專利名稱：占用多個頻段的視頻噪聲減小系統的制作方法
技術領域：
本發明涉及視頻噪聲減小系統，具體涉及占用多個頻段的視頻噪聲減小系統。
為減小噪聲而分離一個視頻信號為兩個或多個頻段這種類型的視頻噪聲減小系統是眾所周知的。Ebihara等人的第4，163，258號、題為“噪聲減小系統”
公開日為1979年7月31日美國專利的
圖1示出一種已知的“簡單核心”型“多頻段”噪聲減小系統。在該系統中利用一些互補型高、低通濾波器將視頻輸入信號分離成為高、低頻段，然后以高頻部分為核心重新組合這些頻段，以提供一種噪聲減小的視頻輸出信號，其高頻分量是“核心”，其低頻分量在任何情況下都不被干擾，或者說，不被改變。
正如Ebihara等人解釋的，這種雙頻段系統的一個缺點是為分離視頻信號所使用的高、低通濾波器通常對所施加的信號給出不等的相移并在低頻分量與核心的高頻分量重新組合時這種不等的相移導致相位失真。Ebihara等人還指出這樣的濾波器的幅-頻特性通常也是不等同的。Ebihara等人總結說，由于在重新組合這些濾波器所給出的低、高頻分量時的不同的相移和不同的幅度特性，由此得出的視頻信號呈現明顯的失真，這在被重現的視頻信號中是可檢測到的。還應注意到，這種雙頻段核心化組合排列對于有待處理的視頻信號低頻分量提供不了信噪比的改進。
為克服傳統的核心式噪聲減小系統的上述問題，Ebihara建議一種多頻段噪聲減小系統，該系統先將視頻信號轉換為多個時間相等的樣品，然后用哈達馬特(Hadamard)變換器變換為有核心的多個頻段(這些頻段可用于除了最低頻段以外的所有頻段)，于是，處理的信號可施加在反哈達馬特變換矩陣上，最后將它們重新組合以提供噪聲減小的視頻輸出信號。這種系統的缺點是過于復雜。
降低噪聲領域的其它工作者也利用其它形式的變換器力圖改進上述的“簡單”形式的“核心化”系統。Carlson等人的第4，523，230號、題為“System For Coring An Image-Representative Signal”
公開日為1985年6月11日的美國專利描述一種多頻段間隔頻率核心系統。在所公開的最佳實施例中，在與多間隔頻段核心組合中使用所謂“伯特皮拉梅得”(Burt Pyramid)型間隔頻率變換器。簡單地說，先將待降低噪聲的輸入信號施加在無振鈴、無折疊、定域變換、倍頻程間隔頻譜分析器(non-ringing，non-aliasing，localized transfer，octave band spatial frequency spectrum analyzer)上，以將視頻輸入信號分隔為一些子頻譜信號。其次，將這些子頻譜信號各自核心化。最后，將這些核心化的子頻譜信號施加在采用一個或多個無振鈴和無折疊濾波器的一個合成器上，以從全部子頻譜信號中導得一個代表圖像的輸出信號。與上述的簡單核心化系統相比，這個系統也是極為復雜的。
上述的多頻段噪聲減小系統的一個替代物將采用單一頻段處理。一個最基本的單一頻段處理器僅包括一個低通濾波器。顯然這種系統具有簡單化的優點，但它往往在消除噪聲的同時也消除了信號，從而導致一種缺少細節的“軟”顯現畫面，甚至在根本沒有噪聲的情況下也是如此。
單頻段噪聲減小系統有效地改進很小甚至沒有“幀到幀”運動的視頻信號的整個信噪比，這是眾所周知的“遞歸”濾波技術，利用“幀到幀”相關方法來提高信噪比。簡而言之，對于靜止圖像的情況，由于在一個累加器里對很多幀延遲信號加以組合，因此和值的信號功率比噪聲功率增長得更快些。這是由于靜止圖像的信號逐幀是連貫的、而噪聲從幀到幀是不連貫的緣故，因此幀遞歸濾波對于具有很小或無運動的圖像提供有效的信號噪比的改進。Takahashi在第4，246，610號、題為“彩色電視信號的噪聲減小系統”
公開日為1981年1月20日的美國專利中描述了運動自適應幀遞歸濾波器的幾個例子。然而，該文業已實現的幀遞歸濾波需要大量存儲器的實現所需的幀延時。
本發明的存在部分歸結于承認需要一個既能提高信噪比又具有相當小的視頻存儲器需求量的視頻噪聲減小系統。
本發明的視頻噪聲減小裝置包括一個具有給定取樣率的數字視頻輸入信號源;一個輸入信號處理器，將視頻輸入信號分成具有給定取樣率的高頻分量和具有較低取樣率的次取樣低頻分量;一個幀遞歸濾波器，對次取樣低頻分量施以幀遞歸濾波;一個輸出處理器，對高頻分量施以核心化，恢復幀遞歸濾波后的低頻分量的取樣率，以及組合由此得出的這些分量以提供噪聲減小的數字視頻輸出信號。
在本發明原理的一個示例性的應用中，幀遞歸濾波器提供多個次取樣低頻分量，經過處理，再與噪聲減小裝置的輸出相組合，以提供逐行掃描形式的視頻輸出信號。
本發明的上述特點和其它特點將在下文結合以下附圖詳細描述，圖中相同的標號表示相同的元件。
圖1示出體現本發明的噪聲減小系統的方框圖;
圖2示出圖1的噪聲減小系統所提供的核心化和幀遞歸濾波區的頻譜圖;
圖3示出盒式(或磁帶式)錄像機記錄部分中所使用的圖1噪聲減小系統的簡化方框圖;
圖4示出盒式(或磁帶式)錄像機放音部分中所使用的圖1噪聲減小系統的簡化方框圖;
圖5示出彩色電視接收機中體現本發明的逐行掃描處理器的詳細方框圖;
圖6和圖7示出適用于圖5接收機的“加速”電路的方框圖;
圖8示出適用于圖1和圖5實例的次取樣電路的方框圖;
圖9示出適用于圖5接收機的平均器的方框圖;
圖10A和圖10B示出適用于圖1或圖5實例的內插器的方框圖;
圖11示出圖10A和圖10B的內插器的工作圖解圖;
圖12和圖13示出適用于圖5接收機的控制信號產生器的方框圖;
圖14示出圖12和圖13的控制信號產生器的工作響應曲線圖;
圖15A和圖15B示出適用于圖5接收機的“軟開關”的方框圖;
圖16和圖17示出適用于圖1或圖5實例的幀延遲單元的方框圖;
圖18示出圖5實例中色度信號處理器的改型的方框圖;
圖19示出適用于圖5接收機的另一種“加速電路”的方框圖;及圖20示出圖19加速電路的工作圖解圖。
圖1的視頻噪聲減小系統10使高頻亮度信號分量經歷核心化處理，使低頻亮度信號分量經歷幀遞歸濾波處理，來減小這些亮度信號的噪聲。由于在遞歸濾波處理以前對低頻分量次取樣和在遞歸濾波處理以后使已濾波信號的取樣率復原到原始值(最好使用內插法)，因而在很大程度上減少了幀遞歸濾波所需的存儲器的數量。節省存儲器的原因是為實現場遞歸濾波所需的整場延遲而存儲的每行信號的取樣值較少的緣故。
有利的是，在圖1所示的具體的本發明實例中，所實現的存儲器節省量為使用視頻輸入信號來實現遞歸濾波所需存儲器量的75%。存儲器節省的可觀數量不僅產生了明顯的經濟效益而且還取得了技術上的成效，由于次取樣系統延遲需的存儲器單元頗少，因而其可靠性提高了，而且存儲單元故障的幾率減少了。
圖1的噪聲減小系統10的另一個特點是該系統具有通用性。例如，可用它來減少電視接收機、攝像機或廣播發射機中的亮度信道的噪聲。還可用于減少盒式錄像機(VCR)或視頻磁帶錄像機(VTR)的記錄電路或放音電路中亮試信號的噪聲。
本發明的其它益處是在視頻處理系統中得到的。該系統為噪聲減小以外的其它目的將亮度信號頻帶分為高、低頻率分量。這類系統的實例在下文將參照圖2所示的實例來描述和討論。人們將會看到，由于能夠同享共同信號，故在上述的應用場合中為供給場和幀延遲信號的存儲器的節省量是很大的。
在圖1中，有待減小噪聲的模擬亮度輸入信號Y1施加在模/數(A/D)轉換器14的輸入端12上，該轉換器接收來自定時信號產生器16的時鐘信號CL。轉換器14對模擬亮度信號Y1取樣，并提供一個數字亮度輸出信號Y2，其取樣率等于定時信號產生器16提供的時鐘信號CL的頻率。
在視頻信號的數字化過程中使用鎖相環路(PLL)技術提供與視頻信號的周期性參數有關的取樣頻率或“時鐘”頻率是習用的實踐。在所謂的“彩色副載波鎖定”的系統中，取樣信號通常選取為信號彩色副載波頻率的整數倍(經常是3或4)。在所謂的“行鎖定”的系統中，取樣信號通常選定為視頻輸入信號水平行頻的倍數。不管是“行鎖定時鐘”還是“彩色副載波鎖定時鐘”都可用于本發明的實施中。在這個具體的實例中，假設定時信號產生器16是一個鎖相環路(PLL)，其頻率鎖定在亮度輸入信號Y1水平行頻的1024倍的頻率上。這種產生器的結構可以是一個在其壓控振蕩器(VCO)反饋回路上設有一個公知的除法器的一種傳統的PLL，其上施加亮度信號Y1的水平同步分量。
還假設信號Y1的水平行頻是NTSC彩色標準的行頻15734赫。據此，在本發明的這個實例中，數字化的亮度信號Y的取樣率或時鐘速率(CL)等于16.111616兆赫。為了簡單起見，在以下的描述中把取樣率或時鐘頻率CL看成是約16兆赫。定時信號產生器16還提供其值等于CL/N的第二時鐘輸出頻率，這里N是一個整數。這個時鐘信號(下文將要解釋)供次取樣使用，也可用于幀延遲定時鐘。在這個實例中，整數N假定為4，因此次取樣時鐘頻率CL/N約為4兆赫。
往下觀察，模/數(A/D)轉換器14在與定時信號產生器16相結合時作為一個信號源以提供有待減小噪聲的數字視頻輸入信號(例如亮度信號Y2)，它具有給定的取樣速率(例如約為16兆赫)。
數字視頻輸入信號Y2施加在輸入信號處理器20(虛線框內)上，以將這個亮度輸入信號Y2分離成為具有給定取樣率(16兆赫)的高頻分量Y3和具有較低取樣速率的次取樣低頻分量Y4。在本例中，這個較低的取樣速率為原始速率的1/4，即約4兆赫。
更具體地說，在處理器20中，取樣率為16兆赫的亮度信號Y2借助低通濾波器(LPF)24施加在次取樣電路22上。次取樣電路22以CL/4(約4兆赫)的速率定時鐘，并在很大程度上降低了亮度信號的數據速率，因而減少了實現下面所要執行的視頻延遲功能所需的存儲器字節數。作為一個例子，如果全帶寬的亮度信號Y1以假設的16兆赫時鐘速率被數字化，然后以假設的4兆赫時鐘速率次取樣，則只需1/4(例如25%)的存儲器就可實現與該信號不被次取樣時所需要的、相同的數字延遲。如上文解釋的，人們可以根據本發明的原理在具體的應用中選擇其它的時鐘速率和次取樣率。
為了避免折疊，在次取樣之前，該亮度信號先經低通濾波，這個功能由低通濾波器24來提供。濾波器24的最大截止頻率(即“耐奎斯特”頻率)是次取樣速率的一半(例如對于假設的約4兆赫的次取樣率則約為2兆赫)。然而，希望濾波器的截止(或“拐角”)頻率要比次取樣率的一半還低些，以考慮到在濾波器通帶與濾波器止帶之間的過渡區中濾波器響應的有限斜坡。在假設的取樣頻率的情況下，一個示例性的截止頻率是在頻帶邊沿6分貝衰減處約為1.5兆赫。這個頻率正好在假設的約4兆赫次取樣率的耐奎斯特頻率約2兆赫以下。這有利于減少實施例抗折疊低通濾波器24所需的濾波器元件的個數。對于次取樣率較高的應用場合，可使用按比例較高的抗折疊濾波器截止頻率。
處理器20按如下步驟完成從亮度輸入信號Y2分離出高頻分量Y3(1)轉換次取樣信號Y4的取樣率等于輸入亮度信號Y2的取樣率(16兆赫)，(2)數字視頻輸入信號Y2減去上個步驟得出的已轉換的信號Y5。如圖所示，這些功能是由內插器26和減法器28執行的。內插器26采用四點線性內插法(下文將舉例說明)來提供信號Y4取樣率到信號Y2取樣率的轉換。承此，由減法器28產生的差值信號Y3具有的取樣率為16兆赫，并且代表低通濾波器24的截止頻率以上的亮度輸入信號Y2的分量。
本發明的一個特點是獲得亮度信號Y2高頻分量的處理過程是通過對信號Y2的低頻分量進行次取樣，將由此得到的信號的取樣率內插到原始取樣率，以及從原始信號Y2中減去上一步得出的信號(Y5)以提供被分離的高頻分量Y3而取得的。對于輸入信號的高頻分量進行分離的這種技術從傳統的信號分離技術的角度初看起來顯得相當復雜，但是，正如將要解釋的那樣，這種新的信號分離技術(以處理器20為例)與傳統的信號分離技術相比，它具有幾個獨特的優點。與使用“配對”的高、低通濾波器的傳統的技術相比的一個優點是單個濾波器(即濾波器24)可以準確地確定已分離信號Y3和Y4兩者的轉角頻率，而無需具有匹配的幅度和相位響應的濾波器對。具體地說，低通信號Y4的高極限頻率等于濾波器24的1.5兆赫截止頻率，高頻分量Y3和低極限頻(由于減法運算)也等于濾波器24的1.5兆赫截止頻率。
在如上所述的信號分離以后，已分離的和次取樣的低頻分量Y4施加在幀遞歸濾波器30(虛線框內)上，對信號Y4進行幀遞歸濾波。為此可采用傳統的幀遞歸濾波器。但是，為了得到本發明的益處，須使幀存儲器以次取樣時鐘速率CL/N定時種。運動自適應幀遞歸濾波器(在本發明中使用時有些修改)的例子例如在Takahashi的第4，246，610號、題為“彩色電視信號的噪聲減小系統”
公開日為1981年1月20日的美國專利中已有描述。對于Takahashi描述的濾波器所需的修改包括取消彩色處理電路和降低幀存儲器時鐘速率為次取樣時鐘速率(相應減少幀存儲器存儲單元的個數)。
圖1中的濾波器30是具有簡化的運動自適應為特點的一種較佳形式的幀遞歸濾波器。在傳統的運動自適應幀遞歸濾波器(例如上述的Takahashi提出那種)中，在濾波器環路中需要倍增式或可變式衰減。然而，有利的是，在本發明的所述實例中完全避免了這種復雜性。
更詳細地說，濾波器30包括一個定時鐘的幀延遲單元(或稱存儲器)32，具有一個輸入端31和一個輸出端33，且接收具有次取樣時鐘速率為CL/N(例如4兆赫)的時鐘信號;一個減法器34，從幀延遲輸出信號Y6中減去次取樣的低頻分量輸入信號Y4，以提供一個差值信號Y7;一個限幅器35，接受上述差值信號Y7;以及一個加法器36，使信號Y8與Y4相加，產生一個運動自適應、噪聲減少的輸出信號Y9，該信號然后施加在幀延遲單元32的輸入端31上。
幀遞歸濾波器30按下述方式工作減法器34產生輸入亮度低頻分量Y4與幀延遲噪聲減小分量Y6之差值信號Y7;如果該差值很小(亦即很少或無運動)，則限幅器35讓該差值通過為差值信號Y8;加法器36將差值信號Y8與輸入信號Y4相加，其結果是輸入信號Y4幾乎被消除而由幀延遲信號Y6所取代。然而，當運動存在時，減法器34的輸出將是一個相當大的信號。于是，限幅器35對信號Y7限幅，因差值信號Y8已由限幅器35限幅，故使輸入信號Y4幾乎唯一地受到使用。為發生這種情況，限幅器35不限幅(例如限幅器“小信號”增益)時的增益要選得小于1，以使存儲器33的內容總是向著輸入信號Y4的平均值上收斂。限幅器的增益是7/8就是一個例子。
輸出信號處理器40與輸入信號處理器20和幀遞歸濾波器30相耦合，用以提供一個寬頻帶的噪聲減小的亮度輸出信號Y10。為此，處理器40提供三種功能(1)產生高頻分量，(2)恢復幀遞歸濾波低頻分量的取樣率，(3)對所得出的低和高頻分量進行組合以產生寬頻帶噪聲減小的(數字)亮度輸出信號Y10。
更詳細地說，處理器40包括一個核心化電路42，可讓高頻分量Y3的大信號變量通過和抑制信號Y3的小信號變量，以提供一種核心的高頻亮度輸出信號Y11。按照這種方式，高頻分量Y3中存在的低電平的高頻噪聲被除掉了。為了這個目的可使用傳統的核心化電路。已減少噪聲的低頻次取樣亮度分量Y9施加在內插器44上，使取樣率從CL/4(例如4兆赫)復原為CL(例如16兆赫)。最好是象在輸入處理器20中的內插器26的情況那樣，利用四點線性內插法進行內插。按照一般規則，在取樣率轉換中所用的點數最好是至少等于次取樣系數N。在本實例中次取樣系數是4∶1，而且為取樣率上變換而選用的內插器(26和44)是四點線性內插器，其具體實例將在下文給出。如果次取樣率變為5∶1，則表明是一個五點線性內插器。雖然必要時可使用較多的樣值，但通常希望至少使用象次取樣系數那么多的樣值來提供內插。
輸出處理器40的最后一個元件是一個加法器46，它將已減小噪聲的(已核心化的)、高頻的亮度分量Y11與已減小噪聲的(即已遞歸濾波的)、已變換取樣率的低頻分量Y12相加。如圖2所示，由此得出的、噪聲減小的亮度信號Y10具有原始亮度輸入信號(例如模擬信號Y1或數字信號Y2)的整個帶寬，其高頻部分(204)從1.5兆赫到4.2兆赫，利用核心化來減小噪聲，其低頻部分(202)從0至1.5兆赫，利用幀遞歸濾波來減小噪聲。以滿速率時鐘信號CS(在本例中為16兆赫)定時鐘的數/模(D/A)轉換器50與加法器46的輸出端相耦合，以在其輸出端52上提供一個與已減小噪聲的數字輸出信號Y10相對應的模擬輸出信號Y13，轉換器50的使用是可選擇的，例如在下文中將要描述的一種使用場合(亦即數字信號將經歷下一步數字信號處理)可將它省掉。
到此已圖示和已描述了一種通用的視頻噪聲減小系統，其中高頻分量經歷核心化，而低頻分量經歷幀遞歸濾波，而且具有如上所述的諸多優點。圖3和圖4是本發明原理的一般應用的例子。
圖3示出盒式錄像機(VCR)或視頻磁帶錄像機(VTR)的記錄電路中應用的情況。在圖3中記錄之前將有待減小噪聲的視頻輸入信號施加在亮度/色度信號分離器302的輸入端304上，將該輸入信號分離成為亮度和色度分量Y1和C1。這兩個分量經各自的通路耦合到VCR或VTR記錄電路單元306上。圖1的噪聲減小系統10在亮度信號通路內進行內插，以在亮度信號通道內對低頻亮度分量進行遞歸濾波和對高頻度亮分量進行核心化處理。在色度信號通道內可有選擇性地也含有噪聲減小裝置。
圖4示出本發明在VCR或VTR的放音電路中應用的情況。在圖4中，放音電路402恢復來自磁帶的亮度分量Y1和色度分量C1，并將這兩個信號經各自的通路供至輸出電路404，該輸出電路將二者組合以在其輸出端406上產生一個復合視頻輸出信號SO。由于在亮度通路中插接了圖1的處理器10對已恢復的視頻信號的低頻亮度分量進行遞歸濾波和對高頻亮度分量進行核心化處理，從而提高了亮度信號與噪聲的比值。
很明顯，在其它的通用場合也可應用本發明的原理，例如可在電視攝像機的亮度通路中或在視頻特定效應產生器的亮度通路中應用圖1的噪聲減小電路。
圖5示出圖1的噪聲減小電路具體應用的一個例子，如同在電視接收機的逐行掃描處理器中的應用一樣。如上所述，圖1的噪聲減小系統具有通用性，可在錄像機，電視接收機以及攝像機里應用，這里舉出幾個例子。圖5是本發明原理的一個具體應用，由于“共享使用”幀延遲單元32而實現更大程度的總的存儲器節省。這些“具體的應用”包括為了除減小噪聲以外的其它用途需在雙頻段內處理亮度信號的一些應用。
業已推薦的逐行掃描電視接收機就是一個具體的實例，它將隔行輸入信號轉換成為非隔行的“逐行掃描”形式以供顯示。這種系統有利于使被顯示的行數增加一倍，因此減小光柵行結構的可見度。當本發明的原理應用于利用雙頻段處理的特定型的逐行掃描系統中時，由于為噪聲減小所使用的存儲器數量與在產生逐行掃描轉換的延遲信號的存儲器數量相同，因而可以節省大量的存儲器。
“雙頻段”逐行掃描轉換器的首例在Tanaka等人的日本特開昭58-79379號、題為“電視接收機”
公開日為1983年5月13日的專利申請文件中已有描述。在Tanaka等人的系統中，顯示用的額外行是通過將前一場得到的低頻分量與當前場得到的高頻分量相組合而產生的。然而，Tanaka等人的系統未曾提供運動補償，因而在運動存在時該系統產生人為產物(例如模糊污點)。
“雙頻段”逐行掃描處理器的第二例在D.H.Willis的美國專利申請617，983號、申請日為1990年11月26日、題為“Progressive Scan Television System Vsing Luminance Low Frequencies From Previous Fiied”中已有描述。Willis描述了一個運動自適應雙頻段逐行掃描系統，在該系統中，顯示用的額外行是通過將當前接收行的高頻分量與當前場或前一場得出的運動自適應摻和行所導得的低頻分量相組合而產生的。圖5所示的本發明原理的一種應用對Willis所示的運動自適應雙頻段逐行掃描顯示系統提供噪聲減小。
更詳細地說，圖5的接收機500包括一個亮度/色度信號分離電路502，將復合視頻輸入信號S1分離成一個亮度分量Y1和一個色度分量C1。輸入視頻信號S1可由天線或電纜輸入端506經過一個傳統的調諧器、中頻放大器及檢波器單元504提供的，或者由一個輔助的輸入端子或某個其它適合的源提供的。分離電路502可以是諸如梳狀濾波器之類的傳統設計，或者是眾所周知的高、低通濾波器的組合體。
分離后的色度信號分量C1施加在加速單元508上，以對該分量的每一行進行時間壓縮和重復處理，以提供具有兩倍視頻輸入信號行頻的色度輸出信號C2，其內各行都被重復。適合的“加速”電路的例子將在下文描述。
亮度信號Y1借助模/數(A/D)轉換器510轉換為數字形式，數字化的亮度信號Y2施加在亮度信號逐行掃描處理器520(虛線框內)上，產生如下將說明的運動自適應的、二倍行頻的、逐行掃描亮度輸出信號Y15。這個信號借助數/模(D/A)轉換器522轉換回到模擬形式Y16。二倍行頻信號C2和Y16都施加在傳統的亮度/色度信號處理單元524上，該單元524提供諸如彩色解調、亮度與對比度控制和彩色矩陣之類的功能，以提供適合于顯像管526或某種其它的適宜的顯示裝置(例如LCD器件或投影顯示器)顯示用的形式(例如RGB分量形式)的逐行掃描輸出信號S2。
由于輸出信號S2的行頻是輸入信號S1行頻的兩倍，因而顯像管526產生的圖像的行數是輸入信號輸入信號的兩倍，于是，與傳統的隔行掃描的圖像相比，光柵行結構的可見度明顯地下降了。
供轉換器510和522的時鐘信號CL(以及供接收機500的其它定時信號)都是由定時信號產生器528提供的。這個產生器可以包括其頻率鎖定在輸入信號S1的彩色副載波分量倍數或鎖定在輸入信號S1行頻倍數的、傳統設計的鎖相環路(PLL)產生器。典型的取樣時鐘頻率為使用普遍稱為“彩色副載波鎖定”定時鐘的系統中彩色副載波頻率的三或四倍。在該系統的當前最佳實施例中，定時信號產生器528相位鎖定到水平行頻的倍數上。這普遍稱為“行鎖定”時鐘產生系統，它與彩色副載波鎖定系統相比，其優點在于，該系統可以與行頻與彩色副載波頻率之間的關系可變的、所謂的非標準視頻源一起使用。在本發明的這個具體的實例中，時鐘頻率CL例如可選擇為視頻輸入信號水平行頻的1024倍。對于NTSC標準的源而言，這個頻率CL約為16.1兆赫。由定時單元528提供的其它時鐘信號包括供取樣率轉換(將在下文解釋)用的CL/4和2CL。單元528，還為偏轉目的使用提供水平和垂直行頻。
圖5的其余部分包括逐行掃描處理器520，用以提供已經歷本發明的噪聲減小的、經運動自適應處理過的、逐行掃描亮度輸出信號Y15。
在全面觀察時，將會注意到有一個區別以外，噪聲減少所用的元件包括輸入處理器20、幀遞歸濾波器30和輸出處理器40在結構上和功能上都與圖1中相應元件相同。其區別是幀遞歸濾波器30內的幀延遲單元32設有兩個附加的輸出抽頭37和38。抽頭37提供相應于信號Y9的一行(1-H)延遲的亮度信號Y18，抽頭38提供對應于噪聲減小后的低頻亮度信號Y9的一場延遲(263-H)的亮度輸出信號Y20。
逐行掃描處理器520的其余元件包括運動自適應摻和處理器40和第二輸出處理器50，用以處理噪聲減小后的低頻亮度信號Y6、Y9、Y10、Y18和Y22，以產生具有經核心化和遞歸濾波處理而減小噪聲的各個分量的逐行掃描輸出信號。
處理器50包括一個行平均電路51，它用一行延遲亮度信號Y18來平均未經延遲的低頻亮度信號Y9，以提供一個行平均的亮度信號Y22。一個“軟開關”52將已平均的亮度信號Y22與場延遲亮度信號Y20相組合，以提供一個已組合的(或“已摻和”的)亮度輸出信號Y24，其中信號Y22和Y20組分的比例由運動檢測器53和控制信號產生器54來控制。一個適合的軟開關的例子將在后面示出和描述。運動檢測器53的一個輸入端被連接以接收未經延遲的亮度信號Y9，其第二輸入端被連接得用以接收由延遲單元32提供的幀延遲的亮度信號Y6，它提供一個代表信號Y6與Y9之差的運動指示信號M。一個適用的運動檢測器將在后面示出和描述。控制信號產生器54的用途是將與運動有線性關系的運動信號M轉換為與運動有非線性關系的控制信號K，以提供對人類視覺系統的運動靈敏度的較好匹配。適用的控制信號產生器的例子將在后面示出和描述。
軟開關52響應控制信號K，在運動很小或無運動的情況下選取場延遲亮度信號Y20，而在高運動量(K＝1)的情況下選取已行平均的亮度信號Y22。對于中等數值運動量而言，領事Y20與Y22要按照控制信號產生器54所提供的非線性控制信號K的比例來摻和。
由軟開關50這樣得出的“運動自適應”亮度信號Y24施加在減法器55的第二輸入端上，該減法器的另一輸入端接收未經延遲的、經次取樣和低通濾波的亮度信號Y9，以提供一個亮度輸出差值信號Y26。信號Y26是代表從視頻輸入信號當前行導得的第一低頻分量Y9與從該視頻輸入信號至少是前一行導得的第二低頻分量Y24之差的一個視頻差值信號。
逐行掃描處理器520的輸出電路60有選擇性地將視頻差值信號Y26與全帶寬視頻輸入信號Y10相組合，以產生逐行掃描視頻輸出信號Y15。在輸出電路60中，全帶寬亮度信號Y10施加在加速單元61上，以對其每一行進行時間壓縮和重復以提供二倍行頻的亮度輸出信號Y28，其中各行在時間上壓縮1/2并被重復著。由減法器55產生的差值信號Y26施加在亮度信號加速單元62上，按行時間壓縮，借此使差值信號Y26的行頻增加一倍。次取樣信號Y26的行頻翻一番還使已加速信號Y30的取樣率翻一番(例如對于假設時鐘從4兆赫增加到8兆赫)。然后，將該取樣率的信號30施加在取樣率轉換器上，取樣率轉換器包括一個內插器63，以將經時間壓縮的信號Y30的取樣率乘以4。據此，對于假設時鐘和次取樣值而言，內插器63輸出端上的已處理的低頻差值信號Y32約等于32兆赫，這等于已加速的寬帶亮度信號Y28的取樣率。
已處理的亮度信號的低頻差值信號Y32與全帶寬亮度信號Y28的取樣率平均化(或“相匹配”)允許這些信號在加法器64里直接相加，以產生亮度逐行掃描信號Y15。在加法運算之前的最后一步是將信號Y32施加在開關65上，使它與行頻同步，以使運動自適應處理后的低頻差值信號Y32的一行與全帶寬二倍行頻的視頻信號Y28的每隔一行相加，以產生逐行掃描輸出信號Y15。
以上描述說明了圖5中的處理器520的總體操作。整個操作是相當復雜的，因為這與畫面內容有關，但可通過對幾個具體實例的考慮就會易于理解。第一個實例是假設正被處理的視頻圖像是一個靜止畫面。在這種情況下，像素中的“幀到幀”無差別，因此運動檢測器53的輸出M等于0，表示無運動。由產生器54提供的控制信號K如前所述是M值的一個非線性函數，為了便于描述，假設在M＝0時K＝0。軟開關52響應0值的控制信號K而選取幀延遲單元32的場延遲輸出信號Y20。減法器55從當前的低頻分量Y9中減去場延遲低頻分量Y20，以產生差值信號Y26。然后，加法器64將已加速的并經取樣率轉換的差值信號Y32(由開關65選取的)的一行與已加速的全帶寬亮度信號Y28的每隔一行相加，以產生逐行掃描的亮度輸出信號Y15。
加法器64中加法運算的結果是，即使經過不使用高通濾波器的系統，亮度信號也將包含位于不同頻段內的兩個分量。第一分量是針對低通濾波器24截止頻率以上的頻率而言的，取自當前的接收行，等于全帶寬信號Y10的高頻分量。第二人量取自前一場，等于低通濾波器24所選取的低頻分量。這是可以理解的，因為考慮到差值信號Y26實際包括兩個低頻分量(Y9和Y24)，而且這兩個分量中被選取的一個分量Y9的相位由于減法運算而反相。如果忽略加速和取樣率轉換的瞬間，輸出信號Y15等于全帶寬亮度信號Y10減去未延遲的低頻分量Y9加上從前一場提取的低頻分量Y24。當這些信號被組合時，信號Y3的當前行的低頻分量由于它們異相而簡單地抵消了。由于這一抵消而丟失低頻分量將由前場的低頻分量Y20而替代。由于信號Y2的高頻分量在處理器40中只經歷核心化處理，因此信號Y3的這些分量不會受到干擾，并形成輸出信號Y15的高頻分量。
對于靜止圖像的這個例子可以簡單歸納一下，輸出信號Y15的各隔行包含全帶寬亮度信號Y10，其內的高頻部分通過核心化處理已減少噪聲，其低頻分量通過幀遞歸濾波處理已減少噪聲。各中間行(或“隙間”行)包含高頻分量，是從當前接收行Y2中提取并經核心化處理而減少噪聲;還包含低頻分量Y20，是從前場提取并經遞歸濾波處理已減少噪聲。因此，對于這個例子而言，被顯示的低頻視頻分量將呈現全垂直清晰度的復合視頻幀。可以看出，與標準的隔行掃描圖像相比，其效果是增加了被顯示的靜止圖像的垂直清晰度，而且低頻遞歸濾波還提供了信噪比的改進。
作為圖5系統總體操作的另一個例子是考慮到在場景中明顯運動的情況。在這種情況下，軟開關52只選擇行平均的低頻亮度信號Y22，于是低頻差值信號Y26等于當前行的低頻分量Y9與當前行和前一行低頻分量平均值Y22之差值。當這些信號在輸出電路60中被加速和被轉換為相同的取樣率時，由此得出的和值信號Y15(對于每一隔行)包括一個低頻分量(通過遞歸濾波處理已減小噪聲，等于當前行和前一行的平均值)和一個高頻分量(通過核心化處理已減小噪聲，取自當前行)。對于其余各行而言，該輸出等于當前行，其低頻噪聲通過遞歸濾波而減小，其高頻噪聲通化核心化處理而減小。
對于在全運動(M＝1)與無運動(M＝0)之間存在運動的情況，軟開關52使行平均信號Y22與場延遲信號Y20相混合以形成信號Y24，在與信號Y9減法運算以后產生差值信號Y26。其結果是，輸出信號Y15包括一個高頻分量(是從當前接收行導得的)和一個低頻分量(在開關52中按運動情況來混合，取決于圖像運動的程度從當前場的兩行和前一場中的一行導得)。
在上文對圖1中靜止圖像處理的討論中，應該看到，差值信號Y26是信號Y24減去信號Y9而形成的，這導致當前的低頻分量的相位與全帶寬信號Y10的相位相反，因此這二者以后在加法器64中加法運算時被抵消。作為一個替代方案，可從信號Y9中減去信號Y24以形成差值信號Y26。這個改變(例如將減法器55的兩輸入端對調)可通過在輸出處理器60中用一個減法器來代替加法器64來實現，這個減法器被連接得以從加速單元61所提供的信號Y28中減去開關65通過的信號Y32。
對于圖5這個實例還可以作出其它的修改，例如，在輸出處理器60中，內插器63(提供取樣率上變換)和加速電路62的位置在這兩個電路元件的級聯連接中可以對調。為實現這種改變，那么就需要適當選擇各種時鐘的頻率。例如加速電路所需的“讀”時鐘的頻率是“寫”時鐘頻率的兩倍，而取樣率轉換所需的“讀”時鐘頻率是“寫”時鐘頻率的四倍。在圖5的實例中，在取樣率轉換之前進行加速的。具體地說，加速電路接收“寫”時鐘頻率為CL/4(例如4兆赫)和“讀”時鐘頻率為CL/2(例如8兆赫)，而取樣率轉換器(內插器63)接收“寫”時鐘頻率為CL/2(例如8兆赫)和“讀”時鐘頻率為2CL(例如32兆赫)。在加速以前進行取樣率轉換時，時鐘頻率變化如下(1)供加速用的“寫”和“讀”時鐘分別改變為CL和2CL(例如16兆赫和32兆赫)，(2)供取樣率轉換用的“寫”和“讀”時鐘頻率分別變為CL/4和CL(例如大約4和16兆赫)。加速和取樣率轉換器的總體操作在以下方面取得了與圖5實例中完全相同的效果，即次取樣差值信號Y26在經過取樣率轉換和加速之后，其行頻和取樣率與經加速的全帶寬亮度信號Y28的相同，因而這些信號可以進行組合以提供逐行掃描輸出信號Y15。
圖6和圖7是適宜將圖5接收機中的色度或亮度輸入信號的行頻翻一番用的“加速”電路的實例。圖6中，在輸入端602處的待“加速”的視頻信號經過以行頻操作的“寫”開關604交替地施加在一行(1H)CCD存儲器對606和608上。在這對存儲器中的一個存儲器存儲一行時，另一個存儲器以兩倍“寫”時鐘頻率“讀出”，并經由“讀”開關610耦合到輸出端612上。由于“讀”時鐘頻率為“寫”時鐘頻率的兩倍，因而輸入信號受到時間壓縮和重復，從而使輸出信號的頻率為輸入信號行頻的兩倍，且各行都重復著。由于CCD存儲器需要更新以便被讀出兩次，因而各存儲器606和608都有各自的“更新”開關614和616連接在其輸入端與輸出端之間，這些開關在“讀出”操作時閉合以便再循環使用CCD存儲器的內容，從而重復所存儲的數據，供存儲器兩次讀出循環的第二次讀出之用。這個具體的加速電路可以在信號分離濾波器502提供模擬形式的色度輸出信號時用以加速圖5實例中的色度分量C1。這種形式的加速電路有這樣的好處，即它可以直接接收模擬信號而無需模/數轉換。對數字信號來說，另一種替代的方式是使用對端口存儲器(下文即將談到)，這種存儲器比單獨轉換的一行存儲器簡單。
圖7的加速電路與圖6的相似，但采用數字(二進制)存儲器而不采用CCD型存儲器件作為存儲器件。除數字存儲器不需要更新電路以外，其它方面的操作與圖6實例相同。這種加速電路可以直接用在處理器60中進行亮度信號處理，因為其中的信號已經是二進制的形式了。圖5實例中供色度信號C1使用的這種加速電路需要在開關604的輸入端增加一個模/數轉換器，在開關710的輸出端(712)增加一個數/模轉換器。然而，如果信號分離電路502是一個提供已經是數字形式而不是模擬形式的輸出信號的數字式電路，則就不需要那樣做了。若修改圖5的實例以提供數字信號分離，則可以免除模/數轉換器13。
圖8是在處理器20中適合于當作電路22的次取樣電路的一個例子。該電路包括鎖存器802，鎖存器802具有數據輸入端804，用以接收經低通濾波的亮度信號Y2;時鐘輸入端805，其上施加次取樣時鐘信號;以及輸出端806，提供次取樣輸出信號Y4。數據鎖存器可以以CL/N的頻率定時鐘，其中N是大于1的數。N最好是諸如2、3或4的整數。N也可以非整數的分數。N采用整數值(最好這樣做)的好處是，無需進行內插來產生次取樣信號。然而，若需要，在特定的系統中N也可以采用非整數值。目前較理想的整數次取樣值為2、3和4。
在這里所示的具體實施例中，為說明本發明起見，選取N＝4。對于圖1和圖5的實例中假設的次取樣為4∶1且采用CL/4的時鐘頻率的情況，鎖存器802可能會對經低通濾波的亮度信號Y3的四個樣品廢棄其中三個。因此在此次取樣值(N＝4)的情況下，實施視頻延遲所需的存儲器量可能僅為不對視頻信號進行次取樣時所需用的存儲器的四分之一。
平均器51可如圖9所示來實施，以將未延遲的和1-H延遲的信號施加在加法器902的輸入端(904、906)上，用除法器908將加法器的輸出除以2，從而在輸出端910上提供經過行平均的輸出信號Y22。實際上，除法器可以簡單地實施為不用加法器的LSB(最低有效位)輸出，并使加法器的輸出都移位一個比特。對于在這一點，系統對信號處理是以模擬形式進行的，這個除法器可用一個6分貝衰減器來代替，這個加法器可用一個求和網絡來代替。
圖10A是用以將亮度信號Y4、Y9和Y30的取樣率乘4的內插器的一個例子。如前所述，通過將每個次取樣的像素重復四次就可以提供取樣率的“上轉換”。可是，通過樣品重復而取得的取樣率“上轉換”往往會產生較粗糙的對角線結構的圖像。諸如圖10A(和后面將要討論的圖10B)那樣的內插轉換器呈現光滑的對角線，但水平方向的過渡稍微“軟”一點。
更詳細地說，圖10A中的內插器包括一個取樣延遲單元1002，該單元的輸入端1004上施加了次取樣亮度信號。延遲單元1002還接收等于次取樣率(例如4兆赫)的時鐘信號CL/2，因而對于輸出端1004上的信號提供了一個取樣延遲。延遲單元1002輸入端(A)和輸出端(B)的信號施加于三個運算單元1006、1008和1010的各輸入端上，該三個運算單元產生各自的輸出信號(3A+B)/4、(A+B)/2和(A+3B)/4。運算單元1006、1008和1010的輸出信號和延遲單元802的輸入信號都施加在多路轉換開關(MUX)1012上，該開關以2CL的時鐘頻率依次選取各信號。此時鐘頻率為施加在取樣延遲單元1002上的時鐘頻率的4倍，因而由開關1012在其輸出端1014上提供的已內插過的和經過多路轉換開關的信號，其取樣率為輸入信號的四倍。
圖11示出用以說明圖10A(和后面即將討論的圖10B)的內插器操作的像素圖，圖中，當前接收到的像素A處于黑電平(例如零IRE單位)，先前的像素B處于白電平(例如100 IRE單位)。如圖所示，多路轉換開關1012依次選取各運算單元的輸出，以提供具有亮度電平為當前像素(A)與前一像素(B)兩值之間的(A+3B)/4、(A+B)/2和(3A+B)/4的已內插的像素。據此，線性近似的像素值是以四倍輸入取樣率產生的。如前提出過的，采用內插法的好處是，所產生的對角線比起另一種簡單重復進來的各輸入像素以使取樣率乘4的取樣率轉換法更光滑。
圖10B是內插取樣率轉換器另一種(較佳的)形式的方框圖，這種轉換器不需要使用圖10A布局中的乘法器。該轉換器包括有一個輸入端1020，其上施加亮度信號，及一個輸出端1030，其上產生1∶4取樣率的已內插的亮度信號。端子1020經過1∶4取樣率重復器1022、(1+Z-1)的Z變換的第一數字濾波器1024、(1+Z-2)的Z變換的第二數字濾波器1026和除四除法器1028四者相串級連接體耦合到端子1030上。取樣重復器1022重復輸入樣品，以對每一個接收到的樣品提供四個完全相同的輸出樣品。第一數字濾波器可以被實施為一個加法器，可將輸入的樣品與延遲了一個取樣間隔的前一個樣品相加，這里也無需乘法運算。第二數字濾波器也可實施為一個加法器，以將第一濾波器的輸出與對應于第一濾波器延遲了兩個取樣周期的輸出的信號相加，這里也無需乘法運算。第二濾波器的輸出由除法器1028按比例縮小四分之一。如此產生的輸出信號與前一實例的一樣。有益的是，在這個取樣率轉換器的最佳實施例中，任何一級都無需乘法運算，因此該電路比前一個實例的電路明顯地簡化了。
圖12、13和14示出了控制信號產生器54各種可供選擇的實施方案和可供選擇的非線性響應特性。控制信號發生器54最簡單的形式可以如圖12所示的那樣實施，將運動指示信號M施加在閾值檢測器1202的一個輸入端1204上，該檢測器在其另一個輸入端1206上接收參考信號R，其輸出端1208提供二進制值(即通/斷)的輸出信號，表明“在運動指示信號M何時大于或小于基準信號”。這種閾值式的操作如圖14中的響應曲線K-1所示，從圖中可以看到，當運動信號M的值小于參考電平R時，控制信號K的值為0，反之，當大于參考電平R時，控制信號K的值為1。
圖13示出了控制信號產生器54的一個最佳實施例，其中運動指示信號M施加在只讀存儲器(ROM)1302的地址輸入端1304上，該ROM的輸出端1306提供控制信號K。該產生器能產生圖14所示曲線K-1的閾值響應，也能產生圖14中的響應曲線K-2和K-3所示的其它更復雜的非線性響應。在圖12中響應曲線K-2的實例中，控制信號K在運動信號M的值小和大時變化較慢，在運動信號M處于中間值時變化較快。在響應曲線K-3的實例中，控制信號在運動值小時增加得快，在運動值較大時增加得較慢。采用控制信號發生器54的非線性響應曲線比起以二進制值表示的閾值檢測的實例更值得推薦，因為各曲線(例如K-2或K-3)中的變化較平穩得多，因而對觀看已處理視頻信號的觀眾看來就不太注目了。
圖15A是適宜實施軟開關52的一個例子，該開關包括一對乘法器1502和1504，該對乘法器的輸入端1506和1508分別接收場延遲亮度信號(Y20)和行平均亮度信號(Y22)，它們的輸出端與加法器1510相連接，加法器1510的輸出端1512提供經混合的亮度信號Y24。乘法器1504由施加在輸入端1514上的控制信號K直接控制，乘法器1502由只讀存儲器(ROM)1516提供的等于1-K的信號控制。該ROM 1516由控制信號K來尋址。
在操作過程中，在無運動(K＝0)時，乘法器1502讓場延遲亮度信號Y20通過，經過加法器1510傳到輸出端上，乘法器1504阻塞行平均亮度信號Y22。在運動量大(K＝1)時，乘法器1504和加法器1510讓行平均亮度信號Y22通過，傳到輸出端，乘法器1502阻塞場延遲亮度信號。運動為中等程度(0＜K＜1)時，輸出信號按K和1-K的比例來組合。
圖15B是只需用一個乘法器的適于實施軟開關52一個最佳例子。這個開關包括一個減法器1530，該減法器的輸出端經由乘法器1535耦合到加法器1540的一個輸入端上。在輸入端1550的行平均亮度信號Y22施加在減法器1530的正(或非反相)輸入端(+)上。輸入端1560處的場延遲亮度信號Y20施加在加法器1540上，和施加在減法器1530的負(-)輸入端上。控制信號K施加在乘法器1535的另一個輸入端上。
在操作過程中，在無運動(K＝0)時，場延遲亮度信號Y20經由加法器1540耦合到輸出端1580上。對于這種情況信號Y22可以忽略不計，因為當K＝0時，乘法器1535阻塞信號Y22。在運動量大(K＝1)時，乘法器1535將(Y22-Y20)耦合到加法器1540上，該加法器的另一個輸入端接收(+Y20)。據此，在這種情況下，各Y20信號由于反相，互相抵消，因而加法器的輸出為信號Y22。K值在極限值1與0之間(0＜K＜1)時，輸出信號由根據控制信號K相摻合的Y20和Y22組成。
圖16和圖17示出了用以提供行延遲輸出信號Y18、場延遲輸出信號Y20和幀延遲輸出信號Y6的延遲單元32的另一個實施例。不難理解，這些信號的精確延遲取決于視頻傳輸標準(例如，NTSC，PAL或SECAM制)。在圖16的實例(這里假設采用NTSC標準)，帶抽頭的幀延遲電路是由1-H延遲電路1602、262H延遲電路1604和另一個262H延遲電路1606串級連接組成，從而分別在其輸出端1603、1605和1607上提供已延遲的亮度輸出信號Y18、Y20和Y6。
圖17示出了延遲單元32目前最佳的一個實施例，圖中待延遲的信號施加在1-H延遲單元1704的輸入端1702上，從那里經由多路轉換開關1706加到存儲器1708上，存儲器1708的存儲容量為一幀，它提供總共1場延遲。幀存儲器1708的輸出施加到分離(de-multiplex)開關1710上，該開關在其端子1712上提供場延遲輸出信號，在其端子1714上提供幀延遲輸出信號。場延遲輸出信號耦回到開關1706的另一個輸入端上，借此，在存儲器1708中與幀延遲信號交錯起來。借助這種措施，存儲器的內容包括交錯的場和幀延遲信號，該信號由信號分離開關1710在輸出端加以分離。在1987年元月27日公開的R.T.Fling的、題為“視頻信號場/幀存儲系統”的美國專利4，639，783中介紹了帶抽頭的幀延遲單元32的這個實例的細節。
圖18示出了圖5接收機中彩色信號處理的一個修改方案，圖中分離器502提供的已分離的色度信號C1施加在色解調器1802的輸入端1804上，色解調器1802向相應的加速單元1806和1808提供已解調的(基帶)輸出彩色信號(例如R-Y和B-Y)，由加速單元1806和1808向亮度-色度處理器和矩陣單元24提供兩倍行頻的已解調的色度信號。在加速之前對色度信號進行解調(如本實例所示的那樣)確定需要兩個彩色加速電路，然而這是目前最佳的，因為它有這樣的優點可以在低于前例中的在加速后進行彩色解調所需用的時鐘脈沖頻率下進行色解調。
圖19示出適用于圖5接收機的另一種加速電路的示例，它采用雙端口式的隨機存取存儲器1902，該存儲器1902有一個輸入端口1904，用以接收待加速的數字信號;和一個輸出端口1906，提供已加速的視頻輸出信號。這種存儲器可以基本上同時進行讀和寫的操作，如圖20所示。如圖所示，輸入行A和B按照“寫”時鐘(CL)存入該存儲器中。第一行A的讀循環的起點是在行A寫循環的中途開始的。讀出是以兩倍“寫”時鐘頻率進行的，因而行A被時間壓縮1/2。第二行A的讀循環的起點是在行A寫循環結束時并在行B寫循環開始時開始的。使用雙端口的存儲器在目前是最佳的，因為它比已討論的其它實例簡單。還應注意在寫循環的起點與第一相應讀循環起點之間所涉及的延遲只是半行而不是前例中所述的一整行。除上述具體列舉和描述的修改之外，還可以對上述的實施例作出其它種種修改。例如，任何的信號處理不一定需用數字信號處理的這種最佳方法來進行。適當的延遲還可以采用例如已談過CCD器件之類的其它方法實現。模擬的實施例的算術操作可以采用諸如運算放大器、阻性求和網絡等之類的模擬器件來實施。本發明由如下面的權利要求書來限定，本發明包括所有的可取代已描述的具體元件的模擬的和數字的替代方案。
權利要求
1.視頻噪聲減小裝置，包括一個信號源(14)，用以提供具有給定取樣率(CL)的數字視頻輸入信號(Y2)，其特征在于一個輸入信號處理器(20)，與上述信號源(14)相耦合，用以將上述視頻輸入信號(Y2)分解成為具有上述給定取樣率的高頻分量(Y3)和具有較低取樣率(CL/N)的次取樣低頻分量(Y4)；一個幀遞歸濾波器(30)，與上述輸入信號處理器(20)相耦合，用以對上述次取樣低頻分量(Y4)進行幀遞歸濾波；及一個輸出處理器(40)，用以對上述高頻分量(Y3)進行核心化處理，恢復(44)上述已幀遞歸濾波的低頻分量(Y9)的取樣率，以及將所得出的低頻分量(Y12)和高頻分量(Y11)進行組合(46)，以產生噪聲已減小的數字視頻輸出信號(Y10)。
2.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，上述輸入處理器(20)包括一個低通濾波器(24)，其輸入端與上述信號源(14)相耦合，用以接收上述視頻輸入信號(Y2)，其輸出端提供一個具有上述給定取樣率的低頻分量;一個次取樣電路(22)，與上述低通濾波器(24)的上述輸出端相耦合，用以提供上述次取樣低頻分量(Y4);一個取樣率轉換器(26)，與上述次取樣電路(22)相耦合，用以將上述次取樣低頻分量的取樣率復原為上述給定取樣率數值;及一個減法器(28)，用以從上述數字視頻輸入信號(Y2)中減去由上述取樣率轉換器(26)提供的上述低頻分量(Y5)，以產生上述高頻分量(Y3)。
3.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，上述輸出處理器包括一個加法器(46)，其輸出端提供上述噪聲已減小的數字輸出信號(Y10);一個線性內插器(44)，其輸入端被耦合得用以接收上述次取樣的低頻分量(Y9)，其輸出端與上述加法器(46)的第一輸入端相耦合;及一個核心化電路(42)，其輸入端被耦合得用以接收上述高頻分量(Y3)，其輸出端與上述加法器(46)的第二輸入端相耦合。
4.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，上述幀遞歸濾波器(30)包括一個幀存儲器，該存儲器被鎖定在上述次取樣率上，并且具有一個反饋通路，該反饋通路包括一個限幅器(35)，上述限幅器具有小于1的固定增益值。
全文摘要
一個輸入濾波器將亮度輸入信號(Y2)分離成為經核心化處理(42)而噪聲減小了的高頻分量(Y11)和先經次取樣(22)再通過幀遞歸濾波器(30)減小噪聲然后經內插(44)恢復取樣率的低頻分量(Y9)。一個輸出電路(40)組合噪聲已減小的這些分量，以提供已處理的輸出信號(Y10)，其高頻部分經歷核心化處理，其低頻部分經歷遞歸濾波處理。
文檔編號H04N5/93GK1063982SQ9210071
公開日1992年8月26日 申請日期1992年1月30日 優先權日1991年1月31日
發明者T·J·克里斯托弗 申請人:湯姆森消費電子有限公司