專利名稱：具有自動對比度控制的彩色電視非線性用戶對比度控制的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于控制電視接收機或監視器的對比度的裝置，特別涉及用于擴展具有自動對比度控制能力的電視接收機的用戶對比度控制范圍的電路。
在現代電視系統中，自動控制再現的圖象的對比度和亮度是公知的，例如，在題為“含有自動對比度和‘白展寬’處理部分的動態視頻系統”的5003394號美國專利公報中描述了一種具有自動對比度控制以防止“白點散焦”的電視系統。自動對比度控制〔也稱為“自動圖象”(AutoPix)，此處Pix是Picture的縮寫〕防止了由于散焦而在高亮度(白)區域中的細節清晰度損失。而在信號峰值低于散焦峰值時能夠保持高對比度(因而有高主觀亮度)圖象。
在
圖1中示出了用于現代電視系統的自動對比度控制電路。為了便于說明，圖1中只示出了認為對討論本發明有關的那些電視系統部分。
參看圖1，其中示出了分別耦合到畫中畫(PIP)處理器5的主視頻輸入1和輔助視頻輸入3，PIP處理器5也受接收機控制器7控制。PIP處理器5向亮度電路9和色度電路11提供信號(C和Y)。亮度電路9和色度電路11的輸出信號分別加到一個矩陣10，矩陣10的輸出紅(r)，蘭(b)和綠(g)彩色信號，并將這些信號加到一個對比度控制級13r，13b和13g的各個輸入端。對比度控制級(例如13r，13b和13g)響應于紅(r)，蘭(b)和綠(g)彩色信號，而其輸出加到亮度控制級(例如15r，15b和15g)，亮度控制級的輸出通過激勵器(例如17r，17b和17g)加到顯象管(例如19)。
自動對比度控制裝置包括一個組合器電路47，用以從亮度級的輸出信號中得到一個“組合的”信號(例如SUMY)。此處所用的以及在權利要求中所附加的組合信號(即SUMY)表示所顯示圖象的亮度分量。然后通過自動對比度控制電路41對組合信號SUMY進行處理。自動對比度控制電路41包括一個峰值檢測器49和一個比較器50的輸出通過一個緩沖器51反饋到電視系統對比度控制級(13r，13b和13g)的控制輸入端13。包括峰值檢波器49，比較器50和緩沖器51的自動對比度控制環路41確定耦合在組合器電路47的輸出(端點14)和對比度控制級的輸入控制端(端點13)之間的反饋環路，它確定對比度控制級的閉環增益。對比度控制級(13r，1g和13b)的開環增益部分地由受接受機控制單元7驅動的用戶對比度控制單元60決定。
對比度控制單元60包括一個共同的控制微處理器63，一個緩沖放大器65和一個低通濾波器67。微處理器63用于控制各種功能，例如峰化，對比度及亮度。在微處理器63和以N63表示的一個開關元件的控制下，產生脈沖信號(PS)及其邏輯分量PSN。脈沖信號PS和PSN包括被脈寬調制(PWN)以表示用戶對比度控制置位，并被確定和稱作用戶控制級的脈沖。信號PSN(PS的邏輯分量)在微處理器63的節點29產生并被加到緩沖放大器65的輸入端。
放大器65響應脈寬調制脈沖信號(PSN)并在其輸出節點75產生經放大和緩沖的脈寬調制輸出脈沖(相位與PS信號相同)，然后該輸出脈沖加到低通濾波器67的輸入端。由串聯連接的電阻R7和并聯連接的電容C1表示的濾波器67對放大器65產生的脈寬調制信號進行濾波，以在節點670產生一個DC用戶對比度控制電壓(VC)，該電壓加至端點13。
在圖1所示的裝置中，一個自動射束電流限制器52也耦合至端點13。因此，低通濾波器67的電容C1就由電路60，52和41共同以便對由用戶對比度控制單元60，自動射束電流限制器52以及自動對比度控制單元42產生的各個控制電壓進行濾波和存貯。因此跨越C1的控制電壓(Vc)是由控制單元60，52及41產生的各個控制電壓的組合。
對于所示的實施例，假設增加的直流(DC)對比度控制電壓(Vc)對應于增加的增益，因而對應于增加的對比度，還假設降低的DC對比度控制電壓(Vc)對應于降低的增益和對比度〔這對應于已處理的亮度輸出信號(SUMY)的白走向部分為正上升的另一個假設〕。
如圖1所示，自動對比度控制單元41包括一個峰值檢測器49，它檢測經處理的亮度輸出信號SUMY的白上升部分的峰值。白峰值檢測器49的輸出電壓耦合到比較器50。峰值檢測器49和比較器50被設置為在峰值超過一個預定的基準電壓時，降低作為亮度輸出信號峰值幅度的函數的對比度控制電壓。
圖1電視系統的問題是對于某些信號，自動對比度控制反饋環路限制了對比度控制可能變化的范圍。這種限制的一個缺點是由于自動對比度控制是一個相對新的特征，則一個打算調節對比度的用戶可能因為不能使對比度以通常的方式變化而認為電視機有毛病。
限制的范圍可以通過參考表示端點14處的SUMY輸出信號的圖2曲線來更好地理解。在圖2中，縱座標(Y軸)表示圖中中端點14處產生的視頻輸出電壓(SUMY)的幅度(伏)，而橫座標(X軸)表示用于使用戶增加(從級0進行至級3)對比度的63個控制級。曲線A表示在自動對比度控制環路41閉合狀態的視頻(VIDEO)或組合輸出信號(SUMY)，即存在一個經由自端點14至對比度端點13的反饋環路41的反饋。
可以看出，在從0至21的范圍內，VIDEO輸出電壓響應于用戶控制級而線性地變化。但是，對于高于21的用戶控制級，響應曲線是平的。即，自動對比度控制反饋環路的操作限制了用戶對于保持在約3.5V視頻輸出電壓的控制級21以上的對比度進行變化的能力。因此，在一個理論上可提供63個控制級的系統中，只有前21級可以有效地利用。
由于在一定程度上認識到上面討論的問題，申請人的本發明部分地歸于擴展用戶進行對比度控制范圍的電路。
在實施本發明的電視系統中，用戶響應對比度控制電壓產生電路有意地變成非線性以產生一個非線線控制電壓，該控制電壓以一種擴展用戶控制電視接收機的對比度范圍的方式加到對比度控制級。
在一個特定的實施例中，電視系統包括一個對比度控制級和一個亮度控制級，每個對比度和亮度控制級都有輸入端和輸出端，對比度控制級的輸出端耦合至亮度控制級的輸入端。彩色信號加到對比度控制級的輸入端，以通過對比度和亮度控制級處理彩色信號。亮度控制級的輸出信號被組合以產生一個組合信號。響應于組合信號的反饋環路(自動對比度控制)加至亮度控制級的輸出端與對比度控制級的輸入端之間。該反饋環路對限制對比度可以變化的范圍起作用。用戶響應對比度控制電壓電路耦合到對比度控制級的輸入端，并向其施加一個為用戶控制信號的非線性函數的對比度控制電壓以擴展用戶可變化對比度的范圍。
在附圖中，相同的參考標志表示相同的部件，而且圖1是一個已知電視系統的半原理半方框圖;
圖2是視頻輸出電壓(SUMY)作為用戶控制級對一個閉合環路線性(未補償)和線性(有補償)狀態的函數的圖;
圖3是實施使用圖1電路的本發明的用戶控制電路的原理圖;
圖3A是對應于幾個用戶控制級的典型脈寬調制脈沖信號圖;
圖4是對比度控制電壓作為用戶控制級對開環線性(未補償)和非線性(已補償)狀態的函數的圖;而圖5是對比度控制電壓作為用戶控制級對閉環線性(未補償)和非線性(已補償)狀態的函數的圖;
圖3示出實施本發明的一個用戶對比度控制電壓產生電路，特別是示出了可以代替圖1中的緩沖放大器65的一個放大器/濾波器81。
參看圖3，其中示出了一個脈寬調制的用戶對比度控制脈沖信號(PS)加到開關N63的柵極以控制其導通和截止，并在微處理器63的輸出端29產生邏輯分量信號(PSN)，微處理器63通過負載電阻R1連接到+5V電源。PSN通過電阻R2加到一個NPN雙極型晶體管Q1的基極，Q1的發射極接地。電阻R4連接在Q1的集電極和節點71之間，而電阻R3連接在節點71和電源電壓端17之間，在電源電壓端17上加有例如可以為正12V的電壓Vcc。
非線性低通濾波器73連接在節點71和以射隨器進行操作的NPN雙極型晶體管Q2的基極之間。濾波器73包括連接在節點71和Q2的基極之間的電阻R8，負極連接在節點71而正極連接到Q2基極的二極管D1，以及連接在Q2的基極和地之間的電容C2。
Q2的集電極連接到端點17，而其發射極連接到輸出節點75。地回路發射電阻R5連接在節點75和地之間。可以是如圖1濾波器67相同類型的一個低通濾波器671連接在節點75和RGBIC的對比度控制端13之間。與圖1所示一樣，電阻R7連接在節點75和對比度控制端13之間，濾波電容C1連接在端點13和地之間。與圖1相同，自動對比度控制網絡41的一個輸出端和射束電流限制電路52的一個輸出端連接回端點13。
圖3電路的操作，特別是非線性網絡73的作用現在來進行討論。
涉及到網絡73，R8，D1和C2的組合起到產生一個非線性直流(DC)對比度控制電壓(Vc)的作用。在圖3電路中，電容C2與電容C1(及端點13)絕緣，因而C2能夠以不同速率進行充電和/或放電。當Q1完全截止時，C2就由R3和R8的串聯組合充電。而當Q1完全導通時，C2通過與R8并聯的D1(極性為正向導通)和并聯組合的R3和R4放電。因此，充電時間常數(Tc)約為(R3+R8)(C2)，而放電時間常數(Td)約為(R3與R4并聯值)×(C2)。對于R3＝1.8KΩ，R8＝10KΩ，和R4＝4.7KΩ的情況，(R3+R8)的串聯電阻約為12KΩ，而R3和R4的并聯組合值約為1.3KΩ。因此，顯然充電時間常數(TC)比放電時間常數(Td)大9倍多。圖3中的網絡73的不相等的充電和放電時間產生出示于圖2，4和5的曲線B的各種曲線。
為了更好地理解濾波器73所扮演的角色，請注意圖3中的電路(如圖1中電路)中，用戶能夠變化(增加或降低)在63級中的對比度。用戶的控制由一個圖3A所示類型的脈寬調制脈沖信號(PS)的生成物表示。在微處理機的端點29產生的PSN信號是PS信號的邏輯分量并加到緩沖放大器81的輸入端。如圖3A所示，脈沖信號的周期(TP)可以分成64級(63+1)。第一級是確保N63完全截止的0DC電壓電平，而第64級是確保N63完全導通的有效幅度直流電平(dc)。脈沖周期Tp被分成63個相等的增量，對于每個后續的較高級具有一個比較低的在先級大約Tp/63的脈沖寬度。因此，在級1和級63之間的任何級(Ni)期間的“高”電平脈沖寬度(TH)可以表示為(Ni/63)(Tp);此處Tp是等于TH加TL的脈寬時長，而TH是脈沖為高時的時間長度，TL是脈沖為低時的時間長度。改變脈沖為高時的時間長度(例如TH)對脈沖時長(Tp)的關系曲線是一種改變加到放大器/濾波器組合的脈沖串的占空因數〔即TH/TP(100%)〕的方法。如以下更詳細的描述，對比度控制電壓的直流(DC)電平通過改變脈沖串的占空因數進行改變。
為了便于解釋，我們首先將研究圖3電路響應對于兩端點的情況。在以下的討論中，假設當PS為“低”或“0”，則PSN為高而且有效幅值能夠使Q1全導通，而當PS為“高”或邏輯“1”時，PSN則為“低”或“0”而且該幅度使Q1全截止。
1.首先，在級0，PS為“低”或“0”，PSN為“高”，而Q1處于飽和。對于這種情況，R3和R4的分壓網絡使節點71處的電壓大約等于8.6V。Q2的基極將低于但接近于該電壓，而Q2發射極(節點75)的電壓將約為0.7V，低于Q2的基極電壓。這種情況確定了在Q2的發射極產生的最低電壓和在輸出節點670產生的最低電壓(Vc)，該最低電壓(Vc)加到端點13，大約等于7.9V，如圖4和5所示。
2.在級63，PS為“高”DC電平，而PSN為“低”電平，因而Q1為全截止。由于Q1不導通，則Q2的基極通過R3和R8的串聯組合接到Vcc電壓端。由于Q2的射隨器作用，跨過R3和R8的電壓降將相對小，是流入Q2的基極電流的函數。在Vcc等于12V時，跨過R3和R8的電壓降可假設為約0.4V，因而Q2基極的電壓約為11.6V。假設VBE壓降約為0.7V，則Q2發射極的電壓(V4)則約為10.9V，如圖4所示。因此在Q2的發射極以及因此在節點670產生的并加到端點13的最高電壓(VMAX或VcMAX)約為10.9，而最低電壓(VMIN或VcMIC)約為7.9V。因此，用戶控制級可用于改變最低值(例如7.9V)和最高值(例如10.9V)之間的dc對比度控制電壓(Vc)。正如以上所述，對于所示的實施例，假設增加直流(DC)對比度控制電壓(Vc)對應于增加增益，因此增加對比度，而降低DC對比度控制電壓(Vc)對應于降低增益和對比度。而且，與圖1的已知電路相比較，在實施本發明的電路中，dc對比度控制(Vc)并不隨作為增加(降低)級(置位)的函數而線性地增加(降低)。
為了更好地理解本發明提供的非線性補償的效果，要涉及圖1和圖3的電路并涉及圖4所示的曲線。現回頭參看圖1的電路，放大器65起到使充電電容具有一個幾乎等于放電時間常數(Td)的充電時間常數(TC)的作用，結果，在圖1的電路中，脈沖信號使得在Q2發射極以及電容C1兩端產生的對比度控制電壓在控制置位從0至63增加時線性地增加。圖1電路的開環操作結果示于圖4的曲線A。
請注意在圖1的電路中，對于開環情況(當自動對比度控制41的輸出端不連接到節點13時)，對比度控制電壓Vc從第0級用戶控制級0的約7.9VdCVcMIN值線性增長到第63用戶控制級的約11.4Vdc值。
參看圖3，記住在網絡73中，使充電時間常數(TC)遠大于放電時間(Td)的情況。因此，在Q2的發射極(節點75)以及節點670處產生的開環dc電壓趨向是對于在脈沖信號的脈沖寬度為小的情況中的用戶控制級(置位)的低值情況呈緩慢地增長，而對于在脈沖信號的脈沖寬度為大的情況中的用戶控制置位較高值的情況則是更迅速地增長。該情況由圖4的曲線B說明。比較曲線B與曲線A，雖然，隨著增加用戶控制級(置位)函數的變化，經補償的(非線性)曲線B較未補償的(線性)曲線A增長更緩慢。因此，通過使充電時間常數大于放電時間常數(TC＞Td)，在濾波器671的輸入端產生并加至對比度控制級的端點13的對比度控制電壓(Vc)的趨向是小于當TC大約等于Td時產生的Vc值。曲線A和B的終點由于R8兩端的附加電壓的原因而不相同。但是，如果Q2是一個增益很高裝置，則兩終點將非常接近。
用于由圖3電路產生的較低值的控制級的控制電壓(Vc)的較小增值(與圖1電路相比較)有效地降低了用于較低值的用戶控制級的對比度控制級13b、13g、13r的驅動和增益。因此，當圖4曲線B的控制電壓Vc加到端點13，而反饋環路閉合時(即自動對比度控制41與電路相連，系統的響應如圖5的曲線B所示。
圖5示出了當自動對比度控制環路41閉合且可操作時，加至對比度控制級的端點13的圖4的開環電壓Vc如何變化。即，圖5對應于節點670與RGBIC的端點13相連接而自動對比度控制反饋環路41在RGBIC的端點14和13之間接通時的情況。圖5的曲線A說明當圖1的放大器/濾波器電路60接入電路時的操作。控制電壓從級0至級21線性增長，然后在其它用戶控制置位(級21-63)上保持平坦，與此相比，圖5的曲線B表示當圖3中的放大器/濾波器81代替了圖1的放大器65時的閉環電路響應。當圖3的放大器/濾波器與電路相連時，則控制電壓就在一個從級0至級49的擴展范圍上變化。因此，從圖5曲線B的研究來看，顯然對比較度控制電壓現在至少擴展到在一個以級0至級49的范圍上響應于用戶控制級。
回來參看圖2，該圖表示了視頻輸出電壓(在端點14處的SuMY信號)響應，它將視頻輸出表示為用戶控制級(置位)的函數。如上所討論的，對于公知的放大器65和濾波器67的組合，用戶控制限制到第一21級(置位)。相反，對于產生圖4和圖5的曲線B所示響應的本發明的放大器/濾波器81與濾波器67相組合的情況，用戶控制存在于從級0擴展到級42的范圍上。因此，作為用戶控制級的函數在圖4和5曲線B所示的加到端點13上的非線性化的控制電壓產生圖2曲線B所示的SUMY輸出信號響應。因此，實施本發明的電路和系統中，使亮度信號在42個用戶控制級范圍上進行控制，從而對比度控制在一個比圖1的線性對比度控制電路所用的范圍寬得多的范圍上進行擴展。
在圖3中，通過插入包括一個放大器和非線性低通濾波器的網絡81得到對比度控制電壓(Vc)的非線性化。應該理解，通過將作為用戶控制函數的脈沖信號的脈沖寬度進行非線性化，并將該非線性化的脈寬信號加至一個線性放大濾波器組合，能夠獲得類似結果。
在圖3的電路中，脈沖串占空比因數利用脈寬調制進行變化。但是，應該理解，脈沖串的占空因數可以利用比特率倍頻方案或其它的公知方法進行變化。在所有情況中，本發明的指教是直流電流(DC)對比度控制電壓(Vc)的產物，而對比度控制電壓(Vc)是一個脈沖串占空因數的非線性函數。
權利要求
1.一個視頻信號處理系統包括一個視頻信號處理通道(9、10、11)，用于處理視頻信號(C、Y)；一個耦合到所述視頻信號處理通道的對比度控制級(13r、13g、13b)，用于控制所述視頻信號的對比度參數；和一個耦合到所述視頻信號處理通道的峰值檢測器(41)，用于檢測超過一個閥值電平的峰值視頻信號電平，峰值檢測器還耦合至所述對比度控制級，用于響應于所檢測的峰值信號電平以調整所述對比度參數，其特征在于耦合到所述對比度控制級的裝置(63、81、671)，用于接收用戶產生的對比度控制信號(PS)和響應于該用戶產生的對比度控制信號調整所述對比度參數非線性。
2.根據權利要求1的視頻信號處理系統，其特征在于所述非線性調整裝置包括一個充電時間常數與其放電時間常數不相等的低通濾波器(73)。
3.根據權利要求2的視頻信號處理系統，其特征在于充電時間常數大于放電時間常數。
4.根據權利要求2的視頻信號處理系統，其特征在于所述非線性調整裝置包括一個第一放大器(N63)，具有一個接收用戶產生的對比度控制信號的輸入端和一個輸出端;一個第二放大器(Q2)，具有一個輸入端和一個輸出端;以及所述低通濾波器連接在第一放大裝置的輸出端與第二放大裝置的輸入端之間。
5.根據權利要求4的視頻信號處理系統，其特征在于所述低通濾波器包括一個RC網絡(R8、C2)。
6.根據權利要求5的視頻信號處理系統，其特征在于所述RC網絡包括一個電阻(R8)，一個電容(C2)和一個二極管(D1)，二極管(D1)至少跨接在電阻的一部分，從而該二極管對于信號的一個極性來說起到相對低的阻抗分流作用。
7.根據權利要求1的視頻信號處理系統，其特征在于所述非線性調整裝置響應于用戶產生的對比度控制信號(PS)產生一個加到對比度控制級的控制電壓(V4)。
8.根據權利要求7的視頻信號處理系統，其特征在于用戶產生的對比度控制信號(PS)包括脈寬調制方波脈沖(該方波脈沖的占空因數由TH/TP確定，此處TH是脈沖為相對正向的時間長度，而TL是脈沖為相對負向的時間長度，TP為TH與TL之和;在此，所述的控制電壓幅度為TH/TP的非線性函數。
全文摘要
一個視頻信號處理系統具有一個自動對比度控制反饋環路(41)，用于限制控制對比度的范圍，該系統包括一個非線性對比度控制部件(81)。一個非線性對比度控制電壓(V
文檔編號H04N5/57GK1082291SQ9310759
公開日1994年2月16日 申請日期1993年5月21日 優先權日1992年5月22日
發明者T·D·古爾利, W·A·拉戈尼 申請人:湯姆森消費電子有限公司