反饋限制占空因數開關式電源的制作方法

專利名稱：反饋限制占空因數開關式電源的制作方法
技術領域：
本發明涉及開關式電源。
在具有運行和待機方式和使用開關式電源的電視接收機中，未調壓的DC電壓從與電網電源相連的橋式整流器取得。然后未調壓的DC電壓加至電源變壓器的一次繞組，電源變壓器將機殼的熱地側與冷地側相隔離。例如SGS湯姆遜微電子公司TEA2260或TEA2261的待機調壓器位于熱側并控制諸如斷路器晶體管之類的開關裝置，從而將可變脈沖寬度和幅度的電流脈沖加到一次繞組上。電源變壓器的二次繞組上產生調節電壓。當電視接收機開始與電網相連時待機調節器從未調壓的B電壓供電，和此后在待機方式操作時提供調壓作用，直至該裝置切換為運行方式，隨后待機調壓器受位于熱地側的運行調壓器控制。
除了待機調壓器以外的負載，包括待機負載和例如行偏轉電路的運行方式負載連接至電源變壓器的二次繞組，運行方式負載在待機方式下不工作。運行方式負載可以與調節電壓相連，但在待機方式下由例如對遙控響應的微處理器的控制器發出的信號加以切斷。或者，運行方式負載可以與行回掃變壓器的二次繞組相連，和在待機方式下不被供電，因為盡管回掃變壓器與調壓的B+電壓相連，但在沒有行掃描時也就不會在回掃變壓器的二次繞組產生任何電壓。
待機調壓器工作于穩定頻率和具有脈沖寬度調制器，脈沖寬度調制器通過調節加在斷路器晶體管上電壓脈沖的脈沖寬度或占空因數來調整電源變壓器二次繞組上的電壓。在待機方式下待機調節器以其本地振蕩頻率自由運行，并通過檢測電源變壓器的熱地二次繞組電壓而調整。檢測到的電壓被連接至誤差放大器一個輸入端，該放大器的第二輸入端與基準電壓相連。由于在所有二次繞組上電壓一起上升或下降，B+掃描電源電壓的調整也就間接地發生。
在運行方式下待機調節器成為冷地側的運行調節器的從動裝置。例如運行調節器可以是SGS湯姆遜微電子公司的TEA5170。待機調節器繼續開關在電源變壓器的一次繞組上的斷路器晶體管，從而在各付邊產生調節電壓，但待機調節器在運行方式下受由運行調節器產生的脈沖寬度調制信號的驅動。運行調節器通過例如行回掃脈沖與行偏轉同步。供行偏轉電路的調節B+電壓被反饋至運行調節器中誤差放大器，并與基準相比較，產生反饋至待機調節器的脈沖寬度調制信號。運行調節器的脈沖輸出在運行方式下用于替代待機調節器中脈沖寬度調制電路的輸出。
當送至無論哪個控制中的調節器的反饋不同于適用的基準電平時，調節器的脈寬調制電路改變輸出脈沖的脈寬或占空因數，從而通過電源變壓器改變供電和調節輸出電壓。為了避免在斷路器晶體管和電源變壓器中產生太大電流，在運行和待機調節器中和在運行和待機方式之間切換的控制器中內裝有若干安全裝置。
電流檢測電阻與斷路器串聯。這個電阻提供表示斷路器和一次繞組中電流大小的電壓，此電壓送至待機調節器中關機電路。TEA2260/61的關機電路具有兩個閾值電平。假如電流超過低閾值，脈寬調制輸出的接通脈沖馬上中止，但在下一運行周期又產生。假如電流越過較高閾值，待機調節器關機，和直至例如撥出電源插頭除去VCC才重新啟動。
待機和運行調節器每個包括其他保護裝置和檢測電路，安排成當其VCC供電電壓超過或低于內部規定的基準電平時禁止運行。
當反饋回路試圖驅動輸出占空因數超過預定極限以外時，每個調節器還有電路，通過以固定占空因數輸出的代替來限制其輸出的最大占空因數。
這些和其他保護裝置一般地應付開機時和當從待機切換成運行時發生的負載增加情況，那時脈寬調制器以某種方式尋求增大脈沖輸出的占空因數來使輸出電壓上升至其基準值，同時可能損壞斷路器。然而，也有可能在某些條件下，特別在運行方式下負載變化可能引起占空因數迅速變化至斷路器晶體管過載的程度。
TEA5170運行方式調節器的最大占空因數是例如額定78%，當例如大屏幕電視機運行在例如亮畫面亮度和高音頻負載的高負載條件下，電視接收機需求高電力供給時，通常的占空因數可能較高。假如AC電網電壓較低，占空因數也會較高。
這些情況可能使運行調節器的占空因數偶爾達到它的上限。在運行方式下負載變化的操作場合，例如當畫面從非常暗區變為非常亮區時，運行調節器也可能增大占空因數至其上限。這可能造成潛在的過載運行條件。
另一潛在問題是在運行在運行方式下AC電網電壓失電時會遇到的。這可能發生在停電事件中或者當工作在運行方式時電視機被拔去電源插頭。因為當電網電壓下降時，運行調節器增大了斷路器的占空因數，試圖保持額定調節的B+輸出電壓。運行和待機調節器的VCC檢測和最大電流保護裝置在防止斷路器由于過大占空因數運行或波動的過載條件方面可能是勉強夠格或沒有用的。
產生用于切換運行和待機方式的開/關ON/OFF信號的電視接收機微處理器一般具有檢測運行電源失落的電源復位電路。一旦檢測到這種失電，例如AC電源線斷開，微處理器產生開/關ON/OFF信號的關狀態和向運行調節器的供電被撤去。因為失電是從二次繞組檢測到的，復位電路的動作可能太晚而不能避免在AC失電情況下斷路晶體管的過載。
依照一種發明結構，開關式電源包括調制器，它的一個輸入端用于接收檢測信號，一個輸出端用于產生脈沖調制信號。輸出開關與調制器相連，并根據脈沖調制信號切換。發生器對開關運行作出響應產生供電電壓。連接在調制器輸出和調制器輸入之間的反饋電路限制脈沖調制信號的占空因數。


圖1是表示依據本發明的反饋限制占空因數開關式電源的總體原理圖;
圖2是更詳細地表示待機調節器或電源的熱地側的更具體的原理圖;
圖3是運行調節器側的更具體的原理圖;
圖4a和4b是比較當AC電網電源斷電期間在有和沒有與圖1和3的運行調節器相連的安全反饋電路情況下開關電源占空因數的時序圖;
圖5a和5b是在有和沒有反饋情況下在最大和最小顯示寬度之間視頻負載迅速變化時比較占空因數的時序圖;
圖6a和6b同樣是比較在顯示白塊(white block)測試圖時視頻負載變化期間占空因數的時序圖;
圖7a和7b是在AC電源失電期間有和沒有反饋情況下表示斷路器晶體管集電極電流變化的電阻R4107上電壓的時序圖。
圖1表明依據于SGS湯姆遜微電子公司的TEA2260或TEA2261待機調節器作為從動調節器和TEA5170作為運行調節器或主調節器的主從開關式電源電路。電源變壓器T4100的一次繞組WP與在電容C1上產生的未調節DC電壓相連，該DC電壓源自于通過插頭22與橋式整流器CR4001相連的AC電網電源21。在若干二次繞組WS1-WS4上供給調節電壓，每個二次繞組與整流器D1-D4中相應的一個相連，用以產生調節的DC電壓。這些電壓供電給可操作于電視設備的運行方式和/或待機方式下的各種負載。
斷路器晶體管Q4100構成與一次繞組WP相連的開關裝置，可用于控制來自調節DC電壓源通過一次繞組WP的電流的切換。一次繞組WP中峰值電流可受控于脈沖寬度調制而變化，用于按照負載對電源變化的要求使可變化的電力量流過變壓器T4100。在待機方式下電力要求較小，通過待機調節器U4100的獨立運行實現調節。在運行方式下，當電力要求較高和需要精確的電壓調整時，待機調節器U4100借助于通過變壓器T4101耦合至待機調節器的脈寬調制信號來用作運行調節器或調制級U4150的從動裝置。通過將底盤電路(chassis circuit)分離為與未調節電網電壓側相連的熱地側和產生大多數調節電壓一側相連的冷地側，兩個變壓器T4100和T4101提供電擊危險隔離。
在待機方式下，待機調節器U4100起初借助濾波電容C2直接從未調節B+電壓獲得它的VCC供電電壓，通過將插頭22插入電源21即當該電路與AC電網相連時通過電阻R4111使電容C2充電。一旦待機調節器開始運行和在斷路晶體管Q4100基極產生脈沖，在熱地側的二次繞組WS1便產生電壓，該電壓經二極管D1整流和經電容C2濾波，提供用于待機調節器的VCC。
待機調節器U4100具有誤差放大器41和脈寬調制電路140，用于通過在二次側WS1上電壓電平的反饋調整在所有二次繞組上的電壓。誤差放大器的檢測輸入通過整流器CR4103，濾波電容C3和表示為電位器R4121的分壓器與二次繞組WS1相連。誤差放大器的輸出控制脈寬調制電路140和斷路器Q4100的占空因數。
TEA2260/61調節器包括各種保護裝置，用于避免在一次繞組WP和斷路器Q4100中過大的電流。使用與斷路器串聯耦合的取樣電阻R4107，檢測一次繞組WP和斷路器晶體管Q4100中的主電流。電阻R4107產生耦合至待機調節器的電流檢測電壓。該電流檢測電壓加到TEA2260/61中邏輯電路(圖1未示出)上，以在檢測到過大電流時，禁止脈沖輸出至斷路器。
在各個二次側WS2-WS4上的電壓經整流和用于為電源冷地側的運行方式負載和待機方式負載供電。某些負載R1和R2在運行方式時工作，在待機方式時不工作，與包括回掃變壓器(未示出)的行偏轉電路20相連，行偏轉電路受行掃描頻率2fH驅動，其中fH是例如為16KHz的標準偏轉頻率。
行偏轉電路20產生供給負載R1和R2的供電電壓U1和U2，電壓U1可以是最后陽極電壓，而R1可以是收集束電流的顯象管陽極。電壓U2可以是供給例如幀偏轉電路的負載R2的低電壓。這些電壓只有在行掃描期間才產生，因為在待機方式下由控制器30供給的開/關信號的關狀態而使偏轉電路被禁止。
包括運行調節器U4150的VCC的其他運行方式負載或供給由控制器30的信號切換開或關。控制器30可以是(例如)對來自紅外遙控器(未圖示)的控制輸入作出響應的系統控制微處理器。控制器30通過加在在圖1中一般以晶體管32表示的一個或更多開關裝置的開/關信號，將電源切換到被接通的運行方式負載。控制器30也與電源復位電路34相連，從而確保當開始通電時或在AC電源中斷后系統在待機方式下達到要求。
運行調節器U4150類似于具有帶有檢測輸入端的誤差放大器61，用于控制脈寬調制器和產生按將電壓Vin調定在檢測輸入端的需要改變占空因數的輸出脈沖Vmr。運行調節器的檢測輸入端通過調節器反饋電路FBS的組成部分，電位器R4156與調整的B+電源相連。
依據一個發明特性，誤差放大器61的檢測輸入還與第二個反饋裝置FBS相耦合，用于將調節器的脈寬調制輸出Vmr反饋至例如調節器檢測輸入的輸入端。在萬一負載突然增加或AC電源電壓突然丟失的情況下這將限制輸出的占空因數，尤其是斷路器晶體管Q4100的占空因數。通過提供這保護性反饋，該電源減少了對從屬的待機調節器中過流保護電路的依賴并減小了脈沖接通時間的不希望有的振蕩。
反饋電路FBS包括對調節器U4150的輸出電平進行平均的裝置，即，PWM電壓積分為Vmr的積分器100。積分器100由串聯電阻R5003和并聯電容C5001構成。電容C5001上的電壓隨可變脈寬的脈沖輸出的占空因數的變化而變化，因為占空因數較高時，例如輸出的DC分量較高。電阻R5003，R5004和R4156影響這負反饋回路的增益。
阻塞二極管CR5001在反饋回路中有利地與積分器100的輸出串連耦合。當由電容C5001上電壓表示的脈寬調制輸出電壓的平均值小于在誤差放大器61的檢測輸入端建立的電平時，阻塞二極管CR5001被反向偏置。因而在低占空因數時反饋回路FBS被禁止，而運行調節器U4150能迅速響應負載變化，以保持對調節B+電壓的良好調節。當占空因數高到足以使二極管CR5001正向偏置時，保護性反饋回路被允許。一旦負載突然增加或在其他困難條件下，它將減緩運行調節器增加脈沖調制輸出的占空因數的程度。
由運行調節器檢測的增加負載要求可能是由于所顯示畫面亮度或由于音頻負載增加引起的電視接收機運行條件的變化。當來自AC電網電壓減小時運行調節器也檢測到指示要求增加占空因數的增大供電要求。
當AC電源失電時，例如在運行方式時由于AC電網電源故障或由于電視接收機插頭從AC電源中拔出，會發生嚴峻的情況。在VCC電平信號下降使控制器復位和轉向待機方式以前和/或裝在TEA2260/61待機調節器中的保護電路發揮效用之前的時間間隔內，存在輸出脈沖寬度會因運行調節器試圖保持B+電壓電平恒定而迅速增加的危險。這會對斷路器晶體管Q4100產生更高峰值電流和其他潛在危險的運行狀態。本發明反饋電路FBS減輕或排除了這一問題。
圖2是表示圖1的電源的待機或底盤熱側的詳細實施例的原理圖，而圖3是表示運行側或底盤冷側的詳細原理圖。相應的標號用于標明這些圖中相同的元件。在每種情況下，特定的元件值和針腳號表示信號與兩個調節器U4100和U4150中脈沖產生和保護電路的耦合。
在圖2所示的實施例中待機調節器包括響應誤差放大器41的輸出的脈寬調制部件40，它通過推挽輸出級70和脈沖成形電路71與斷路器Q4100耦合。誤差放大器41的反相輸入端通過整流器CR4103，電容器C3，電阻R4120和電位器R4121與二次繞組WS1上電壓相連接。非反相輸入端與例如2V的內部電壓基準42相連。
保護裝置包括通過串聯電阻R4105與電流檢測電阻R4107相連的關機邏輯組件43。關機邏輯組件還與電容C4122相連，該電容累積表示斷路器Q4100中電流大小的電荷。關機組件43有兩個閾值，較低閾值觸發脈寬調制邏輯40，以立即中止在一給定周期中的輸出脈沖和給電容C4122充電成為檢測正進行的高電流狀態的裝置。對于持久的高電流狀態或超過較高閾值的瞬時電流，觸發邏輯40為永久地禁止輸出而閉鎖，直至通過與AC電源脫開，而從調節器U4100撤去VCC電壓為止。鑒于電流檢測裝置部分地有賴于通過電容C4122的過電流事件的多次累積，對超過低閾值的高電流狀態作出響應至永久關機有一個時間上的延遲。
VCC監測器46通過電阻R4149與電源電壓相連和充當電壓閾值檢測器之用。一旦在VCC針腳16上檢測到低電壓，VCC監測器至少暫時禁止調節器的輸出。然而，萬一Ac電網電源失電，在針腳16上的電壓以電容C2負載所確定的速率呈指數下降。這樣VCC監測器46也具有一個時間上的延遲。
PWM40還包括將斷路器晶體管Q4100的占空因數限制在低于預定的固定最大值的邏輯。
當最初將電視接收機與AC電源相連時，盡管安排電源以待機方式起動，但為了使存儲電容器等充電仍要求大電源。軟起動電路44與PWM組件40相連，以控制當最初接上負載時調節器的輸出幅度傾斜地上升。該幅度被控制為隨在開始運行時充電的電容器C4108上的電壓變化而變化。
在待機方式下，調節器U4100的運行與來自運行調節器的脈沖信號無關。本地振蕩器45確定脈寬調制脈沖的頻率。自由運行頻率由與振蕩器的第一輸入相連的電阻R01和R02和與第二輸入相連的電容器C0組成的RC網絡所確定。作為另一軟起動裝置，振蕩器以減少的頻率運行，它具有通過開始不導通的晶體管Q4101與地相連的電阻R01。起動時，在由通過電阻R4118和電阻R4120充電的電容器C4120上電壓超過晶體管Q4101的正向基極-發射極電壓所引入的延遲以后，晶體管導通。然后電阻R01與電阻R02并聯連接，從而在起動以后增加了自由運行振蕩器頻率。
圖3詳細地說明運行調節器，同時還表示供以待機方式起動和在待機和運行方式之間切換之用的系統控制和轉換裝置的細節。圖3的電路運行于使VCC轉接到運行調節器并還允許和禁止運行調節器輸出通過變壓器T4101反饋回待機調節器。開關功能是由系統控制微處理器30發出的開/關信號產生的，例如響應于從遙控器和紅外接收器(未圖示)接收到的控制信號，ON/OFF信號被編程以按要求在ON(運行)和OFF(待機)狀態之間轉換。
運行調節器U4150檢測從二次繞組WS2發出并經二極管D2和電容器C5而產生的調整后的B+掃描電壓。這電壓通過由電阻R4144、R4159和電位器R4156的電壓分壓器所組成的調節器負反饋電路FBR加到誤差放大器61上。令B+電壓與例如+2V的內部DC電壓基準VREF1相比較。增益穩定的AC負反饋回路由電容器C4154和由C4163和R4150的RC組合所提供。內電阻R61建立B+調節，負反饋回路的DC增益。
運行調節器具有兩個脈寬調制器72和74。第一PWM72與誤差放大器61的輸出相連，第二PWM74與軟起動和占空因數限制器65相連。類似于待機調節器U4100的軟起動運行，一旦開始運行在運行方式，限制器65便使電容C4151充電，以逐漸增大輸出脈沖幅度。此外，限制器65規定輸出的最大占空因數。
PWM72和74的輸出連接至邏輯方塊76，它在兩個輸出之間選擇，尤其選擇較窄的脈沖。這脈沖被耦合至可以是類似于待機調節器的推挽級的推挽級驅動器82。
運行調節器也具有VCC檢測電路66，可運行于在VCC下降至低于最小電平或上升高于最大電平時阻止輸出。VCC監測器66耦合到用于阻止輸出的開關元件84。驅動器82的輸出通過開關元件84和經串聯電阻R4157與信號變壓器T4101的冷側一次繞組耦連，其二次繞組與待機調節器的控制輸入相耦合。
在運行方式下，運行調節器與電視接收機的行掃描同步地運行。包括放大器78，邏輯同步器77和可控制振蕩器64的振蕩級170提供觸發脈沖至PWM72和74和邏輯元件76。為了使振蕩器與行掃描同步，振蕩級接收由偏轉電路20產生的正向AC行回掃脈沖。回掃脈沖經分壓電阻R4155和R4151而減小幅度，并經過二極管CR4155加到振蕩器，二極管CR4155阻止脈沖的負向部分。隔直電容器C4153耦連在電阻R4155和R4151之間。電容器Ct和電阻Rt確定在沒有回掃脈沖時的運行期的自由運行頻率。
系統控制微處理器30的運行源自待機+5V電源，每當AC電源由電網供給時即存在+5V電源。待機+5V電源是通過調節器24從待機電源+16V產生的。當電源開始供給底盤時，復位電路34通過晶體管Q3501和Q3502提供電源上升復位，在備用5V電源開始供電以后大約100毫秒期間使微處理器30的復位輸入保持在低電平。這防止微處理器運行，直至備用5V有可能穩定為止。在斷電期間復位電路也將復位線拉為低電平。在復位期間通過將經過二極管CR3102在晶體Y3101上電壓拉低，使微處理器30保持在低供電方式，這樣停止主時鐘和停止微處理器的所有操作。
復位電路34使用來自二次繞組WS3的+16V備用電源的電平，二次繞組WS3通過調節器23也產生12V備用電源。16V電源是從繞組WS3通過二極管D3和電容器C7產生的。當加上AC電源時，備用電源上升，晶體管Q3501發射極保持在來自12V備用電源并經過齊納二極管CR3602和電阻R3617的4.7V。晶體管Q3501的基極電壓由電阻R3501和電阻R3502的分壓器所決定，起動低于晶體管Q3501發射極的4.7V，因而導通晶體管Q3502并通過將經過二極管CR3101和電阻R3118的復位輸入拉低而產生復位。當16V電源已上升到約9V時，Q3501關斷，撤去Q3502的基極電壓和使Q3502截止。那末至微處理器的復位線通過電阻R3137與12V電源相連而上升。此后二極管CR3102被反向偏置，同時晶體Y3101能繼續振蕩。
若檢測到例如顯象管打火的暫時負載變化，復位線被暫時拉低。兩個電容器C3612和C3613將在備用16V電源中急沖或短時脈沖波干擾耦合至晶體管Q3501。假如急沖或短時脈沖干擾超過1.2V，則Q3501導通和將復位線拉低。
斷電期間，在備用5V電源下降到會造成控制微處理器30的錯誤運行的程度以前，復位電路將復位線拉低。為了在備用5V電源成為可獨立(undependable)以前觸發復位，復位電路在晶體管Q3501基極處檢測備用16V電源。16V電源用于產生備用5V電源，和在16V電源明顯下落以前保持5V電平。這樣，在5V電源下落之前就檢測到16V的丟失。16V電源下落到約9V時由于電阻R3501和R3502的分壓器使晶體管Q3501導通。
若(例如)由于過載導致運行5V電源失電時也產生復位信號。運行5V電源是從備用7.5V電源經過調節器25產生的。7.5V電源來自二次繞組WS4經二極管D4和電容C6產生的。若備用7.5V電源下落低于5.4V和微處理器30的ON/OFF輸出為高電平，這樣晶體管Q3204從16V電源通過電阻R3119和R3220導通，即，在運行方式下由于電阻R3623和R3624分壓器的作用，晶體管Q3601被截止。然后二極管CR3608被正向偏置，導通晶體管Q3502和產生復位。
一旦復位線被拉低，系統控制微處理器處于低供電方式，它的振蕩器被停止和所有功能被暫停。這就減少在5V電源上的負載，并使它在至少1V以上維持相當時期，保持存儲在微處理器存儲器中的數據，以便當供電短時恢復的話，可依照相同條件(例如頻道號，音量設置等)繼續運行。
從控制微處理器30產生ON/OFF信號通過電阻R3119耦合而接通開關晶體管Q3204，信號為高，ON狀態時晶體管導通，和為低OFF狀態使晶體管截止。集電極負載由電阻R3220提供，發射極電阻R3155設有旁路電容器C3114。
在晶體管Q3204發射極產生的ON/OFF信號通過電阻R4102和R4119耦合至晶體管Q4104的基極。Q4104的集電極通過電阻R4124耦合至+16V電源和通過電阻R4126與晶體管Q4105的基極相耦合。
為了使開關電源處于備用方式，通過使晶體管Q4104截止和晶體管Q4105導通，將運行調節器U4150的輸出拉低。這拉低了通過二極管CR4111的輸出。
ON/OFF信號也控制VCC從16V電源至運行調節器的耦合。ON/OFF信號為在運行方式下，通過電阻R4153和R4154導通晶體管Q4151而被耦合。Q4151的集電極負載是電阻R4161和PNP晶體管Q4150的基極。通過電阻R4160使晶體管導通，因而晶體管Q4150的基極電壓被拉低，通過經電阻R4156使濾波電容C4160充電，將16V電源連接至運行調節器U4150。
微處理器30的ON/OFF輸出端在內部構造為三狀態輸出。高狀態是低電源阻抗+5V電平的有效狀態。低狀態是低電源阻抗0V電平的有效狀態。第三狀態是高阻抗狀態，該狀態下輸出端的電源阻抗非常高。
運行方式中來自微處理器30的ON/OFF信號的ON狀態是+5V有效高狀態。通常由例如遙控器操作產生的待機OFF狀態是0V有效低狀態。當由復位電路34將復位信號加到微處理器30上時也產生OFF狀態。在這情況下，微處理器30將ON/OFF端置于高阻抗狀態，使得晶體管Q3204的基極能被電阻R3153拉低至地電位。這使該晶體管截止和啟動上述的一系列事件，使電視接收機處于待機操作方式。
依照所圖示和所討論的ON/OFF，復位和保護電路，有各種方法使運行和待機調節器在它們的操作方式下協調。然而，這協調取決于例如特定電源電壓的下落等的時間依據。在斷電開始和運行調節器被禁止的時刻之間間隔內，調整的B+電壓往往會下降，引起運行調節器增大脈沖輸出電壓Vmr的占空因數。這造成會潛在危害斷路器晶體管Q4100的情況。
位于冷地基準側的復位信號發生器34不能很迅速地檢測到例如AC電網電源斷電的熱地基準側的斷電。這樣在迂到占空因數的劇烈變化以前不能依靠復位信號發生器使運行調節器處于待機。
另一潛在危險情況可能是由于負載要求方面突然增加而造成的。運行調節器可能通過將占空因數推動至占空因數限制電路65所容許的最大值，以這樣使系統加載的方式作出反應。
依照本發明結構，由電阻R5003、電容C5001，二極管CR5001和電阻R5004組成的保護性反饋電路FBS減緩了運行調節器對這類情況的響應。該電路防止占空因數過大或過快地增加，或在斷路器晶體管中產生不應有的驅動振蕩。
在運行方式下PWM電壓Vmr是以2fH頻率循環的在例如0.8V和6.9V電平之間切換的雙電平電壓。電壓Vmr的平均值是隨脈沖占空因數變化而變化的正值，隨著占空因數或斷路器接通持續時間增加而幅度增大。
PWM電壓Vmr加在保護性反饋電路FBS的積分器100上，以在積分電容C5100上產生這一平均值作為保護反饋電壓Vsf。積分器100的RC時間常數足夠大，以能基本消除電壓Vmr中2fH基波和諧波分量電壓頻率。然而時間常數一定要足夠快，使得反饋電路FBS能響應在劇烈或異常運行條件下電壓Vmr的占空因數的變化。
假如由于B+電壓電平的下落，PWM電壓Vmr的占空因數超過一定的閾值，反饋電壓Vsf會足以大到使阻塞二極管CR5100正向偏置。隨著二極管CR5100導通，反饋電壓Vsf通過電阻R5004加在誤差放大器61的負輸入端上。以負反饋方式，通過包括輸出電壓Vmr和保護反饋電路FBS的回路，誤差放大器61因其高增益而使PWM電壓Vmr的占空因數被限制在一個值，這個值保持在負輸入端上電壓Vin等于在正輸入端上所建立的基準電壓電平Vrefl。
調節器負反饋電路FBR從R4156的滑動臂供給一個減小的反饋電壓，試圖保持下落的B+電壓電平的恒定。它通過增加PWM電壓Vmr的占空因數試圖做到這一點。保護反饋電路FBS的反饋運行對抗調節器反饋電路FBR的反饋運行，并當啟動時保護反饋電路克服調節器反饋電路和以安全方式限制電壓Vmr的占空因數。
圖4至7表示在運行方式期間電視接收機的幾種運行條件下保護反饋電路FBS的有效作用。圖4a-7a是表示在電路內具有本發明的保護反饋電路FBS的開關式電源的各種參數的時序圖，而圖4b-7b表示在電路FBS撤去后的時序圖。
圖4a和4b比較在靠近時間t0時發生AC電網電源失電或斷電時有和沒有安全反饋情況下，PWM輸出電壓Vmr的持續時間和占空因數。在圖4a具有安全反饋情況下的占空因數光滑地傾斜上升至運行調節器中占空因數限制器65所容許的最大占空因數，和保持在最大值直至復位電路34在時間t1啟動。那時微處理器30輸出ON/OFF控制信號的OFF狀態，禁止運行調節器U4150，輸出的占空因數和脈沖寬度下降至零。
在圖4b表示沒有安全反饋情況下脈沖寬度的對應圖，其中AC電網在時間t0發生斷電后脈沖寬度也增加到最大值，但這增加的特征在于在到達最大值之前大約10毫秒間隔tosc內脈沖寬度和因此占空因數有明顯的不希望有的振蕩。復位發生器34不能迅速地對失電作出反應。微處理器30直到在占空因數已開始振蕩以后的時間t2′才供給ON/OFF指令信號的OFF狀態。反之，在圖4a中安全反饋電路FBS在復位信號產生之前有利地盡早地發揮效用，從而提供光滑脈沖調制信號Vmr的占空系數的限制。
圖5a和5b是在從最小亮度的平面場轉換為最大亮度場，0至100IRE時發生的視頻負載變化期間比較兩個參數的脈沖持續時間和占空因數的時序圖，圖5a為有反饋情況，而圖5b為沒有反饋情況。與這實例中最大電源輸出功率值277瓦比較，電源負載的差別大約為40至50瓦。在低AC線輸入電壓99VAC情況時也會產生這些曲線，這樣運行調節器的正常占空因數位于其范圍的較高段。
圖5a中在時間t2，0IRE平面場顯示和100IRE平面場顯示之間躍變后，占空因數經過一個峰值，在峰值后，返回到較高但穩定的值。然而，在對應的圖5b中，在躍變時間t2′以后一段時間內占空因數在最大值構筑一平臺，此后其特征在于比圖5a中更大的振蕩，尤其是當脈沖寬度從最大值下落到表示在較高負載值下運行的值時。
圖6a和6b同樣比較在顯示最大亮度的重復方塊測試圖時視頻負載變化期間輸出電壓Vmr的持續時間和占空因數。圖6a所示為有反饋情況，脈沖占空因數隨負載增加而增大，但每個增大占空因數的脈沖周期傾向于被拉開，與圖6b所示沒有反饋的運行相比較，達到較低的峰值。其結果改善了斷路器電路的保護作用和改善了對B電壓的調整。
在AC電網電源失電后反饋電路FBS對在一次繞組中和在斷路器晶體管Q4100中的電流變化影響可從圖7a和7b的比較中顯而易見。斷路器晶體管Q4100與電源變壓器T4100的一次繞組相連。這樣當斷路器晶體管Q4100導通時一次繞組中的電流指數地傾斜上升。在如圖7a所示沒有反饋的情況下，輸出脈沖寬度增加使每個循環電流以這樣方式能傾斜上升，它按照由虛線ENV1所示的電流包絡線的斜率增加斷路器晶體管中的峰值電流。在圖7b中，脈沖寬度的變化受運行調節器中反饋電路FBS的限制，增加的電流包絡線ENV2的斜率較低，這樣使得在復位電路和VCC開關電路動作以迫使電源進入待機方式時所達到的峰值電流較小。
通過使用反饋，限制脈沖調制電壓Vmr的占空因數，優越之處在于安全反饋電路FBS的運行與運行調節器U4150中占空因數限制器無關，與待機調節器U4100中占空因數限制器也無關。當開關式電源遇到其運行參數的極值時這將提供增大的安全系數。
權利要求
1.開關式電源包括如下部分調制器(U4150)，具有用于接收檢測信號(Vin)的輸入端(腳5)和產生脈沖調制信號(Vmr)的輸出端(腳3)。開關裝置(Q4100)，與所述調制器相連，并受按照所述脈沖調制信號產生的開關信號(在U4100的腳14)的控制而轉換；電源裝置(D2，WS2，C5)，用于響應所述開關裝置的操作產生電源電壓(REG.B+)；其特征在于在所述調制器輸出和調制器輸入之間反饋回路中連接有裝置(FBS)，用以限制所述脈沖調制信號的占空因數。
2.依照權利要求1的電源，其特征在于所述調制器以第一方向調制脈沖調制信號，而所述限制裝置以相反方向調制所述脈沖調制信號。
3.依照權利要求2的電源，其特征在于所述調制器以所述第一方向調制所述脈沖調制信號的占空因數，而所述限制裝置以所述相反方向調制所述脈沖調制信號的占空因數。
4.依照權利要求1的電源，其特征在于對響應所述電源電壓的第一反饋電路(FBR)，用于產生所述檢測信號以提供對其的調節，所述限制裝置包括與所述調制器相連的第二反饋電路(R5003，R5004，C5001，CR5001)，它的作用與所述第一反饋電路相反。
5.依照權利要求1的電源，其特征在于所述限制裝置包括用于產生表示所述脈沖調制信號的占空因數的表示信號的裝置(R5003，C5001)和當所述占空因數超過預定閾值之外時將所述占空因數表示信號施加在所述調制器上的裝置(CR5001，R5004)。
6.依照權利要求5的電源，其特征在于所述施加裝置對占空因數表示信號和檢測信號作出響應。
7.依照權利要求5的電源，其特征在于所述施加裝置包括連接在所述調制器輸出和所述調制器輸入之間的二極管(CR5001)。
8.依照權利要求5的電源，其特征在于所述占空因數表示信號產生裝置包括對所述脈沖調制信號進行平均的裝置(R5003，C5001)。
9.依照權利要求8的電源，其特征在于所述平均裝置包含有積分器(R5003，C5001)。
10.依照權利要求9的電源，其特征在于所述積分器具有除去所述脈沖調制信號基波頻率分量的時間常數。
11.依照權利要求10的電源，其特征在于所述施加裝置包含與所述積分器和所述調制器輸入相連的二極管(CR5001)。
12.依照權利要求1的電源，其特征在于所述調制器對由控制器(30)產生的ON/OFF指令信號作出響應，一旦檢測到電源斷電，復位信號發生器(34)產生復位信號，所述控制器對此作出響應產生所述指令信號的OFF狀態，而所述限制裝置一旦發生所述電源斷電時，在由所述復位信號發生器檢測到所述斷電之前提供對所述脈沖調制信號的占空因數的限制。
13.依照權利要求1的電源，其特征在于所述調制器包括獨立于所述限制裝置運行的占空因數限制電路(65)。
14.依照權利要求1的電源，其特征在于開關控制電路(4100)與所述調制器相連，用于提供所述開關信號至所述開關裝置，和與所述開關控制電路相連的裝置(R4107)，用于產生在所述開關裝置中主電流的表示信號，在過量主電流情況下禁止所述開關裝置的正常運行。
15.依照權利要求14的電源，其特征在于所述開關控制電路包括獨立于所述限制裝置運行的第一占空因數限制電路(40)。
16.依照權利要求15的電源，其特征在于所述調制器包括第二占空因數限制電路(65)，其運行獨立于所述限制裝置和所述第一占空因數限制電路。
17.依據權利要求16的電源電路，其特征在于調制器運行于在運行方式期間提供電壓調節和在待機方式期間被禁止，而所述開關控制電路此后運行于提供電壓調整。
18.依據權利要求17的電源，其特征在于所述調制器以冷地為基準(“COLD GROUND”)和所述開關控制電路以熱地為基準(“HOT GROUND”)。
19.一種開關式電源，包括以下部分調制器(U4150)，具有用于產生脈沖調制信號(Vmr)的輸出(在腳3);開關裝置(Q4100);開關控制電路(U4100)與所述調制器和所述開關裝置相連，用于向所述開關裝置提供響應于所述脈沖調制信號的開關信號;電源裝置(D2，WS2，C5)響應所述開關裝置的運行產生電源電壓(REG.B+)。第一反饋裝置(FBR)與所述調制器的一個輸入相連并響應于表示所述電源電壓變化的檢測信號(由R4156產生)，用以按第一方向調制所述脈沖調制信號，以調整所述電源電壓，其特征在于第二反饋裝置(FBS)，連接在所述調制器的輸入(在腳5)和所述調制器的所述輸出之間，用于按與所述第一反饋裝置相反的方向調制所述脈沖調制信號。
20.開關式電源，包括以下部分調制器(U4150)，具有用于接收檢測信號(Vin)的輸入(在腳5)和用于產生脈沖調制信號(Vmr)的輸出(在腳3);開關裝置(Q4100)與所述調制器相連，并受按照所述脈沖調制信號產生的開關信號的控制而轉換;電源裝置(D2，WS2，C5)，用于響應所述開關裝置的運行而產生電源電壓(REG，B+);其特征在于裝置(FBS)響應于所述脈沖調制信號而產生隨所述脈沖調制信號的占空因數變化的控制信號;和響應于所述控制信號而提供對所述占空因數進行限制的裝置(61)。
全文摘要
開關電源，包括具有用于接收檢測信號的輸入端和用于產生脈沖調制信號的輸出端的調制器(U4150)。輸出開關(Q4100)與調制器相連，并按照脈沖調制信號的控制而轉換。發生器(D2，WS2，C5)產生響應于開關運行的電源電壓。反饋電路(FBS)連接在調制器輸出和調制器輸入之間，限制脈沖調制信號的占空因數。
文檔編號H04N5/63GK1100868SQ9410383
公開日1995年3月29日 申請日期1994年3月30日 優先權日1993年3月31日
發明者B·W·沙斯 申請人:湯姆森消費電子有限公司