波的二進制相移鍵控(BPSK)調制。該抑制載波是直接地相移鍵控，而不用任何副載波。Yang也提倡已調副載波的幀發送兩次，但是在NTSC電視信號的相鄰幀的每個連續對中相反的相移，正如Limberg等人所做那樣。 Yang還提倡該BPSK信號限制在約2MHz帶寬，以避免串音進入電視機的色度中，該電視機從亮度中分離出色度但不依靠梳狀濾波。Yang指出，在其數模變換為一個平衡的幅度調制器的模擬調制信號之前，最好該波發送的數據通過一個前置行梳狀部分響應濾波器。這樣做以便在該數字信號接收機中進行行梳狀濾波分離出該復合視頻信號的亮度部分中的PSK副載波時保留包含在其中的信息。在數字信號接收機中行梳狀濾波變換部分響應濾波的二進制數字信號為三進制數字信號，如果該行梳狀濾波是兩分支型的，線性地組合的信號只是不同地延遲視頻信號的一個水平掃描行的持續時間。在該數字信號接收機中行梳狀濾波變換部分響應濾波的二進制數字信號為5電平數字信號，如果該行梳狀濾波是三分支型的，線性地組合的信號不同地延遲視頻信號的一個水平掃描行的持續時間和視頻信號的兩個水平掃描行的持續時間。因此，要求多電平符號判定電路接收由BPSK從該梳狀濾波影響發送的比特串行數字數據。
由J.Yang和A.L.R.Limberg于1994年1月5日提交的美國專利申請序列號08/179616、名稱為″埋入電視信號中的BPSK的‘前置幀梳狀’以及‘前置行梳狀’部分響應濾波″，在此作為參考敘述了使用前置幀梳狀部分響應濾波以及前置行梳狀部分響應濾波處理比特串行數據的數字信號發射機，從該比特串行數據中產生BPSK調制信號用于與該視頻載波正交相移的載波。在數字信號接收機中行梳狀濾波變換該部分響應濾波的二進制數字信號為電平數字信號，如果該行梳狀濾波是兩抽頭型的，線性地組合的信號只是差別地延遲視頻信號的一個水平掃描行的持續時間。在該數字信號接收機中行梳狀濾波變換該部分響應濾波的二進制數字信號為九電平數字信號，如果該行梳狀濾波是三抽頭型的，線性地組合的信號差別地延遲視頻信號的一個水平掃描行的持續時間和視頻信號的兩個水平掃描行的持續時間。
由J.Yang和A.L.R.Limberg于1994年1月5日提交的美國專利申請序號08/179588、名稱為″用于處理在正交相位視頻載波上與NTSC電視一起發送的BPSK信號的裝置″在此作為參考敘述了用于與視頻載波正交相移的載波的BPSK調制信號直接地從此特串行數據中產生而無需任何前置梳狀濾波器部分響應數據。同一專利申請敘述了數字信號接收機，在正交視頻檢波器之后使用串聯連接一個高通幀梳狀濾波器和一個高通行梳狀濾波器抑制干擾的殘余亮度信號，使用用于梳狀濾波器響應的多電平符號判定電路，和在該符號判定電路之后使用后置梳狀濾波器部分響應濾波，以便取消由該梳狀濾波引起的數據改變。
Yang系統的接收機還在V.T.Bolger于1993年10月26日提交的美國專利申請序號08/141071、名稱為″用于TV信號內的數字信號過取樣模數變換的接收機″中被敘述，并在此作為參考。這些接收機使用一個過取樣模數變換器數字化正交相位視頻檢波器的響應。已數字化的正交相位視頻檢波器響應經受數字幀梳狀和行梳狀濾波以便抑制殘余的復合視頻信號；該梳狀濾波響應加到多電平符號判定電路以便接收由BPSK發送的比特串行數字數據；和該比特串行數字數據加到一個解碼器，該解碼器使用包含在其中的一個前向糾錯碼校正該數據中的數字信息。
Yang系統的接收機還在J.Yang，T.V.Bolger和A.L.R.Limberg的與本申請同時提交的美國專利申請、名稱為″用于埋入在電視信號中的數字信號的累計—增量模數變換的接收機″中被敘述，并結合于此作為參考。這些接收機使用累計一增量型的過取樣模數變換器數字化正交相位視頻檢波器的響應。最好是，使用累計一增量過程改善基本的多比特分辨率快速變換器的比特分辨率，在該過程中僅僅該基本多比特分辨率ADC輸出信號的單個比特被變換回到模擬信號，以便在每個過取樣步驟期間用于反饋，正如T.C.Leslie和B.Singh在他們的文章″一種改進的累計—增量調制器結構″中所述的，該文章發表在1990年″IEEE SYMPOSIUM ON CIRCUITS & SYSTEMS″，90 CH 2868-8900000-0372，第372-375頁。數字化正交相位視頻檢波器響應經受數字幀梳狀和行梳狀濾波以便抑制復合的視頻信號；該梳狀濾波響應加到多電平符號判定電路以便接收由BPSK發送的比特串行數字數據；和該比特串行數字數據加到一個解碼器，該解碼器使用包含在其中的前向糾錯碼校正該數據中的數字信息。
由C.B.Patel和J.Yang于1994年1月5日提交的美國專利申請序號08/179618和名稱為″用于抑制信號中的重影以視頻載波正交相移調制一個載波的裝置″結合于此作為參考，它敘述了在數字信號接收機中對于從同相和正交相位視頻檢波器來的信號使用類似的重影抑制濾波器。響應從同相視檢波器響應對重影消除基準(GCR)信號進行的計算，雙重影抑制濾波器的濾波系數并行地進行調整，該重影消除基準信號是在NTSC復合視頻信號的垂直消隱間隔中的選擇的水平掃描行期間廣播。
與這里所敘述的本發明一樣，上面所提及的發明申請中敘述的發明都轉讓給Samsung Electronics有限公司，這是依照預先存在的雇員協議以便在雇用范圍內進行轉讓發明。對在這些申請中敘述的系統一些變型已接著考慮了。如開始所述的，這些系統包括在所有水平掃描行中的數據，包括在垂直消隱間隔中的所有水平掃描行，和數據幀在垂直同步脈沖間隔之后開始。另外，數據幀可以從具有數據的復合視頻信號的每個奇數場的第22水平掃描行開始，該數據不在復合視頻信號的每場的第18至第21行期間發送。這個實際避免了對于下面的任何變化第19行用作重影消除基準(GCR)信息，第20行用于視頻傳真傳輸和第21行用于閉合的標題信息。
關于上面的專利申請中從敘述的系統可得到的帶寬適應于5.1信道Dolby AC-3音頻或MPEG音頻的傳輸。
前面的基準是使用水平同步脈沖的邊緣(通常是上升緣)中的-20IRE電平中點作為每個水平掃描行中第一象素的最右緣和從些點推算所有象素時鐘。當考慮數據信號時鐘的基準點時出現了問題，該NTSC電視標準沒有規定在水平同步脈沖邊緣、色同步脈沖和GCR信號之間的時間關系上的接近容限。由于在數字信號接收機中GCR信號是在一點一點的基礎上存入只讀存儲器(ROM)，由用于計算重影抑制濾波的加權系數調節的處理器使用，優選的發射機實際是發送的GCR信號和發送的符號時鐘互相查閱。然后，數字信號接收機中的重影抑制濾波可自動地提供符號時鐘相位的調整，因為該處理器試圖交叉相關從發射機接收的GCR信號和存儲在其ROM中的GCR信號。從發送的GCR信號通常是在該發射機本地產性的因而不依賴于遠地發出的復合視頻信號的觀點，這個實際也是希望的，在水平同步與由差別相位失真改變的色彩副載波之間可具有定時的關系。
在接收埋入常規模擬電視信號中的數字信號的數字信號接收機中，使用同相視頻檢波器檢波調制該VSB視頻載波幅度的復合視頻信號是有利的，除外正交相位視頻檢波器用于恢復數字信息。該復合視頻信號的同步脈沖包含大量的有用的定時信息，它可用于規定數據幀、數據行和大約的PSK符號位置。這個定時信息還可用于控制由正交相位視頻檢波器檢波的信號的幀梳狀和行梳狀濾波，以便抑制復合視信號的干擾殘余部分。這些殘余部分在0.75MHz頻率之上，在該頻率VSB AM視頻載波開始從雙邊帶調幅(DSB AM)載波轉變為單邊帶調幅(SSB AM)載波，在直到殘留邊帶滾降完成的0.125MHz頻率呈現增加的能量。在每場的第19掃描行中發送的重影消除基準(GCR)信號提供了有關模8場(或半幀)計數的信息，這在數據的各幀彼此相關時是有用的。由于同相視頻檢波器有利地包含在數字信號接收機中，它從每場的第19掃描行檢波的GCR信號總可用作計算傳輸信道中的多路徑的基礎。
BPSK的比特率必須是水平掃描頻率的倍數，以便或者在發射機或者在該數字信號接收機實現部分響應濾波，和通過在該數字信號接收機中的行與幀梳狀濾波實現從復合視頻信號中分離BPSK。伴隨電視信號的數字傳輸不同于原來的數字傳輸，在于伴隨的電視信號是共用相同信道的相當高能量的信號，對于該數字傳輸可能是干擾信號，以致于干擾BPSK載波的恢復。但是在同時，這些強干擾電視信號在與BPSK載波的頻率和相位有關的同步脈沖中包含定時信息。因此，水平同步脈沖用作一個受控振蕩器的自動頻率與相位控制(AFPC)電路是有利的，使受控振蕩器在該數字信號接收機中用于產生時鐘信號。而且，包含在這些強干擾電視信號圖象場的第19掃描行中的GCR信號為信道均衡目的提供最佳的基準信號。
具有多倍水平掃描行速率的符號速率的數字數據被埋入在廣播電視信號中。在數字信號接收機中，通過正交視頻載波后接梳狀濾波從復合視頻信號中分離出該數據。通過以符號速率進行數字取樣最經濟地實現了梳狀濾波。以過取樣模數變換技術所用的符號速率和多倍的符號速率的時鐘信號的再生是使用具有自動頻率和相位控制的受控振蕩器響應在廣播電視信號中發送的水平同步脈沖進行的。水平同步脈沖通常比噪聲大得多，所以受控振蕩器的頻率和相位隨著數字信號接收機的供電或信道變化快速地調整。受控振蕩器的振蕩相位的微調可在隨后進行以便于重影抑制濾波過程。這個調節可通過可調地延遲加在AFPC的水平同步脈沖間接進行的，因此在時鐘信號加到ACC電路和梳狀濾波電路時沒有中斷。
圖1是用于接收具有埋入數字信號的電視信號和提取所埋入的數字信號的一個數字信號接收機的示意圖，該數字信號接收機包括實現本發明的時鐘信號產生電路。
圖2是包括在圖1的數字信號接收機中的重影抑制電路的示意圖。
圖3是用于復位圖2的重影抑制電路中的一個模8場計數器的電路示意圖。
圖4是圖1的數據分離與檢波電路可采取的一個代表形式的示意圖。
圖1表示一個數字信號接收機40，用于從諸如天線42這樣的裝置接收具有埋入數字信號的電視信號和提取所埋入的數字信號。該數字信號接收機可以是在發明背景中所述的任一種類型的。調諧器43選擇將由其中的第一檢波器檢波的電視信道，第一檢波器是一個可調諧的下變頻器，常規地是超外差型的，用于變換所選的電視信號為一個中頻頻率組和一個圖象頻率組。一個視頻中頻(IF)濾波器44選擇該視頻中頻作為輸入信號加到一個中頻(IF)放大器45和抑制該圖象頻率組。按照目前的習慣，可使用一個表面聲波(SAW)濾波器作為視頻IF濾波器44和在單片集成電路(IC)中構成視頻IF放大器45作為一個多級放大器而無需級間調諧。視頻IF放大器45提供放大的視頻IF信號給同相同步視頻檢波器46和正交相位同步視頻檢波器47。以45.75MHz的正常IF視頻載波頻率振蕩的振蕩器48無相移地提供其振蕩給同相同步視頻檢波器46和由相移網絡49以90°滯后的相移提供該振蕩給正交相位同步視頻檢波器47。振蕩器48具有響應正交相位同步視頻檢波器47的輸出信號的自動頻率與相位控制(AFPC)。同步視頻檢波器46和47通常與視頻IF放大器45及該IC內的振蕩器48的部分包括在一起。每個視頻檢波器46和47可以是恢復載波型的或者是真正同步型的。由同相同步視頻檢波器46恢復的同樣變型的復合視頻信號加到一個水平同步分離器50和垂直同步分離器51，它們分別從同相變型的復合視頻信號中恢復水平的垂直同步脈沖。
至此所考慮的數字信號接收機40的各方面對于TV接收機設計領域的技術人員一般是熟悉的，雖然該視頻IF濾波器44最好只做成約35MHz寬并且中心在約45.25MHz。這個視頻IF濾波器44提供信道內和鄰信道聲音抑制而無需在正交相位視頻檢波器47之后的聲音陷波濾波。這個視頻IF濾波器44還抑制由同相視頻檢波器46檢波的視頻信號的色度分量和由正交相位視頻檢波器47檢波的殘余復合視頻信號的色度分量。正交相位頻視檢波器47的帶寬應該比符號速率更寬些，因而不衰減在BPSK向應的″尾部″中的上部頻率。正交相位視頻檢波器47檢波鍵控信號，只伴隨著在750MHz以上頻率的NTSC復合視頻信號的那些部分。
在實際上，該數字信號接收機40通常包括重影抑制電路，在圖1中沒有分開和清楚地示意，但是在說明書中對照圖2進一步詳細地敘述。同相和正交相位視頻檢波器46和47的每一個在其同步檢波器自身之后包括各自的重影消除與均衡濾波器，類似于用在包括在另一個視頻檢波器中的同步檢波器之后的重影消除與均衡濾波器。雙重影消息濾波器的可調參數響應于在計算機中進行的計算并行地調節，和雙均衡濾波器的可調參數還響應在計算機中進行的另一步計算并行地調節。重影消除基準(GCR)信號是從由同相同步視頻檢波器46檢波的視頻信號的所選垂直消穩間隔(VBI)掃描行中提取的，當發送時GCR信號的頻率延伸到4.1MHz，但是由于其有限的IF帶寬在數字信號接收機中只延伸到2.5MHz左右。該GCR信號被數字化并作為輸入信號加到該計算機用于計算該重影消除和均衡濾波器的可調參數。可替代地或者另外地，在正交相位視頻檢波器47響應中的直流或低頻分量可被檢測并且用作計算該重影消除濾波器的可調參數的基礎。
在圖1的數字信號接收機40中，響應從一個壓控振蕩器57接收的正弦振蕩，通過一個每符號取樣的計數器52計數由過零檢波器56產生的脈沖產生每個符號樣值計數信號。每個符號樣值計數器52有四級和振蕩器57的振蕩的每第16個過平均軸加上一個溢出進位。符號計數信號由符號計數器53計數從每個符號取樣計數器52來的溢出進位產生符號計數信號。解碼器55解碼達到255的符號計數以產生一個脈沖，在該過零檢測器56加到計數器52的下一個脈沖時復位計數器52和53，每個符號取樣計數和符號計數都返回到算術零。由解碼器55產生的脈沖被加到一個AFPC檢測器59，與由水平同步分離器50分離的并且受控延遲線57可調地延遲符號間隔的部分的水平同步脈沖H比較。比較的結果在AFPC檢測器59內被低通濾波產生加到VCO 57的自動頻率和相位控制(AFPC)電壓信號。這些裝置控制從行鎖定的VCO 57所加的振蕩的頻率為16×256＝4096倍的水平掃描行頻率fH或64447545Hz。有關受控振蕩器所用的術語″行鎖定″意味著其振蕩的頻率保持相對于15734.264Hz掃描行頻率的恒定比率。這通常由比較其振蕩頻率的AFPC電路進行的，如由合適的系數分為水平同步脈沖。
鍵控信號和由正交相位視頻檢波器47檢波的750KHz以上頻率的NTSC復合視頻信號的伴隨部分被加到一個匹配濾波器60，它響應該鍵控制但是只是復合視頻信號的伴隨的高于750KHz頻率分量的選擇部分。匹配濾波器提供一個峰值響應，它與發射機中躍變型濾波器的滾降相符使得PSK帶寬延伸足以減少符號間干擾。從該匹配濾波器60來的響應作為輸入信號加到一個模數變換器(ADC)61，它最好是過取樣型的。正交相應視頻檢波器47恢復基本上沒有低于750KHz頻率的復合頻率信號和BPSK編碼是這樣的，它沒有零頻內容。在TV圖象傳輸期間750KHz以上頻率中沒有太多的能量，正交相位同步視頻檢波器47響應的BPSK部分將從一個極性變為另一極性。所以ADC 61是能夠數字化正極性或負極性的模擬信號型的。更具體地講，ADC 61最好是具有單比特反饋的的多比特累計—增量變換器，如由T.C.Lesile和B.Singh在他們的文章″一種改進的累計—增量調制器結構″，1990年IEEE Symposium on circuits & systems，90CH 2868-8900000-372，第372-375中所敘述的。具有8比特分辨率的快速變換器(這是適度價格的)取樣在第二階累計—增量反饋環路中的差錯信號，和單比特反饋用于減少模變換差錯。第二階累計—增量反饋環路是無條件地穩定的。對于具體的例子，對16∶1過取樣率以16乘以256倍的水平掃描線速率fH的符號速率取樣該差錯信號，每次一個脈沖的取樣在線路62上從過零檢測器56每次檢測在規定方向振蕩器57過平均軸的振蕩時收到。快速變換器的數字輸出提供給該變換器61內的一個FIR低通濾波器，和這個濾波器的數字響應由再取樣器以16∶1再取樣，每次一個脈沖的取樣在線路63上從每個符號樣值計數器52的進位溢出收到。這種十中取一減少了隨后的數字梳狀濾波的延遲部分中所要求的存儲能力的數量。以符號速率、最佳相移再取樣是一種同步符號檢測，它抑制以符號速率呈現變化。但是是與符號速率取樣正交相移的復合視頻信號的那些分量的響應。在該再取樣器之前的低通濾波器抑制色度信號頻率。
響應于在線路62上由過零檢測器56提供的脈沖進行取樣的比特ADC 64響應匹配濾波器60的響應提供一種符號比特，該比特敘述匹配濾波器60響應的極性。這個符號比特和在一個比特鎖存器65中延遲了一個樣值計數的這個符號比特作為各自的輸入加到異或門66。異或(XOR)門66檢測匹配濾波器響應，將這個檢測的結果加到一個脈沖相位鑒別器67。脈沖相位鑒別器67選擇地檢測匹配濾波器60響應過零的偏離，如由XOR門66檢測的，相對于過零檢測器56檢測的受控振蕩器57振蕩的過零的適應相移。脈沖相應鑒別器67低通濾波這些選擇地檢測的偏離，如取樣和保持，因而產生用于調節該延遲的控制信號，受控延遲線58提供加到AFPC檢測器59的水平同步脈沖H。由脈沖相位鑒別器67進行的選擇的檢測可在正交相位視頻檢波器47對復合視頻信號的響應希望是零值時的垂直消隱間隔部分期間進行。由ADC 61中的快速變換器在其第二階累計—增量差錯信號數字化期間進行的過取樣的相移因此被調節到最少符號間干擾。這減少了必須均衡濾波器107和111提供的符號速率時鐘相位的校正，這允許具有很少抽頭的濾波器提供適當的均衡。相對于從受控延遲線57提供的可調地延遲的水平同步脈沖4H，AFPC環路控制受控振蕩器57振蕩的頻率和相位，該AFPC提供了避免ADC時鐘出現″假信號″(glitch)或者在相位調節期間周期性的明顯的縮短。在ADC時鐘本身中試圖進行相位微調節時出現這種假信號。
垂直同步分離器51將對分離的垂直同步脈沖V的″損耗″(Lossy)綜合響應提供給一個閾值檢測器68，其閾值電壓是這樣選擇的當垂直同步脈沖在多于五個的半掃描行和少于七個的半掃描行綜合時才超過該閾值。閾值檢測器68輸出信號作為第一輸入信號加到一個雙輸入與門69，當閾值檢測器的輸入超過其閾值電壓時該輸出才是1，否則是零。解碼器55產生一個1作為每個數據行(在水平掃描行的結束)中的符號計數的最后值，否則產生一個零。解碼器55將其輸出信號加到與門69作為第二輸入信號。與門69響應在復合視頻信號幀的初始場的開始出現的垂直脈沖的后邊緣，提供響應于這些邊緣的每個邊緣各個數據幀結束脈沖，但是還響應在這些幀的各個初始的最后場之間出現的垂直脈沖的后緣。與門69響應中的數據幀結束脈沖加到一個模2數據幀計數器70作為計數輸入(CI)信號，以便前進再生的數據幀計數信號，在使發射機該信號偏移該數據幀計數信號一個掃描行。用于復位數據幀計數器70的幀同步器71將對照圖3在本說明書中更詳細地敘述。
與門69響應中的數據幀結束脈沖作為復位(R)信號也加到數據行計數器72，以便復位作為其輸出信號再生的數據行計數，它應該是524復位為算零。連接數據行計數器72以便計數從水平同步分離器50所加的水平同步脈沖H。數據行計數用于控制對詢問計算機(在圖1中未明確地示出)的數據的電路(在圖1中也未明確地示出)包含GCR信號的VBI掃描行的選擇，該計算機計算包括在視頻檢波器46和47中的均衡和重影消除濾波器的可調濾波參數。
數據分離和檢測電路76接收ADC 61的數字響應地作為輸入信號。數據分離和檢測電路76的具體實施例在關于本發明的背景中敘述了。數據分離和檢測電路76提供一個比特串行數字輸出信號。假定在每個奇數數據幀期間發送的PSK信號在下一個偶數數據幀期間調制的相反意義上被重復，速率緩沖器77以PSK符號速率用從電路76提供的比特串行數字輸出信號被寫入到每隔一個數據幀。速率緩沖器77連續地被讀出，以半個PSK符號速率提供它自己的比特串行數字輸出信號到一個糾錯碼解碼器78。解碼器78變換其串行比較數字輸入數據為并行比特形式并且校正其中的差錯以提供校正的數字數據，這是數字信號接收機40的輸出信號。
最后是，前向糾錯碼是變型的Rdde-Solomon型的和該數字信號在變換為PSK之前是由數據幀交替的數據幀。在這種情況下，速率緩沖器77包括在其中的兩個幀存儲器和作為去交錯器工作。數據緩沖器77由數據幀計數的較高有效比特限定的，以便在數據幀對的交替1上寫入其中的兩個幀存儲器的不同的1和讀出來被選的這兩幀存儲的一幀以便寫入。數據幀計數的較低有效比特確定何時每個數據幀對中的有效數據幀被寫入作為一個去交錯器2作的速率緩沖器77中。數據幀計數的較高有效比特選擇用于寫入的幀存儲器的寫地址從由計數器72提供數據行計數和由計數器53提供的每個數據行的符號計數構成。從每個符號的樣值計數器52來的進位溢出脈沖由每列的符號計數器73計數而產生每列的符號計數；和從每列的符號計數器73來的進位溢出脈沖由數據列計數器74計數而產生數據列計數。在每個數據幀的開始，通過與門69的響應變為1，該計數器73和74被復位為初始計數。數據列計數的每列的信號計數一起提供對作為一個去交錯器工作的速率緩沖器77中的幀存儲器的讀尋址，數據幀計數的較高有效比較選擇用于讀去交錯的串行比特數據到糾錯碼解碼器78。
圖2表示圖1的數字信號接收機中所包含的代表性的重影抑制電路，該重影抑制電路被設計使用重影消除基準(GCR)信號，它們實際上是美國電視廣播的標準。貝塞耳(Bessel)脈沖信號被插入在所選的VBI行的前半行中，目前是指每場的第19行。貝塞耳脈沖線性調調信號中能量分布連續地在整個視頻頻帶上具有平坦的頻譜。線性調頻脈沖在最低頻率開始并且從該頻率向上延伸到4.1MHz最高頻率。在+30IRE消隱脈沖電平的線性調頻脈沖在一起-10至+70IRE間擺動和在前一個水平同步脈沖的后邊緣之后的一個規定時間開始線性調頻脈沖信號出現在第八場周期中，其中第一、三、五和七場具有規定為正的色同步脈沖的極性，而第二、四、六和八場具有規定為負的色同步脈沖的相反極性。出現在八場周期的第一、三、六的八場中的線性調頻脈信號ETP的初始凸起從+30IRE消隱脈沖電平到+70IRE電平向上擺動。出現在該八場周期的第二、四、五和七場中的線性調頻脈沖信號ETR的初始凸起從+30IRE消隱脈沖電平到-10IRE電平向下擺動而且是ETP線性調制脈沖信號的結束。
在該電視接收機中用于消除重影的策略取決于所發送的GCR信號遭受了與該電視信號的其余部分相同的多路徑失真。該接收機中的電路則可檢查所接收的失真的GCR信號，而且利和已知的無失真的GCR信號可構成一個自適應濾波器以消除或者至少顯著地衰減該多路徑失真。GCR信號不應該占用VBI中的太多時間(最好不多于一個TV行)，但是仍應該保持足夠的信息使該接收機中的電路能分析該多路徑失真和構成一個補償濾波器為消除該失真。在電視接收機中GCR信號用于計算重影消除濾波器的可調整加權系數，從視頻檢波器來的復合視頻信號通過它提供重影被抑制的響應。這個重影消除濾波器的加權系數被調整，使得它的濾波特性與產生重影的傳輸媒介的特性互補。GCR信號可進一步用于消除與該重影消除濾波器串聯連接的一個均衡濾波器的可調節加權系數，以便在通過發射機殘留邊帶幅度調制器、接收媒介、電視接收機的前端和串聯的重影消除與均衡濾波器的整個接收路徑上提供基本上平坦的頻譜響應(或其它優選的頻譜響應)。
參照圖2和3所述的重影抑制電路適用于數字信號接收機，其中視頻IF濾波器45抑制具有下一個較高信道號的相鄰信道。每個GCR信號的貝塞爾脈沖線性調頻信號分量連續在視頻頻帶上具有一個平坦的頻譜線性調頻脈沖信號在最低頻率開始和從該頻率到4.1MHz最高頻率自上延伸。在優選的設計中，視頻IF濾波器44的較低截止頻率在頻率上足夠的高，超過2MHz左右，而能滾降由同相視頻檢波器46檢波的每個GCR信號的貝塞爾脈沖線性調頻信號分量。
在圖2中，由同相視頻檢波器46檢波的復合視頻信號和埋入其中的PSK副載波殘余由一個模數變換器104數字化，在結構和操作上類似于上面參照圖1所述的ADC 61。在圖2中，ADC 104將具有埋入其中的PSK殘余的數字化同相復合視頻信號作為輸入信號提供給一個串聯連接的后置重影消除濾波器105，它是一個IIR型的自適應濾波器；一個前置重影消除濾波器106，它是一個FIR型的自適應濾波器；和一個均衡濾波器107，它是一個FIR型的自適應濾波器。均衡濾波器107的響應由一個數模變換器108變換回到模擬形式加到水平同步分離器50和圖1數字信號接收機的垂直同步分離器51。
在圖2中，如在圖1中那樣，由正交相位視頻檢波器47檢波的和由匹配濾波器60濾波的PSK副載波和復合視頻信號的上部頻率由一個模數變換器61數字化。從ADC 61來的輸出信號作為輸入信號加到串聯連接的一個后置重影消除濾波器109，它類似于后置重影消除濾波器105；一個前置重影消除濾波器110，它類似于前置重影消除濾波器106；和一個均衡濾波器111，它類似于均衡濾波器107。均衡濾波器111的響應作為輸入信號加到圖1的數據分離與檢測電路76。
濾波系數計算機112計算自適應濾波器105-107和109-111的加權系數。這些加權系數是二進制數，這些二進制數由濾波系數計算機112寫入數字濾波器105-107和109-111內的寄存器中。在IIR濾波器105和109中，存儲在其寄存器中的加權系數用作乘數信號，以便將接收的濾波器輸出信號數字的乘以作為被乘數信號的不同延遲量。從數字乘法得到的乘積信號在數字加法器/減法器電路中進行代數組合產生IIR濾波響應。在每個FIR濾波器106，107，110和111中，存儲在其寄存器中的加權系統用作乘數信號，用于將接收的濾波器輸入信號數字的乘以作為被乘數信號的不同延遲量。在每個FIR濾波器106，107，110和111中，從數字乘法得到的乘積信號在數字加法器/減法器電路中進行代數組合產生一個FIR濾波器的加權的和響應特性。
FIR濾波器106、107、110和111中的抽頭數取決于試圖進行重影抑制的范圍。為保持濾波器成本在市場限定內，典型地FIR濾波器106和110的每一個具有大約64抽頭，從該直接的信號以6微秒長的位移抑制重影。用于頻率均衡的FIR濾波器107和111的每一個只需有32抽頭左右。FIR濾波器107和111典型地要求校正帶內視頻響應，該響應可在3.6MHz以20dB進行滾降，但是在2.6MHz滾降通常少于10dB。滾降通常可歸因于廣播接收中天線方向不正確。在一些設計中串聯的FIR濾波器106和107以具有約80抽頭的單個FIR濾波器代替，作為串聯的FIR濾波器110和111。
要求在從該直接信號位移40微秒的整個范圍內抑制后置重影的IIR后置重影消除濾波器105和109的每一個可以是600抽頭長。但是，由于后置重影通常是非重疊的并且以離散位移出現，濾波器105和109的很多抽頭的加權系數是零值或接近零值。IIR濾波器105和109中的每條抽頭延遲線通常設計成串聯連接的十抽左右的延遲線，散置在可編程的″大容量″的延遲設備中，使濾波器105和109的每個成為有時稱為″稀少加權″濾波器。十抽頭左右延遲線提供信號給數字乘法器以便加權。在這些十抽頭左右的延遲線的每條線的相連抽頭之間的增加的延遲為半個符號間隔。每個可編程的大容量延遲設備包括不同長度的延遲線，它們鏈接在一起可響應以二進制數表示的控制信號受控制。這種稀少加權濾波器包括用于表明該可編程延遲設備延遲的二進制數的寄存器，這些寄存器的內容也由濾波系數計算機112控制。
IIR濾波器105和109可包括在一起集成器件中，相同的寄存器組存儲這兩個濾波器的加權系數和大容量延遲編程信息。FIR濾波器106和110可包括一個集成器件中，相同的寄存器組存儲這兩個濾波器的加權系數。FIR濾波器107和111可包括在一個集成器件中，相同寄存器組存儲這兩個濾波器的加權系數。
在圖2中，由垂直同步分離器51分離的垂直同步脈沖由一個三級場計數器113進行模8計數，產生一個模8場計數。這個三級場計數器113的兩級是圖1的數據幀計數器70。計數器113的第一級產生相應于模2數據幀對計數的一個計數，由圖1的速率緩沖器77的用于選擇兩個幀存儲器中的哪一個被寫入和哪一個被讀出。計數器113的中間級產生相應于模2數據幀計數的一個計數，由圖1的速率緩沖器77用于作為兩個幀存儲器中被選為寫入的那個幀存儲器的進一步寫啟動信號。模8場計數、從計數器53來的每個數據行的符號計數和從計數器64來的數據行計數可由濾波系數計算機112用來定時其操作，雖然提供這些計數到計算機112的連接從圖2中省略了以減少其復雜性。解碼器114和115響應相應于視頻信號行計數分別是19和251的數據行計數，提供1給或門116。或門116響應于在包含GCR信號的每個垂直消隱間隔中的掃描行期間提供一個1，控制多路復用器117的輸出信號相應于作為第一輸入信號加到濾波器105、106和107的串聯連接的輸出來的數字化復合視頻信號，而不是相對于作為第0個輸入信號所加的布線零。
濾波系數計算機112具有對濾波器105-107的工作參數和濾波器109-111的類似工作參數的控制。所以，通過濾波器105-107的工作參數的控制，計算機112可選擇在這些濾波器串聯連接中的點，GCR信號從這一點由包括元件114-117的GCR信號分離器分離出。例如，加到串聯連接的濾波器105-107的輸入信號通過設定在IIR濾波器105中的遞歸路徑的加權系數為零值由計算機112選擇經GCR信號分離器，因此IIR濾波器105的輸出響應相應于其輸入信號；通過設定所有的加權系數為零，除了一個單一值1規定在FIR濾波器106的Kernel中心之外；和設定所有的加權系數為零，除了一個單一值1規定在FIR濾波器107中的Kernel中心之外。在去重影濾波器的輸出提取GCR信號使得能實現″閉合環路″去重影過程。可替代地，人們可進行電路安排以實現更直接和更快的選擇串聯連接的濾波器105-107中的點，GCR信號從該點被分離出。
在圖2中，由隨機存儲存儲器(RAM)提供一個暫時(掃描)行存儲器118，RAM被安裝用于先讀后寫操作，因為其存儲單元的每個單元是按照每個數據行的符號計數順序尋址的。這些相同的地址加到濾波系數計算機112，當分離的GCR信號從暫時行存儲器118轉送給它時，用于尋址一個行存儲寄存器。暫時行存儲器118在安排中被連接用于在八個連續場的每個象素的基礎上累加第19 VBI行GCR信號，在瞬時濾波操作中，從在第19 VBI掃描期行間出現的其它信號中分離出貝塞耳線性調頻脈沖信息。
在圖2電路中的部件113-123組成構成一個GCR信號平均濾波器，執行這個低通瞬時濾波操作，它相關在第19 VBI掃描行期間出現的貝塞耳線性調頻脈沖信息，與簡單地使用選通從如所出的第19 VBI掃描行中分離出貝塞耳線性調頻脈沖信息相比，提供了改進的信噪比。當8個GCR信號的相應象素在場000的第19行期間已累加時，如由解碼器15所確定的，8場序列的第八和最后的場包括在內，在數據行計數相應于一個視頻信號行計數時的場000的任何行期間，分離的貝塞耳線性調頻脈沖信息串行地每次一個象素地裝入濾波系數計算機112的一個寄存器中，該視頻信號計數在20至261的范圍中。在圖2中，當解碼器143確定數據行計數相應于視頻信號行計數即262時，在該8場序列的最好場最后行期間行存儲118的數據被清除。
暫時行存儲器118必須具有存儲第16并行比特樣值的能力，假定這是在一個符號的基礎上累加以過串聯的濾波器105-107從ADC104所加的數字化復合視頻信號的8個并行比特樣值的8行。符號的算法最好是2的補碼算法。在操作暫時行存儲器118作為GCR信號的一個符號累加器的裝置的部分實施例中，數字的加法器/減法器119將16平行比特輸出信號加到暫時行存儲器118作為其寫輸入信號。數字的加法器/減法器119接收作為第一輸入的多路復用器120的輸出信號，該信號通常相應于作為多路復用器120的第0個輸入接收的、從暫時存儲器118的讀出。數字的加法器/減法器119接收作為第二輸入的多路復用器117的8并行比特輸出信號，與8個布線零一起作為一個符號比特的延伸。
解碼器121解碼是1，3，6或0(即8)的模8場計數，給數字加法器/減法器119提供邏輯0，以決定其相加輸入信號。解碼器121解碼是2，4，5或7的調制器8場計數，給數字加法器/減法器119提供邏輯1，以決定從其第一輸入信號(由復用器120提供)減去其第二輸入信號(由復用器117提供)。這種安排在暫時行存儲器118中累加如下函數(場001行19)-(場010行19)+(場011行19)-(場100行19)-(場101行19)+(場110行19)-(場111行19)+(場000行19)當數據的各幀被發送兩次的時候，在NTSC電視信號連續數的幀的一個奇數幀期間在第一邏輯讀出中傳送第一次，并且在這些幀的下一個偶數幀期間在對應于第一次的第二邏輯讀出中傳送第二次，該數據在最終累加中平均為零。當數據的各幀只發送一次，數據傳輸可以在各場的第19掃描行期間被中斷，以便累加的GCR信號結果不被該數據影響。
在各8場序列的第8場最后一行期間，使得復用器120的普通0控制信號為1。這個1決定復用器120提供相應于給它的第一輸入的一個輸出信號，它包括16個布線零并行比特的一個算術零。這導致暫時存貯器118中累加結果復位為算術零。復用器120的控制信號被示于圖2中，如由兩輸入端與門122所產生。解碼器143產生到與門122的輸入信號之一，當并且僅當數據行計數相應于視頻信號掃描行計數262時，提供一個1給與門122。解碼器123解碼來自場計數器113的模8場計數，以產生給與門122的其它輸入信號。各八場序列的第八場從場計數器113產生一個000的模8場計數，使得解碼器123提供一個1給與門122。給與門122的這兩個輸入信號僅在各八場序列的第八場的最后一行期間為1，在這行期間與門122提供一個1給復用器120作為其控制信號，使存儲在暫時行存儲器118中的累加結果被復位為算術零。
當存儲在暫時行存儲器118中的累加結果可用來轉移入計算機112內部存儲器內的重影貝塞爾線性調頻脈沖(chirp)寄存器的時候，兩輸入端與門124加一個1到濾波系數計算機112。解碼器123的輸出信號是與門124的輸入信號之一，并且僅在各八幀序列的第八幀期間是1。解碼器125解碼數據行計數而產生給與門124的其它輸入信號，在視頻掃描行20至261期間它是1。因此，存于暫時行存儲器118中的累加結果可以在各八幀序列第八幀中包括掃描行20至261的周期期間的任何時候轉移到計算機112的內存。
在實際中，最好暫時行存儲器118存儲取樣的約兩個掃描行，以便后重影的去重影范圍能夠擴展到20μs左右。在用作暫時行存儲器118的RAM中的存儲單元可以用數據和計數與每數據行符號計數的最低有效比特一起編址。當并且僅僅當數據行計數是19或20的時候，該解碼器114由產生1的一個解碼器取代，而當并且僅僅當數據行計數響應于251或252視頻掃描行計數時，該解碼器116由產生1的一個解碼器取代。為了改善所恢復的GCR信號的信噪比，最好平均該GCR信號不僅只在8個掃描行19，而是在16個(或者8的更多倍)掃描行19。這可以通過改善圖2的行19累加電路或通過在計算機112中進一步平均的安排來實現。
圖3示出了復位模八場計數器113的電路，以便其計數用四場被正確的定相或失相。暫時行存儲器126被示為由來自計數器53的每數據行符號計數編址的一個隨機存取存儲器。行存儲器126被安排為讀然后寫操作。僅在各場第19掃描行期間由或門116發出的邏輯1被提供給復用器127，以便用從ADC104提供的數字化的第19掃描行取樣決定暫時行存儲器126的更新。在其它掃描行期間，由或門116發出的邏輯0決定復用器127提供從暫時行存儲器126讀出的數據，以便寫回。
暫時行存儲器126具有由來自過零檢測器56的輸出信號鎖定的象素鎖存器128和129(時鐘連接未示于圖3中)。象素鎖存器128和129被用于分別暫時地存儲寫入暫時行存儲器126最后象素和從暫時行存儲器126讀出的最后象素，在時間上這些樣值分別為數字減法器130減數和被減數輸入信號的樣值對準。來自減法器130的象素取樣的差信號除第19掃描行外全都是零值。來自減法器130的差信號提供給一個絕對值電路131。做為例子，該絕對值電路131包括一個數字控制加法器/減法器，接收布線算術零作為其被加數/被減數輸入信號，接收來自減法器130的差信號作為其被加數/被減數輸入信號，和響應于當該比特是0時要加上及該比特是1時要減去。
用于絕對值電路131輸出信號連續樣值的累加器132包括一個用于暫存累加結果的連續值的輸出鎖存器133，一個用于把絕對值電路131輸出信號的連續樣值加到累加結果以增大其值的加法器134，和用于選擇地把該增大的累加結果加到該輸出鎖存器133以更新其內容的一個復用器135。每當或門116沒有提供指示GCR信號出現在當前掃描行中的1時，復用器135被布線以插入算術零到輸出鎖存器133。響應于來自所說的這些掃描線部分的計數器53的每數據行符號計數的解碼器136可能包括提供一個1的貝塞爾線性調頻脈沖信息，在與門137中它與來自過零檢測器56的輸出信號相與。輸出鎖存器133被定時從接收僅響應于從與門137所接收的1的輸入數據。
當前和前一場十九行的差的絕對值的連續樣值，如由絕對值電路131串行提供的，利用累加器132進行累加。在當前場不是場001或場101時該累加的結果應該具有可估計的值。場000和場001的第19行都包括ETP信號，因此若無噪聲，它們的差應該是零值。場100和場101的第19行都包括ETR信號，因此若無噪聲，它們的差是零值。當累加結果實際上大于算術零時閾值檢測器138的輸出信號是1，反之為0，該輸出信號由非門139補碼以提供與門140的四個輸入信號之一。檢測器141檢測來自計數器113除001或101以外的場計數，以提供一個1給該與門，該1指示場計數被失相并使計數器113復位。檢測第19行出現的或門116的輸出信號和響應計數器53的每數據行符號計數去檢測掃描行結尾的檢測器142的輸出信號是給與門140的其它兩個輸入信號。假定場計數不是001或101，與門140產生一個1，在由同相視頻檢測器49檢測的復合電視信號中的場000或場100第19行結尾復位計數器113為001場計數。
回到圖2，如果由場計數器113提供的模8場計數被正確的定相，在代數累加周期的最后一場中，場000期間暫時行存儲器118的獲得的累加結果將是八倍的ETP貝塞爾線性調頻脈沖信號，沒有伴隨的水平同步脈沖，包括色同步脈沖和+30IRE消隱脈沖電平的前沿，后沿。另一方面，如果由場計數器113提供的模八場計數失相四場，在代數累加周期的最后一場在場000期間暫時行存儲器118中獲得的累加結果將是八倍的ETR貝塞爾線性調頻脈沖信號，沒有伴隨的水平同步脈沖，包括色同步脈沖和+30IRE消隱脈沖電平的前沿和后沿。在朝著減少幅度方向中的布線的三個二進制位置移位在八場的000期間除以在暫時行存儲器118中獲得的累加結果，并且其結果的商數作為ETR或ETR信號被加至濾波系數計算機112。
適于執行與在內部寄存器所存儲無重影貝塞爾線性調頻脈沖函數ETP或ETR相關的濾波系數計算機12被編程執行一個相關子步驟，以確定在場000期間從暫時行存儲器118接收的輸入是ETP信號，是ETR信號，還是與ETP或ETR信號不相關。這個過程使濾波系數計算機112能夠確定何時沒有GCR信號包含在由同相視頻檢測器49檢測的復合電視信號中。然后，計算機112可以把如存儲在寄存器中的預定″旁路模式″的加權系數加至濾波器105，106和107，就象在重影抑制電路初始加電時那樣。
在圖2和圖3中的重影抑制電路被描述和要求于Chandrakant B，和Jian Yang在1992年12月2日申請的美國專利申請序號07/984，488中，其名稱為″GHOST CANCELATION REFERENCE ACQUISITIONCIRCUITRY，AS FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER″，并根據事先存在的發明人在完成發明時轉讓他們發明的契約轉讓給SamsungElectronics，Co.，Ltd.。該申請被結合用于對在圖2和圖3重影抑制電路中計算濾波器的濾波參數方法的詳細公開。計算那個電路中濾波器的濾波參數的方法更一般地由Chandrakant B和JianYang在1992年12月2日申請的美國專利申請序號07/984，488，其名稱為″GHOST CANCELATION REFERENCE SIGNAL ACQUISITIONCIRCUITRY，AS FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECODER″中敘述，并根據事先存在發明人在的完成發明時轉讓他們發明的契約轉讓給SamsungElectronics，Co.，Ltd.。不是響應于在圖1單元64-67中執行檢測過程調整可調延遲線58的延遲，該延遲可以作為重影刪除過程的一部分被調整。
圖4示出了圖1中數據分離和檢測電路76可采用的一個特殊形式200，該形式被描述于1994年1月5日申請的美國專利序號08/179，588中。這個特殊的數據分離和檢測電路200表明了本發明的一個方面，其中響應于ADC 61所提供的數字化樣值的幀梳狀濾波器201包括一個數字幀存儲器202，它是由圖1的計數器53和72所提供的每行符號和數據行計數編址的隨機存取存儲器。圖4的電路200進一步表明了本發明的一個方面，其中響應于ADC 61所提供的數字化樣值的行梳狀濾波器203包括數字行存儲器204和205，它們是由圖1計數器53的每行符號計數編址的隨機存取存儲器。圖4的電路200還進一步地表明了本發明的一個方面，其中響應于ACD 61所提供的數字化樣值的后置行梳狀部分響應濾波器206包括數字行存儲器207和208，它們是用圖1計數器53的每行符號計數編址的隨機存取存儲器。
特別是，幀梳狀濾波器201的輸入端209接收直接來自ADC 61的數字樣值加到數字減法器210的被減數輸入和數字幀存儲器202的輸入。從數字幀存儲器202讀出的數字樣值被用作數字減法器210的減數輸入。幀存儲器202是一個以讀然后寫模式操作的RAM，該RAM以作為行地址從計數器72提供的數據行計數和作為列地址從計數器52提供的每數據行符號計數進行編址。存儲于數字幀存儲器202各可尋址存儲單元中的樣值典型地在它們中具有至少十二個比特。減法器210，和幀存儲器202一起形成一個高通幀梳狀濾波器201從減法器210的輸出提供給端子211對在輸入端209收到的數字樣值的高通幀梳狀濾波響應，在該響應中，描述靜止圖象的亮度(luma)分量被抑制。
端子211不僅用作高通幀梳狀濾波器201的輸出端，而且還作為高通行梳狀濾波器203的輸入端，以接收高通幀梳狀濾波器的響應和抑制在數據分離濾波輸出端212提供的其響應中描述運動圖象的亮度分量。在輸出端212提供的響應中，亮度分量被抑制，它主要構成5電平形式的高通梳狀濾波數字信號樣值。
當數據行計數指示該數據幀最后一行已到達并產生作為在其它所有時間的輸出的邏輯0時，響應于數據行計數的解碼器213產生作為輸出信號的一個邏輯1。解碼器213的輸出信號作為控制信號被加給復用器214和215，各復用器具有相應的布線算術零的第一輸入和相應的第二輸入。復用器214和215具有分別連接到數字行存儲器204和205相應寫輸入的相應輸出，它們是以1-H延遲線操作的RAM。在延遲等于復合電視信號(63.5μs)水平掃描行期間后，1-H延遲線輸出信號再生加到那里的輸入信號。1-H延遲線204和205是用符號計數器52來的每行符號計數編址并以讀然后寫模式操作的相應RAM。在各數據幀最后一行期間來自解碼器213的作為輸出信號提供的邏輯1決定復用器214和215把算術零樣值的相應行寫入各個1-H延遲線204和205。接著，在各數據幀的初始行期間算術零樣值的行從1-H延遲線204和205中被讀出，這樣做是為了后置行梳狀部分響應濾波器206能適當地復位。
在高通行梳狀濾波器206正常操作期間，從解碼器213提供一個邏輯0作為輸出信號。對于從解碼器213作為控制信號提供的邏輯0的響應，在其加至1-H數字延遲線204輸入的輸出信號中，復用器214復制經端子211中至復用器214第二輸入端的高通幀梳狀濾波響應。對于從解碼器213作為控制信號提供的邏輯0的響應，在其加至1-H數字延遲線205輸入的輸出信號中，復用器215復制來自數字減法器216的差輸出信號。減法器216組合該高通幀梳狀濾波響應和延遲了一個水平掃描行持續期間的那個響應；并且數字減法器217組合來自減法器216的差輸出信號和延遲了一個水平掃描行持續期間的差輸出信號，因而在輸出端子212產生了對于從減法器210輸出加至端子211的高通幀梳狀濾波器響應的一個高通行梳狀濾波器響應。
行梳狀濾波器203把BPSK信號轉變成為5電平數字信號，而不是使它留在二進制形式。在這個例子中，符號判決電路220具有范圍分別為-2，-1，0，+1，+2的五個比較器。符號判決電路220包括一個絕對值電路221，它產生對于來自數字分離濾波器203輸出信號響應的一個已調整數字信號。絕對值電路221的已調整信號響應是描述在直流電壓消隱脈沖電平上重合的三進制(或三電平)鍵控信號，而不是描述二進制編碼的鍵控信號，因此這個調整過的數字響應被加至一個雙閾值檢測器222。雙閾值的閾值檢測器222接收來自絕對值電路221的符號流并制定是否該符號很可能是0，很可能是1或很可能是2，這些2等于0。該雙閾值閾值檢測器222典型地包括兩個數字比較器(每個都安排為單閾值檢測器工作，第二個單閾值檢測器以第一個單閾值檢測器閾值數字值的兩倍的閾值數字值工作)和用于根據閾值檢測結果判決符號等同的一些簡單邏輯電路。若沒有一個閾值數字值被超過，或這兩個閾值數字值都被超過，則該邏輯電路指示這個符號最可能是0。如果僅僅較低的閾值數字值被超過則該邏輯電路指示這個符號最可能是1。該雙閾值檢測器222最好是這種形式，在該形式中為確定閾值檢測的閾值而加到比較器的數字值響應符號長度而自動地調正。在這種情況下，雙閾值檢測器222具有用于檢測由絕對值電路221提供的符號流的平均電平，或其平均峰值電平，或這兩者的相關電路，有一個電路，用于估算數字比較器提供的檢測數字值各電平值。當全電視信號對正交相位視頻檢測器的檢測信號幾乎沒有能量貢獻時，決定符號判決閾值的檢測過程在垂直消隱期間最好選擇地執行。
來自雙閾值檢測器222的比特串行信號經部分響應濾波器206的輸入端231加至二輸入端的異或(XOR)門232的第一輸入端。一個二輸入端的復用器233具有加有布線0的第一輸入，加有XOR門232響應的第二輸入和連接到1-H數字延遲線207輸入的一個輸出。該數字延遲線207在其到XOR門232的第二輸入的輸出連接上提供一個對延遲了一個水平掃描行持續期間的復用器233的輸出信號的響應。單元232，233和207提供一個后置行梳狀部分響應濾波器206的初始部分；而單元234，235和208提供后置行梳狀部分響應濾波器206的最后部分。二輸入端的異或門234具有與XOR門232的輸出相連接、用于提供前置行梳狀部分響應濾波初始部分響應的第一輸入。二輸入端的復用器235具有加有布線零的第一輸入，加有XOR門234響應的第二輸入，并具有連接到1-H數字延遲線208輸入的一個輸出。數字延遲線208在其到XOR 20第二輸入的輸出連接上提供對延遲了一水平掃描行持續期間的復用器235的輸出信號的響應。各復用器233和235接收作為其控制信號的解碼器213的輸出信號。
僅在各數據幀最后一行期間解碼器213的輸出信號才為1，決定復用器214和215把算術零的樣值送至數字分離濾波器203中的1-H數字延遲線204和205，并且決定在部分響應濾波器206中的復用器233和235把邏輯零樣值送入1-H數字延遲線207和208。這些過程允許在后置行梳狀部分響應濾波器中1-H數字延遲線207和208的內容被周期地初始化，與在數據分離濾波器203的高通行梳狀濾波部分中1-H數字延遲線204和205的內容初始化同步。由于在垂直消隱期間進行了這個周期的初始化，所以沒有明顯的起干擾信號作用的NTSC視頻信號的殘余。由于在色同步信號沒傳送掃描行期間數據幀的開始和結束，及由于正交相位視頻檢測器47在所有時間抑制低于750KHz的NTSC視頻信號殘余，所以在水平消隱期間它很平坦，而消除了作為干擾信號的同步和量化脈沖。
包括單元208，234和235的后置引梳狀部分響應濾波器最后部分的響應出現在XOR門234的輸出端，并被加到部分響應濾波器206的輸出端236。由于這些數據幀被重復，所以不需要后置幀梳狀部分響應濾波器。
幀梳狀濾波器201和行梳狀濾波器203的次序可以在圖4所示的順序反過來。1994年1月5日申請的美國專利申請序號為08/179，588示出一種圖4電路的變形，其中涉及行梳狀濾波器203和后置行梳狀部分響應濾波器206的復位過程在發生初始數據被檢測時執行。這適于重新安排復用器214，215，233和235在1-H延遲線存儲器204，205，207和208之后不是先于它。
雖然本發明特別參考用于恢復埋藏于模擬電視信號中的數字信號的接收機進行敘述，它已經應用于模擬系統。例如，它對于在1992年5月12日公告的C.H.Strolle等人的名為″VIDEO SIGNALRECORDING SYSTEM ENABLING LIMITED BANDWIDTH RECORDINGAND PLAYBACK″的美國專利5,113,262中描述的那種使用折疊頻譜亮度信號的模擬磁帶記錄的系統是有用的。在這種系統中，該數據以與水平同步脈沖相同的頻率調制的亮度載波中編碼，而不是靠水平同步脈沖在正交于描述視頻載波調制的邊帶中編碼。本發明例如在高清晰度電視系統中也是有用的，在那里數據行同步信號或行同步信號采用可識別碼組的形式，而不是同步脈沖。該數據行同步信號或行同步信號是利用一個匹配濾波器檢測的并用作為AFPC電路的一個輸入信號。
當本發明在這些系統而不是在NTSC模擬電視信號中埋藏PSK信號的系統中實施時，對模/數變換器的比特分辨(bit-resolution)的要求是更適合的，所以在模/數變換期間的過取樣可被避免。在這種情況下，控制振蕩器或過零檢測器的輸出信號可直接由模/數變換器用于定時視頻檢測器響應的樣值；并且每符號樣值計數器和每行符號計數器由一個每行樣值計數器所取代。
權利要求
1.在接收含有以行速率出現的行同步信號和含有具有行速率倍數的符號速率表示的數字數據的模擬信號的所接收的信號的一個數字信號接收機中，時鐘再生電路包括一個控制振蕩器，用于以一個頻率產生振蕩，該頻率根據一個自動頻率和相位控制信號被控制和能被控制成所述符號速率的倍數；一個分頻器，用于以等于認為在連續行同步信號中相應點之間出現的所述振蕩數的一個因數分頻所述控制振蕩器振蕩的頻率，以產生一個自動頻率和相位反饋信號；響應于所述的接收信號裝置，用于檢測在所述接收信號中出現的所述行同步信號，以產生行同步脈沖；一個控制延遲線，用于從由一個延遲控制信號控制的量延遲所述的行同步脈沖，而提供延遲的行同步脈沖；一個自動頻率和相位控制檢測器，用于響應在所述自動頻率和相位控制反饋信號和所述延遲線同步脈沖相應頻率和相應相位的差，產生所述的自動頻率和相位控制信號，而完成把自動頻率和相位控制信號加至所述控制振蕩器的第一反饋環路；一個響應于所述控制振蕩器振蕩模/數變換器，用于取樣和數字化表示數字數據的所述模擬信號，因此以所述的符號速率產生表示所述的數字的數據數字化信號樣值；和一個裝置，用于確定在以所述符號速率產生的所述數字化信號樣值中的取樣相位誤差，因此產生加于所述控制延遲線的所述延遲控制信號，以完成調整在所述數字化信號樣值中的取樣相位使符號間干擾最小的輔助反饋環路。
2.如權利要求1的時鐘再生電路，其中所述的第一模/數變換器是過取樣型的，根據以至少兩倍于所述符號速率的過取樣速率提供的第一時鐘取樣表示數字數據的所述模擬信號，并且根據第二時鐘信號以所述的符號速率提供所述的數字化信號樣值；和其中所述的分頻器包括一個過零檢測器，用于響應于所述控制振蕩器的振蕩產生所述的第一時鐘信號；計數所述第一時鐘信號出現的第一計數器，用于產生一個第一計數信號；檢測所述第一計數信號到達指示每符號周期規定樣值數的值的每個時間的裝置，用于產生所述的第二時鐘信號；把所述第二時鐘信號提供給所述第一計數器的裝置，用于復位所述第一計數信號為其初始值；計數各行或線周期(line periold)中所述第二時鐘信號出現的第二計數器，用于產生一個第二計數信號；檢測所述第二計數信號到達指示每行規定符號數的值的各時間的裝置，用于產生作為所述自動頻率和相位控制反饋信號加至所述自動頻率和相位控制檢測器的一個第三時鐘信號；和把所述的第三時鐘信號加至所述第二計數器的裝置，用于復位所述的第二計數信號為其初始值。
3.如權利要求2的時鐘再生電路，進一步包括計數各行或線周期中所述第三時鐘信號出現的第三計數器，用于產生一個第三計數信號；檢測所述第三計數信號到達指示每幀規定行或線數的值的各時間的裝置，用于產生一個第四時鐘信號；和把所述的第四時鐘信號提供給所述第三計數器的裝置，用于復位所述的第三計數信號為其初始值。
4.如權利要求3的時鐘再生電路，進一步包括計數所述第二時鐘信號出現的第四計數器，用于產生一個第四計數信號；檢測所述第四計數信號到達指示每列規定符號數的值的各時間的裝置，用于產生一個第五時鐘信號；把所述的第五時鐘信號加至所述第四計數器的裝置，用于復位所述的第四計數信號為其初始值；計數各行周期中所述第五時鐘信號出現的第五計數器，用于產生一個第五計數信號；和把所述第四時鐘信號加至所述第五計數器的裝置，用于復位所述的第五計數信號為其初始值。
5.如權利要求4的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還與以下裝置組合響應于來自所述模/數變換器各樣值的裝置，用于決定由那個樣值所描述的符號值，而再生一個相應的符號指示；和用于所述符號指示的一個去交錯器，包括接收所述第二計數信號和所述第三計數信號作為寫地址信號及接收所述第四計數信號和所述第五計數信號作為讀地址信號的隨機存取存儲器。
6.如權利要求4的包含在所述數字接收機中的時鐘再生電路，與下面裝置組合接收來自模/數變換器樣值的一個重影抑制濾波器，用于提供去重影的樣值；響應各個去重影樣值的裝置，用于判決由那個樣值所描述的一個符號值，而再生一個相應的符號指示；和用于所述符號指示的一個去交替器，包括接收所述第二計數信號和所述第三計數信號作為寫地址信號及接收所述第四計數信號和所述第五計數信號作為讀地址信號的隨機存取存儲器。
7.如權利要求1的時鐘再生電路，其中所述的分頻器包括計數所述控制振蕩器振蕩出現的第一計數器，用于產生一個第一計數信號；檢測所述第一計數信號到達指示每行所述控制振蕩器規定振蕩數的值的各個時間的裝置，用于產生作為所述自動頻率和相位控制反饋信號加至所述自動頻率和相位控制檢測器的第一時鐘信號；和把所述第一時鐘信號加至所述第一計數器的裝置，用于復位所述的第一計數信號為其初始值。
8.如權利要求7的時鐘再生電路，進一步包括計數所述第一時鐘信號出現的第二計數器，用于產生計數行或線的一個第二計數信號；檢測所述第二計數信號到達指示每幀規定的行或線數的值的各個時間的裝置，用于產生一個第二時鐘信號，和把所述的第二時鐘信號加至所述第二計數器的裝置，用于復位所述第二計數信號為其初始值。
9.如權利要求8的時鐘再生電路，進一步包括計數所述控制振蕩器振蕩出現的第三計數器，用于產生一個第三計數信號；檢測所述第三計數信號到達指示每列規定符號數的值的各個時間的裝置，用于產生一個第三時鐘信號；把所述第三時鐘信號加至所述第三計數器的裝置，用于復位所述的第三計數信號為其初始值；計數各行周期中所述第三時鐘信號出現的第四計數器，用于產生一個第四計數信號；和把所述的第二時鐘信號加至所述第四計數器的裝置，用于復位所述的第四計數信號為其初始值。
10.如權利要求9包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還與以下裝置組合響應來自所述模/數變換器各樣值的裝置，用于判決那個樣值所描述的符號值，而再生一個相應的符號指示；和用于所述符號指示的一個去交錯器，包括接收所述第一計數信號和所述第二計數信號作為寫地址信號及接收所述第三計數信號和第四計數信號作為讀地址信號的隨機存取存儲器。
11.如權利要求9包括在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還與以下裝置組合接收來自所述模/數變換器樣值的一個重影抑制濾波器，用于提供去重影的樣值；響應于各個去重影樣值的裝置，用于判決那個樣值所描述的符號值，而產生一個相應的符號指示；和用于所述符號指示的一個去交錯器，包括接收所述第一計數信號和所述第二計數信號作為寫地址信號及接收所述第三計數信號和所述第四計數信號作為讀地址信號的隨機存取存儲器。
12.如權利要求1的時鐘再生電路，其中所述的行同步信號包括同時含有在所述接收信號中表示數字數據的所述模擬信號的行同步脈沖。
13.接收含有以行速率出現的行同步信號和含有具有以行速率倍數的符號速率表示數字數據的模擬信號的所接收的信號的一個數字信號接收機中，時鐘再生電路包括一個控制振蕩器，用于以一個頻率產生振蕩，該頻率根據一個自動頻率和相位控制信號被控制和能被控制成所述符號速率的倍數；一個分頻器，用于從等于認為在連續行同步信號中相應點之間的所述振蕩數的一個因數分頻所述控制振蕩器振蕩的頻率，以產生一個自動頻率和相位反饋信號；用于分離來自所述接收信號的所述行同步脈沖的裝置，以提供分離的行同步脈沖；一個控制延遲線，用于以延遲控制信號的控制量延遲所述分離的行同步脈沖，而提供延遲的行同步脈沖；一個自動頻率和相位控制檢測器，用于響應在所述自動頻率和相位控制反饋信號和所述延遲線同步脈沖的相應頻率和相應相位的差，產生所述的自動頻率和相位控制信號，而完成把自動頻率和相位控制信號加至所述控制振蕩器的第一反饋環路；響應于所述控制振蕩器振蕩的第一模/數變換器，用于取樣和數字化表示數字數據的所述模擬信號，因此以所述的符號速率產生表示所述數字數據的數字化信號樣值；和一個裝置，用于確定在以所述符號速率產生的所述數字化信號樣值中的取樣相位誤差，因此產生加于所述控制延遲線的所述延遲控制信號以完成調整所述數字化信號樣值中的取樣相位使符號間干擾最小的輔助反饋環路。
14.如權利要求13的時鐘再生電路，其中所述的第一模/數變換器是過取樣型的，根據以至少兩倍于所述符號速率的過取樣速率提供的第一時鐘信號取樣表示數字數據的所述模擬信號，并且根據第二時鐘信號以所述的符號速率提供所述的數字化信號樣值；和其中所述的分頻器包括一個過零檢測器，用于響應于所述控制振蕩器的振蕩產生所述的第一時鐘信號；計數所述第一時鐘信號出現的第一計數器，用于產生一個第一計數信號；檢測所述第一計數信號到達指示每符號周期規定樣值的值的各個時間的裝置，用于產生所述的第二時鐘信號；把所述的第二時鐘信號提供給所述第一計數器的裝置，用于復位所述第一計數信號為其初始值；計數各行周期中所述第二時鐘信號出現的第二計數器，用于產生一個第二計數信號；檢測所述第二計數信號到達指示每行規定符號數的值的各個時間的裝置，用于產生作為所述自動頻率和相位控制反饋信號加至所述自動頻率和相位檢測檢測器的一個第三時鐘信號，和把所述的第三時鐘信號加至所述第二計數器的裝置，用于復位所述的第二計數信號為其初始值。
15.如權利要求13包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還具有一個行梳狀濾波器，響應于由所述第一模/數變換器以所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化信號樣值，所述的行梳狀濾波器至少包括由所述第二計數信號編址的一個行存儲存儲器。
16.如權利要求13包括在所述的數字信號接收機中的時鐘再生電路，還具有一個重影抑制濾波器，響應于由所述第一模/數變換器從所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化信號樣值，以提供相應的去重影樣值；響應于所述去重影樣值的一個行梳狀濾波器，所述的行梳狀濾波器包括至少由所述第二計數信號編址的一個行存儲存儲器。
17.如權利要求14的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還具有計數各行周期中所述第三時鐘信號出現的第三行計數器，用于產生一個第三計數信號；檢測所述第三計數信號到達指示每幀規定行數的值的各個時間的裝置，用于產生一個第四時鐘信號；和把所述第四時鐘信號提供給所述第三計數器的裝置，用于復位所述的第三計數信號為其初始值。
18.如權利要求14的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還具有計數各行周期中所述第三時鐘信號出現的第三計數器，以產生一個第三計數信號；檢測所述第三計數信號到達指示每幀規定行數的值的各個時間的裝置，用于產生一個第四時鐘信號；把所述第四時鐘信號提供給所述第三計數器的裝置，用于復位所述的第三計數信號為其初始值；和一個幀梳狀濾波器，響應于由所述第一模/數變換器以所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化信號樣值，所述的幀梳狀濾波器至少包括由所述第二和第三計數信號編址的一個幀存儲存儲器。
19.如權利要求14的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還包括一個重影抑制濾波器，響應于由所述第一模/數變換器以所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化信號樣值，以提供相應的去重影樣值；計數各行周期中所述第三時鐘信號出現的第三計數器；檢測所述第三計數信號到達指示每幀規定行數的值的各個時間的裝置，用于產生一個第四時鐘信號；把所述的第四時鐘信號加至所述第三計數器的裝置，用于復位所述的第三計數信號為其初始值；和響應于所述去重影樣值的一個幀梳狀濾波器，所述的幀梳狀濾波器至少包括由所述第二和第三計數信號編址的一個幀存儲存儲器。
20.如權利要求13的時鐘再生電路，其中所述的分頻器包括計數所述控制振蕩器振蕩出現的第一計數器，用于產生一個第一計數信號；檢測所述第一計數信號到達指示每行規定的所述振蕩器振蕩數的值的各個時間的裝置，以產生作為所述自動頻率和相位控制反饋信號加給所述自動頻率和相位控制檢測器的一個第一時鐘信號；和把所述第一時鐘信號提供給所述第一計數器的裝置，用于復位所述的第一計數信號為其初始值。
21.如權利要求20的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還包括一個行梳狀濾波器，響應于由所述第一模/數變換器以所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化給信號樣值，所述的行梳狀濾波器至少包括由所述第一計數信號編址的一個行存儲存儲器。
22.如權利要求21的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還包括一個重影抑制濾波器，響應于由所述第一模/數變換器以所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化信號樣值，以產生相應的去重影樣值；響應所述去重影樣值的一個行梳狀濾波器，所述的行梳狀濾波器至少包括由所述第一計數信號編址的一個行存儲存儲器。
23.如權利要求20的時鐘再生電路，進一步包括計數所述第一時鐘信號出現的第二計數器，用于產生一個計數行(row)或行(line)的第二計數信號；檢測所述第二計數信號到達指示每幀規定行(row)或行(line)數的值的各時間的裝置，用于產生一個第二時鐘信號；和把所述第二時鐘信號提供給所述第二計數器的裝置，用于復位所述的第二計數信號為其初始值。
24.如權利要求23的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還包括一個幀梳狀濾波器，響應于由所述第一模/數變換器以所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化信號樣值，所述的幀梳狀濾波器至少包括由所述第一和第二計數信號編址的一個幀存儲存儲器。
25.如權利要求23的包含在所述數字信號接收機中的時鐘再生電路，還包括一個重影抑制器，響應于由所述第一模/數變換器以所述符號速率產生的表示所述數字數據的所述數字化信號樣值，以提供相應的去重影樣值；和響應于所述去重影樣值的一個幀梳狀濾波器，所述的幀梳狀濾波器至少包括由所述第一和第二計數信號編址的一個幀存儲存儲器。
全文摘要
具有水平掃描速率倍數的符號速率的數字數據被埋藏于廣播電視信號中。在一個數字信號接收機中，該數據由正交視頻檢測接著梳狀濾波從復合電視信號中分離出來。該梳狀濾波以符號速率進行數字取樣最經濟地實現。以符號速率和以符號速率的倍數使用過取樣模/數變換(ADC)技術再生的時鐘信號使用了具有響應于在廣播電視信號中發送的水平同步脈沖的自動頻率和相位控制(AFPC)的一個控制振蕩器。
文檔編號H04N7/081GK1123503SQ9510325
公開日1996年5月29日 申請日期1995年3月9日 優先權日1994年3月9日
發明者高禎完 申請人:三星電子株式會社