專利名稱:用于對已解調的調頻立體聲數字化信號進行解碼的數字電路的制作方法
本發明涉及數字電路領域，特別涉及將解調后的立體聲信號解碼為左右聲道的數字濾波器。此外，本發明的數字電路尤其是以簡化立體聲通道解碼電路為目標，而這種簡化的電路特別適合于制作在集成電路芯片上，既可以單獨集成在一片芯片上，也可以與其它的調頻(FM)信號處理電路和/或調幅(AM)信號處理電路集成在同一片芯片上。
在立體聲調頻(FM)廣播中，需要發送三種基本信號。立體聲信號頻譜的一部分用來傳送代表左右聲道之和的信號;另一部分用來傳送代表左右聲道之差的信號;而標準FM立體聲廣播信號頻譜的第三部分含有一個19KHz的導頻信號。這一導頻信號用來將該立體聲信號解碼為左、右聲道兩個部分。
本發明所特指的具體電路是接收解調后并已經數字化的信號的那部分電路。在本說明書中以及所附的權利要求
書中所使用的“數字化”這一術語系指，將周期取樣的模擬信號變換為等效的二進制數字表示的信號。一般情況下，每一模擬信號取樣值都變換為用二進制數字序列表示的信號。然而應當指出，雖然模擬信號取樣值一般都以每一位對應于以二為底的冪的某種特定的加權因子變換為二進制表示的信號，但在不違背本說明書所公開的本發明精神實質的情況下，也可以采用其他數字表示體系。
關于本發明，值得注意的是，它是指一種接收已解調的數字化信號的電路，該數字化信號中既有左聲道信息，又有右聲道信息。因此，本發明電路的功能在于產生代表經提取的左聲道信息和右聲道信息的數字化輸出信號。
在調頻(FM)接收機中恢復19KHz導頻信號習慣上采用全模擬電路及其設計原理來實現。這些原理通常包括使用一個鎖定于19KHz導頻信號鎖相環，該鎖相環帶有一個38KHz的振蕩器，其輸出送往一個二分頻器。對于分離左聲道和右聲道的信息而言，恢復導頻信號是至關重要的。
然而，提供一個其頻率響應具有無衰減地通過19KHz導頻但大大衰減所有其他頻率的特性的數字濾波器不是那么簡單的。為了提供用于產生適合于最終通道分離所要求的38KHz單頻的裝置，在該信號的輸出端必須具有適當的相位關系。此外，大家知道構成完成諸如加法和減法運算的數字電路是相當容易的，同時，還知道構成諸如乘法運算的數字電路，相應的困難就大得多。因此，合乎要求的數字濾波器所希望的特點之一就是執行乘法運算的次數應該最少。在將本發明的電路集成在一片集成電路芯片上的最優情況下，芯片尺寸及“實際占地”的問題也要求具有盡可能少的數字乘法器電路，以便節省體積和功率。
依照本發明的最佳實施例，使用一種具有減少所需乘法運算次數的特殊結構形式的數字濾波器，產生19KHz導頻的數字化表示信號，與此同時產生另一個代表19KHz導頻信號經90°移項的取樣輸出信號。這樣便能夠產生所需要的38KHz立體聲載頻信號，用以將接收的輸入信號分解為左聲道和右聲道兩個分量。在本發明的最佳實施例中，數字濾波器工作的取樣速率為228KHz，是19KHz導頻信號頻率的十二倍。在這一取樣速率下工作，就簡化電路而言，特別是就僅需最小數目的乘法器電路而言是十分有利的。使用一個第一乘法器，形成數字濾波器在某一時刻的輸出與前一時刻的輸出的乘積，從而產生38KHz立體聲載頻信號的數字化表示信號。而后，將這一信號與一個第二數字乘法器相結合加以運用，而使第二數字乘法器輸出表示“左聲道減右聲道”的信號。此后，使用簡單的加法器和減法器，在各自的信號通道中提取出左聲道分量和右聲道分量。
因此，本發明的一個目的是提供一種數字電路，用以對已解調的且數字化的FM立體聲信號進行解碼，分解為左聲道分量和右聲道分量。
本發明的又一目的是提供一種采用最少數目的乘法器電路進行FM立體聲解碼的數字電路。
本發明的另一目的是提供一種數字通道分離電路，這種電路適合于制作在集成電路芯片上，既可以單獨集成在一片芯片上，還可以作為其他解碼和解調電路的一個部分，共同集成在一片芯片上。
本發明還有另外一個目的是有助于FM信號的數字處理。
最后，但不限于于此，本發明的目的還在于提供一種要求體積小、功耗低、易于集成在單個集成電路的芯片上的FM立體聲解碼的數字電路。
在本說明書的結論性部分，已特別指明了與本發明有關的主題，并清楚地提出了權利要求
。但對于既作為實際結構，又作為實用方法的本發明，以及本發明更進一步追求的目的和優點，通過參閱下面對照附圖所進行的描述可以得到透徹地理解，附圖中圖1是一個典型的已解調的FM立體聲信號作為頻率f的函數的頻譜圖;
圖2是在表示本發明濾波器最佳實施方案的Z變換函數的復平面上的一個零一極點圖;
圖3是說明本發明的予期實現的流程圖。
只有對于輸入到本發明電路的信號頻譜分布具有一定知識，才能夠正確地理解本發明的工作原理。解調后的FM信號包含前文所指出的三種不同的分量。具體地說，解調后的FM信號包括在從0到15KHz頻率范圍內的一個代表立體聲左聲道和右聲道和的信號，L+R;正如由現行FCC(聯邦通信委員會)規則所要求的那樣，位于19KHz±2Hz頻率處，設有一個19KHz的導頻信號;以38KHz頻率，即二倍于導頻信號頻率為中心，左聲道減右聲道的信息L-R被編碼于抑制載頻的雙邊帶(DSSC)信號中。如圖所示左聲道減右聲道的信息占用的頻帶一般為從23KHz到53KHz。此時，在圖1中所示的信號頻譜實質上就是作為本發明輸入信號的頻譜，只不過是數字化形式的信號而已。
本發明數字濾波器電路的設計基于設計一種用以提取19KHz導頻的數字化表示信號的數字濾波器。然而，為了實現本發明的各項目的，采用傳統設計方法，直接設計的在19KHz頻率上具有極窄通帶的數字濾波器是難以實現的。具體地說，本發明的發明者為他們的數字濾波器選定了一個能夠極大簡化電路裝置的取樣速率。此外，本發明的濾波器不僅需要產生數字化的19KHz正弦信號，還必須用某種方式，能夠易于產生同一信號的余弦形式。為了實現電路簡化，還必須對以特定方式描述數字濾波器的Z變換轉移函數選定若干附加的極點位置。并且，一旦為了簡化電路的各種目的而選定了若干個附加變換極點，則還必須在轉移函數的附近選擇若干零點，產生僅在以19KHz頻率為中心處僅具有單一有效狹窄通帶的轉移函數。
圖2表示在所選極點數目M為6的情況下，本發明的數字濾波器的一種最佳實施例。更具體地說，圖2所示的圖形是本發明數字濾波器的最佳實施例的Z變換函數H(z)的零一極點圖。在這種特定的情況下，H(z)的極點數目M為6，取樣速率為228KHz，該取樣速率等于2M×19KHz。依照習慣，在圖2中，用符號0標示轉移函數的零點，用符號×標示轉移函數的各極點。眾所周知，在關于數字信號處理的技術領域：
中，沿圖中所示的單位園的各點相應于角頻率ω的不同數值。更具體地說，0°角對應于0Hz的頻率。當自正實軸為準沿單位園按照反時鐘方向移動時，則ω的值單調增加，在本發明設計中180°角對應于114KHz頻率，360°角對應于228KHz的頻率。由于本發明的一個目的是要在19KHz頻率點上具有大的響應，因此可以看出，在位于相對于正實軸30°角的位置上，必須有一個極點，因為30°角與360°角之比恰為19KHz頻率與228KHz頻率之比。同樣，眾所周知，在數字信號處理技術領域：
，通常不希望有恰好位于單位園園周上的極點，因為這種極點位置會導致電路的不穩定性。所以，30°角所示的極點正好位于該單位園園周之內。由于在下面會變得更為清楚的一些理由，在30°角所示的極點(其他各極點也是如此)距原點的距離最好為1-2Z-N，N可以是大于2的任意實數，但最好為整數，例如為8。由于對可實現電路而言，極點或零點須以共軛復數對的形式出現，所以要求在330°角處有第二個配對極點。
如果在19KHz頻率上產生一個陡峭的頻響尖峰是本發明的唯一設計目的的話，那么只要在兩個位置上即在30°和330°角上具有兩個極點的情況，或許是令人滿意的。然而為了實現簡化電路的目的，本發明中的濾波器使用了沿恰好位于單位園之內的園周均勻分布的多個極點。在本發明的情況下，因為取樣頻率為228KHz，所選擇的極點總數M＝6，所以應使每個極點與其在單位園內的園周上相鄰極點的相隔角度為360°/M。這種極點分布可以給出一種其分母為ZM+β形式的轉移函數。正如上面所討論過的那樣，一般把β選擇為1-2Z-N的形式。但是，在90°、150°、210°和270°角上包含的各附加極點往往會在濾波器的輸出端產生一些不需要的分量。換句話說，若在這些極點單獨存在的情況下，則該濾波器就會通過一些并非需要的頻率分量。因此，本發明的設計在鄰近于這些極點位置的這些角度上使用零點，以便抑制這些極點的不良影響。據此，在90°、150°、210°和270°角上都設置了轉移函數的零點，如圖2所示。然而，這些零點都位于單位園的園周上。這種位置還有助于簡化電路，其中，在包含這些零點因子的代數展開式中不會產生所需的數字乘法電路的系數。一般說來，這些零點也是以共軛復數對的形式出現，而且呈現為十分對稱的狀態，以有助于在無需過多使用乘法運算的情況下實現電路裝置。然而，在位于150°和210°角上的兩個零點卻沒有與它相對應的對稱位于右半平面上的零點。如此安排這類零點自然會降低濾波器的19KHz的選擇性。此外在Z＝+1和Z＝-1處設有兩個零點，以便在消除直流分量的同時進一步使電路簡化。
所以，可以看出，本發明的最佳數字濾波器實施例具有大體如下的Z變換轉移函數
H (Z) = H(Z2+ 1 ) (Z2- 1 ) (Z2+3Z + 1 )Z6+ (1-22 -N)]]>其中N為大于2的實數，H為比例系數。可將上面的方程展開，并將分子和分母同除以一個公因子Z6，這樣演算的結果如下H(Z) = H1 + 3 (Z-1- Z- 5) + Z2- Z- 4- Z- 61 + (1 - 22 - N) Z- 6]]>上面作為H(z)的第二個公式，對于指明數字濾波器的輸入/輸出關系，給出了更為直接的形式。在特定的情況下，上式中N＝8，比例因子H為0.00282時，可以得到Y(n)＝H〔X(n)+X(n-2)-X(n-4)-X(n-6)+1.7320508(X(n-1)-X(n-5))〕-0.984375Y(n-6)。
在以上方程中，為了依照各發明經常采用的方法進行簡化，已將取樣周期T做了壓縮。以上Y(n)方程的書寫表達方式，對于數字電路設計來說，也是簡單易行的。
實現上述數字濾波器的具體電路示于圖3。舉例來說，圖3中的電路包括一個定時移位寄存器，用來存貯X(n)到X(n-6)的數字化表示值。此外，還將Y(n)的輸出送入一組定時移位寄存器，并以同樣的方式標出。圖3中的數字電路還包括圖中所示的各加法器、減法器和乘法器。圖中還示出了一個用以代替乘法運算步驟的移位寄存器。圖3中所示電路的數字濾波器部分實際上是在X值的移位寄存器和Y值的移位寄存器之間包含的那部分電路。不難發現，輸出Y(n)是由所示電路產生的。更具體地說，在乘以用四位有效數字所表示的3的十進制變換形式1.732之前，已將與X(n-1)和X(n-5)有關的各項在不同的運算操作中進行了編組。因而，可以發現這種編組減少了所需數字乘法器的數目。同時還可以發現，其實施例已示于圖3的本發明的數字濾波器部分僅包含一個乘法器。這是本發明的一大優點。此外，在上面H(z)的方程中，通過將N選取為大于2的整數，就有可能使用一個移位器來代替乘法器。另外，在另一方面，眾所周知，在位置的二進制中，利用簡單的移位操作，能夠容易地實現乘以2的冪運算。數值N控制著圖2中處于彼此相鄰位置的那些極點和零點之間的接近程度。N的取值愈大，那些極點和零點靠得愈近。然而，為了便于實際實施以及防止出現不穩定問題，在本發明中，最好選取N為接近8的整數。
因此可以看出，上述數字濾波器電路做為Y(n)輸出，產生19KHz導頻的數字化表示值。由于濾波器在228KHz取樣頻率下工作，又因為2M等于12，360°除以2M分為若干個30°的扇形部分，所以Y(n)到Y(n-6)的每一取樣值被30°的相角所分割。據此，由于Y(n-3)相對于Y(n)具有90°相移關系，所以Y(n-3)所取的取樣值表示一個余弦信號。此時要用以下三角函數恒等式SinXCosY＝ 1/2 〔Sin(X+Y)+Sin(X-Y)〕
在目前這種特定的情況下，X＝Y，因而可以看出SinXCosY＝ 1/2 Sin2X。所以，本發明使用一個乘法器，求出Y(n)和Y(n-3)的乘積，產生表示38KHz立體聲載頻信號的結果信號C(n)。一般說來，根據上面的三角函數恒等式，可以發現乘法運算產生兩個信號的和，其中一個信號頻率基于兩相乘信號的頻率之和，另一個信號頻率基于兩相乘信號的頻率之差。在上述濾波器中，應當指出選取數字濾波器的極點數目M＝6提供一相對于Y(n)呈現適當相移的輸出信號Y(n-3)，以便能夠在數字乘法器電路的輸出端，生成38KHz立體聲載頻信號C(n)。
信號C(n)的生成進而能夠產生在圖3中標為L-R的信號，這個信號表示的是立體聲左、右兩個通道的代數差。根據在上述三角函數恒等式中所體現的原理，以38KHz立體聲頻信號乘以輸入信號的運算，將輸入信號的L-R部分移到0～15KHz的頻帶范圍。這一運算同時還將輸入信號的L-R部分移到以76KHz為中心頻率的一段頻帶上，但由于這一頻帶是人耳聽不到的頻率范圍，所示結果信號的這一部分可以忽略掉。同樣地，在輸入的解調后的數字化FM信號中以38KHz為中心頻率的頻譜信息，由于同樣是在人耳聽不到的頻率范圍，所以也可以忽略不管，或者可以在后面的電路上予以濾除。因此，輸入信號中僅有的與收聽有關的部分是其L+R信號部分。所以僅需提供一個數字加法器，將前面電路生成的L-R信號與包含有L+R部分的輸入信號相加，便可以產生一個實際上表示左聲道數字化部分的信號。與這種方法類似，以圖3所示的方式，也使用一個減法器，來產生右聲道信號。若用符號表示，這一運算操作可以寫為(L+R)-(L-R)＝2R。因此，本發明中的數字電路可以將解調后的數字化FM信號解碼，產生這一信號的立體聲左、右兩個聲道分量。
鑒于上述分析，可以看出本發明中的數字電路提供了一種適用于對按常規標準廣播的FM立體聲信號進行數字方式解碼的裝置，而采用的數字電路僅包含三個數字乘法器。實際上，本發明電路的數字濾波器部分僅有一個數字乘法器。因而不難想像，可以將這種簡單易行的濾波器集成到用作FM立體聲解碼的集成電路中。同樣不難想象，這種電路所需占用的芯片面積更小，所需的功耗也更低。雖說圖3中所示的電路是本發明中優先選用的電路，但同時還應當指出，從含有Y(n-6)的寄存器接收輸入信號的移位器，減法器在N不為整數數值的情況下，可以用一個附加的乘法器電路來代替。此外，應當指出，在上述討論中根本沒有提及圖3所示的各種寄存器、移位器、加法器、減法器和乘法器所選用的位數。在不背離本發明的技術范圍或精神實質的條件下，可以選用各種位數值。然而，為了達到分離FM立體聲信號的目的，可選用8到15位，在這種具體的應用中，最好選用8位或12位。還應指出，本發明中優選的取樣速率遠遠大于奈奎斯特(Nyquist)取樣定理要求的可精確還原聲音信號所需的速率。還應指出，本發明中從左聲道和右聲道輸出的信號通常送往數-模變換器裝置，然后通過低通濾波器，濾除在量化和變換過程中所產生的不希望有的高頻分量。
雖然在本說明書中，已根據本發明的一種最佳實施例對本發明進行了詳細的描述，但在技術領域：
中的專業人員仍能對本發明做出各種改進和變型。因此，附加的權利要求
企圖包括將屬于本發明的實質內容的所有的改進變型。
權利要求
1.將解調后的、數字化FM立體聲信號解碼為數字化的左聲道信號分量和右聲道信號分量的一種數字電路，其特征在于上述電路包括一個接收輸入時序信號X(nT)，產生輸出時序信號Y(nT)的數字濾波器，上述濾波器具有Z變換轉移函數，實際上此函數等于H (Z) = H(Z2+ 1 ) (Z2- 1 ) (Z2+3Z + 1 )Z6+ (1-22 - N)]]>其中N為大于2的實數，H為比例因子，上述濾波器工作在以T為周期的取樣速率上，相對應的取樣速率實際上等于228KHz；一個第一數字乘法器電路，用于求出上述濾波器在時間nT的輸出Y(nT)與上述濾波器在時間(n-3)T的輸出Y(nT-3T)的乘積，以便形成立體聲載頻信號C(nT)的數字化表示信號；一個第二數字乘法器電路，用于求出上述濾波器在時間nT的輸入X(nT)與上述第一數字乘法器在時間nT的輸出C(nT)的乘積，以便形成L-R信號的數字化表示信號。
2.根據權利要求
1的數字電路，其特征在于還包括有一個數字加法器電路，用以形成從上述第二數字乘法器送來的上述L-R信號與上述輸入信號X(nT)兩者之和的和信號，因而產生出表示上述立體聲左聲道信息的信號;一個數字減法器電路，用以形成上述L-R信號與上述輸入信號X(nT)之間的差信號，因而產生出表示上述立體聲右聲道信息的信號。
3.根據權利要求
1的電路，其特征在于N是一個整數。
4.根據權利要求
1的電路，其特征在于N＝8。
5.一種用于接收輸入時序信號X(nT)，和產生輸出時序信號Y(nT)的數字濾波器電路，其特征在于，上述濾波器具有Z變換轉換函數，此函數實際上等于H (Z) = H(Z2+ 1 ) (Z2- 1 ) (Z2+3Z + 1 )Z6+ (1-22 - N)]]>其中N為大于2的實數，H為比例因子，上述濾波器工作在以T為周期的取樣速率下，相對應的取樣速率實際上等于228KHz。
專利摘要
本發明的內容涉及一種僅含有一個乘法器的簡單數字濾波器，用作從解調后的數字化FM立體聲信號中提取導頻信號。合理選取濾波器的極點數目，使得濾波器的輸出同時可以用于產生立體聲左聲道減右聲道的載頻數字表示信號。這一信號又用于將輸入表示信號解碼為所要求的左、右兩個聲道信號。本發明的電路尤其適合于集成在一片集成電路芯片上。
文檔編號H04H1/00GK86100932SQ86100932
公開日1986年8月20日 申請日期1986年2月8日
發明者肯尼思·布雷克利·韋爾斯二世, 沙貝爾·埃米爾·諾賈姆, 杰羅姆·約翰遜·蒂曼 申請人:通用電氣公司導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan