一種dvb-t2信道估計方法及系統的制作方法
【專利摘要】本發明公開了一種DVB-T2信道估計方法及系統，先后利用信號時延與其頻域響應的關系，自適應的在濾波器組中選擇濾波器，以分組的方式在基帶實現頻域方向上的插值濾波，從而實現有效的降低噪聲對系統的影響，同時簡化和降低了硬件實現成本和功耗。本發明的方法有效的降低了噪聲對DVB-T2系統的影響，提高了信道估計精度。
【專利說明】一種DVB-T2信道估計方法及系統
【技術領域】
本發明涉及DVB-T2系統，特別是一種DVB-T2信道估計方法及系統。
【背景技術】
DVB-T2是世界上最先進的數字地面廣播傳輸系統，相對于第一代DVB-T來講它更加有效、更加穩健和更加有彈性。DVB-T2系統引入了最新的調制和編碼技術。能夠高效的使用寶貴的地面頻譜進行語音、視頻和數據服務的傳輸。
新的DVB-T2系統的性能的提升，也意味著系統的復雜度的提升。與DVB-T相比，DVB-T2系統設計了全新的幀結構。如圖1所示。新的DVB-T2系統的幀結構是一種三層分級幀結構。基本元素為T2幀，若干個T2幀和未來擴展幀(FEF)組成一個超幀，每個T2幀包含一個Pl符號、多個P2符號和多個數據符號。
DVB-T2系統使用了與DVB-T相同的正交頻分復用(OFDM)技術。其基本原理是將總的信道帶寬分成多個帶寬相等的子信道，每個子信道單獨通過各自的子載波調制各自的信息符號，并且各符號具有相同的符號間隔。當相鄰子信道載波間隔等于有用符號間隔的倒數時，各個子信道間頻譜相互重疊且相互正交。在每個OFDM符號前面插入循環前綴(CP)以保證信道沖激響應的長度小于CP長度，則接收端在良好同步條件下可消除子載波和符號間干擾。在DVB-T2中除了保留OFDM符號長度為2K和8K模式外，相應增加了 IK和4K以及16K和32K模式。此外為了同步與信道環境的需要，DVB-T2設計了八種導頻圖案，PPl?PP8。導頻符號同時會依照 SIS0(single input and single output)和 MISO(multiple inputand single output)兩種傳輸方式有所區別。這些模式的增加為系統提供了高效和穩健的接收性能外，也增加了接收機的設計復雜度。
地面廣播信號在空間的傳輸往往會經過復雜的多徑衰落信道才能到達接收機，多徑衰落信道會導致信號失真。因此，接收機需要利用與數據符號一起被復用以及傳輸的已知參考信號而得出各個子載波的信道特性的估計值，進而在接收機端對受信道影響的失真信號進行補償。信道特性的估計值直接影響到接收機的解調精度。接收機端需要設計復雜的信道估計與均衡模塊來對抗這種復雜的信道的環境。
針對DVB-T2，文獻I公開了為了最小化信道噪聲和干擾的影響，在已知的信道時延的前提下，在完成時間方向上的虛擬子載波插值(TI)后，頻域方向的插值(FI)利用了信道的稀疏特性，通過選擇和設計帶通插值濾波器，分組實現了基于稀疏信道時域響應的信道估計與均衡。已知該方法能夠在對抗噪聲和補償大于保護間隔的多徑信道有良好的性能。
文獻I中公開的信道估計方法，能夠通過分析信道的時域時延，自適應的設計頻域插值濾波器，從而最大限度的降低噪聲對信道估計的影響。其核心部分包括信道的時域沖擊響應的估計，信道的時域時延的分析，以及頻域濾波器生成三個部分。
文獻I中公開了利用所得到的信道時延結果對預設的窄帶濾波器組進行變換形成帶通濾波器，根據對信道時域響應時延的分析結果，利用幾組帶通濾波器分別對時間方向插值輸出進行濾波。將各個結果相加得到最終頻域方向插值FI的輸出。這種變換濾波器的方式將一個低通實數濾波器變換成了帶通復數濾波器，在應用上表現出較高的復雜度，硬件資源消耗較大。
【發明內容】
本發明所要解決的技術問題是，針對現有技術不足，提供一種DVB-T2信道估計方法及系統，有效的降低噪聲對DVB-T2系統的影響，提高信道估計精度，降低硬件實現成本和功耗。
為解決上述技術問題，本發明所采用的技術方案是:一種DVB-T2信道估計方法，該方法為:
1)在符號同步之后，將去掉循環前綴后的時域數據轉換成頻域OFDM符號，存儲該OFDM符號至緩存； 2)從上述緩存中提取第I個OFDM符號，提取該第I個OFDM符號導頻位置的信道信息，并計算對應于該導頻位置SISO或MISO模式下的信道頻域響應:
3)按照導頻模式對時間方向上的非導頻位置進行時間方向的插值，獲取SISO或MISO
模式下的頻域方向間隔為dx的子載波的信道信息Htl或/片,；
4)利用Htl或H*kJ估計信道的時域沖擊響應的時延，估計信道沖擊響應的所有路徑的實際多徑時延位置；
5)對上述所有路徑的實際多徑時延位置進行分組處理，找到各分組的時延中心，并根據各分組的最大時延位置和最小時延位置的差值確定濾波器的系數；
6)在SISO模式下，選擇上述步驟5)獲得的一個分組η對應的時延中心τη對所述信
道信息Hiu做時延移位操作，得到SISO模式下的時延移位的輸出Rkj..Rki = Hkj xe J τ 1 ,或者在MISO模式下，選擇上述步驟5)獲得的一個分組η對應的時延中心< 對所述信道信肩Hf/做時延移位操作,得到MISO模式下的時延移位的輸出R±k，i：
R±k，i=H±kjXe-j2πt±nk
其中，k為OFDM符號中子載波位置索引值；1為OFDM符號的索引；
7)對上述步驟6)的分組n，利用上述步驟5)確定的該分組η的濾波器的系數Coefsn對時延移位的輸出進行頻域方向上的插值濾波:
SISO 模式=U1 = R1 ? Coefsn ；
MISO 模式:U±i = Rf ? Coefsn ；
其中，R1和盡"分別表示在SISO和MISO模式下，對應于第I個OFDM符號的步驟6)輸出的全部子載波時延移位結果，Riu e; U1和(7/分別表示在SISO和MISO模式
下，對應于第I個OFDM符號的分組η的插值濾波器全部子載波位置上的信道信息；?表示卷積操作；
8)計算SISO模式下或MISO模式下第I個OFDM符號的第k個子載波上的信道反向時延移位的輸出Btl或巧';，則第I個OFDM符號的所有子載波上的信道反向時延移位的輸出構成的向量即為所述分組η的信道估計結果；
SISO 模式:K, = ukj X ej2^nk.MISO 模式:B:+k>l = U+Kl X eJlEltk.，
其中，Uiu和L分別表示在SISO和MISO模式下，步驟7)中分組η插值濾波器輸出的
第I個OFDM符號的第k個子載波上的信道信息；
9)重復步驟6)~8)，得到所有分組的信道估計結果，將所有分組的信道估計結果相加，即得到SISO模式下或MISO模式下所有路徑的信道估計結果V1或K對于MISO模式，
利用下式解算實際的信道估計結果A:』、Dlr.D1kj =(V；J+Fu)/2;
do)/2。
所述步驟4)中，信道沖擊響應的所有路徑的實際多徑時延位置估計方法為:
1)利用Htl或對OFDM符號非導頻位置補零后，做I~32KIFFT變換，得到SISO 或MISO模式下時域沖擊響應序列h (k)和h (k) ± ;
2)計算SISO或MISO模式下的時域沖擊響應序列h(k)和h (k) 土的絕對值ABS (h (k))或ABS (h (k)勺，判斷ABS (h (k))或ABS (h (k)勺的形狀，得到信道沖擊響應所有路徑的位置；
3)去掉信道沖擊響應所有路徑位置中的鏡像位置，即得到信道沖擊響應所有路徑的實際多徑時延位置。
本發明實際多徑時延位置可以及時跟蹤多徑的變化，硬件消耗少，簡單，可靠。
所述步驟5)中，各分組的時延中心和濾波器的系數確定方法如下:
a)計算相鄰的實際多徑時延位置的最大間距，將所有相鄰的實際多徑時延位置的最大間距由大到小依次排序為dO，dl,…；
b)假設多徑時延位置只能被分成一組，則該組的時延中心設定為τCl = -(PmaJPtl)/2，從可選濾波器組中選擇帶寬大于或等于該分組中最大多徑時延位置Pmax與最小多徑時延位置Po的差值、且帶寬為所有可選濾波器中帶寬最窄的濾波器，將該濾波器系數記為Coefstl ；
c)假設多徑時延位置被分成兩組，即按照所有相鄰的實際多徑時延位置的最大間距排序將濾波器時延分成兩組，則根據步驟b)的方法確定該兩組的時延中心和濾波器系數；t匕較第二組的時延中心與第一組的時延中心之差是否大于或等于第二組對應的濾波器阻帶帶寬與第一組對應的濾波器阻帶帶寬之差，若是，則該分組正確；否則，將兩組合并為一組，按照步驟b)的方法重新確定合并后的組的時延中心和濾波器系數；
d)假設多徑時延位置被分成三組以上，則先按照步驟b)的方法確定每一組的時延中心和濾波器系數，然后按照步驟c)的方法判斷相鄰的兩組之間是否分組正確，若不正確，則按照步驟c)的方法重新確定分組，并根據步驟b)的方法重新分組的時延中心和濾波器系數。
通過對時域輸出的頻域信道的采樣的相位旋轉操作，實現等價的時域上的信道平移操作，從而將對應的多徑分組的時延中心位置移到O時延位置，便于應用低通插值濾波器將該組多徑濾出；同一組中的多徑應用了帶寬盡可能窄的插值濾波器濾波，從而保證了對帶內帶外噪聲的有效抑制。
本發明還提供了一種DVB-T2信道估計系統，包括以下模塊:
FFT變換模塊:用于在符號同步之后，將去掉循環前綴后的時域數據轉換成頻域OFDM符號，并存儲該OFDM符號至緩存；
導頻位置的信息提取模塊:用于從緩存中提取第I個OFDM符號，提取該第I個OFDM符號導頻位置的信道信息，并計算對應于該導頻位置SISO或MISO模式下的信道頻域響應；時間方向上的插值模塊:用于根據信道頻域響應按照導頻模式對時間方向上的非導頻位置進行時間方向的插值，獲取SISO或MISO模式下的頻域方向間隔為dx的子載波的信道
信息Hk，I或咕.信道時域響應估計模塊:用于利用Hiu或估計信道的時域沖擊響應的時延，并估計
信道沖擊響應的所有路徑的實際多徑時延位置，對所有路徑的實際多徑時延位置進行分組處理；
濾波選擇模塊:用于找到各分組的時延中心，并根據各分組的最大時延位置和最小時延位置的差值確定濾波器的系數；
第一多徑時延移位模塊:用于獲得的時間方向上的插值模塊的一個分組η對應的時延中心τ η，對所述信道頻域響應做時延移位操作，并得到SISO模式或MISO模式下的時延移位的輸出；
頻域方向上的插值模塊:用于利用濾波選擇模塊確定的濾波器的系數Coefsjt時延移位的輸出進行頻域方向上的插值濾波；
第二多徑時延移位模塊:用于利用頻域方向上的插值模塊的輸出結果計算SISO模式下或MISO模式下第I個OFDM符號的所有子載波上的信道反向時延移位的輸出；
SISO補償及MISO解碼與補償模塊:用于利用第二多徑時延移位模塊的輸出結果計算SISO模式下或MISO模式下所有路徑的信道估計結果。
與現有技術相比，本發明所具有的有益效果為:本發明充分利用了時域信道的稀疏的特性，通過在時域上對各個傳播路徑進行了分組。同一組中的多徑應用了帶寬盡可能窄的插值濾波器濾波，從而保證了對帶內帶外噪聲的有效抑制。在時間方向的插值模塊中，充分利用了 DVB-T2的幀結構的特點，有效的減少時間方向插值模塊的輸出噪聲，進而提高了實際多徑時延位置以及后續頻域方向的估計精度。同時本發明利用信道在時域中的時延與信道在頻域中的旋轉相位的關系，將帶通復數頻域插值濾波器轉換成了低通實數濾波器，從而降低了硬件實現成本和功耗。本發明的方法有效的降低了噪聲對DVB-T2系統的影響，提高了信道估計精度。
【專利附圖】
【附圖說明】
圖1為DVB-T2幀結構；
圖2為本發明信道估計方法的結構圖；
圖3為本發明信道估計方法的流程圖；圖4本發明時間方向上的插值不意圖；
圖5本發明插值間隔為dx = 3的頻域插值濾波器組；
圖6本發明信道時延分組示意圖。
【具體實施方式】
本發明信道估計方法步驟如圖3所示:
1.在符號同步之后，將去掉循環前綴后的時域數據轉換成頻域OFDM符號。存儲OFDM符號至緩存滿。系統設置2x32K內存作為OFDM緩存，對應于1Κ，2Κ, 4Κ, 8Κ, 16Κ, 32Κ模式所存儲的OFDM符號的個數分別為64，32，16,8,4, 2個。系統從第一個Ρ2符號開始存儲。
2.從緩存中提取一個OFDM符號，對該符號的導頻位置的信道信息進行提取。由于這些導頻的位置和幅度信息對于接收機端來講是已知的。所得到的對應于導頻位置的信道頻域響應(未考慮噪聲的影響)可以由下式得到:
【權利要求】
1.一種DVB-T2信道估計方法，其特征在于，該方法包括如下步驟: . 1)在符號同步之后，將去掉循環前綴后的時域數據轉換成頻域OFDM符號，存儲該OFDM符號; . 2)從上述緩存中提取第I個OFDM符號，提取并計算該第I個OFDM符號導頻位置在SISO或MISO模式下的信道頻域響應: . 3)按照導頻模式對時間方向上的非導頻位置進行時間方向的插值，獲取SISO或MISO模式下的頻域方向間隔為dX的子載波的信道信息Htl mi,; . 4)利用Htl或1^估計信道的時域沖擊響應的時延，估計信道沖擊響應的所有路徑的實際多徑時延位置；. 5)對上述所有路徑的實際多徑時延位置進行分組處理，找到各分組的時延中心，并根據各分組的最大時延位置和最小時延位置的差值確定濾波器的系數；. 6)在SISO模式下，選擇上述步驟5)獲得的一個分組η對應的時延中心τη對所述信道信道信息Htl做時延移位操作，得到SISO模式下的時延移位的輸出Rkj: RkJ = Hk,i xe^jl7rZnk ；或者在MISO模式下,選擇上述步驟5)獲得的一個分組η對應的時延中心 <對所述信道信道信肩H1,做時延移位操作，得到MISO模式下的時延移位的輸出對j: 其中，k為OFDM符號中子載波位置索引值；1為OFDM符號的索引； . 7)對上述步驟6)的分組n，利用上述步驟5)確定的該分組η的濾波器的系數Coefsn對時延移位的輸出進行頻域方向上的插值濾波:
2.根據權利要求1所述的DVB-T2信道估計方法，其特征在于，所述步驟4)中，信道沖擊響應的所有路徑的實際多徑時延位置估計方法為: 1)利用Htl或對OFDM符號非導頻位置補零后，做I~32KIFFT變換，得到SISO或MISO模式下時域沖擊響應序列h (k)和h (k) ± ; 2)計算SISO或MISO模式下的時域沖擊響應序列h(k)和h (k) 土的絕對值ABS (h (k))或ABS (h (k)勺，判斷ABS (h (k))或ABS (h (k)勺的形狀，得到信道沖擊響應所有路徑的位置； 3)去掉信道沖擊響應所有路徑位置中的鏡像位置，即得到信道沖擊響應所有路徑的實際多徑時延位置。
3.根據權利要求1或2所述的DVB-T2信道估計方法，其特征在于，所述步驟5)中，各分組的時延中心和濾波器的系數確定方法如下: a)計算相鄰的實際多徑時延位置的最大間距，將所有相鄰的實際多徑時延位置的最大間距由大到小依次排序為d0，dl,…； b)假設多徑時延位置只能被分成一組，則該組的時延中心設定為τCl = -(PmaJPtl)/2，從可選濾波器組中選擇帶寬大于或等于該分組中最大多徑時延位置Pmax與最小多徑時延位置Po的差值、且帶寬為所有可選濾波器中帶寬最窄的濾波器，將該濾波器系數記為Coefstl ； c)假設多徑時延位置被分成兩組，即按照所有相鄰的實際多徑時延位置的最大間距排序將濾波器時延分成兩組，則根據步驟b)的方法確定該兩組的時延中心和濾波器系數；t匕較第二組的時延中心與第一組的時延中心之差是否大于或等于第二組對應的濾波器阻帶帶寬與第一組對應的濾波器阻帶帶寬之差，若是，則該分組正確；否則，將兩組合并為一組，按照步驟b)的方法重新確定合并后的組的時延中心和濾波器系數； d)假設多徑時延位置被分成三組以上，則先按照步驟b)的方法確定每一組的時延中心和濾波器系數，然后按照步驟c)的方法判斷相鄰的兩組之間是否分組正確，若不正確，則按照步驟c)的方法重新確定分組，并根據步驟b)的方法重新分組的時延中心和濾波器系數。
4.一種DVB-T2信道估計系統，其特征在于，包括以下模塊: FFT變換模塊:用于在符號同步之后，將去掉循環前綴后的時域數據轉換成頻域OFDM符號，并存儲該OFDM符號至緩存； 導頻位置的信息提取模塊:用于從緩存中提取第I個OFDM符號，提取該第I個OFDM符號導頻位置的信道信息，并計算對應于該導頻位置SISO或MISO模式下的信道頻域響應；時間方向上的插值模塊:用于根據信道頻域響應按照導頻模式對時間方向上的非導頻位置進行時間方向的插值，獲取SISO或MISO模式下的頻域方向間隔為dx的子載波的信道信息Hkj!或扣y ；信道時域響應估計模塊:用于利用Hiu或//丨.,估計信道 的時域沖擊響應的時延，并估計信道沖擊響應的所有路徑的實際多徑時延位置，對所有路徑的實際多徑時延位置進行分組處理； 濾波選擇模塊:用于找到各分組的時延中心，并根據各分組的最大時延位置和最小時延位置的差值確定濾波器的系數； 第一多徑時延移位模塊:用于獲得的時間方向上的插值模塊的一個分組η對應的時延中心τ η，對所述信道頻域響應做時延移位操作，并得到SISO模式或MISO模式下的時延移位的輸出； 頻域方向上的插值模塊:用于利用濾波選擇模塊確定的濾波器的系數Coefsjt時延移位的輸出進行頻域方向上的插值濾波； 第二多徑時延移位模塊:用于利用頻域方向上的插值模塊的輸出結果計算SISO模式下或MISO模式下第1個OFDM符號的所有子載波上的信道反向時延移位的輸出； SISO補償及MISO解碼與補償模塊:用于利用第二多徑時延移位模塊的輸出結果計算SISO模式下或MISO模式下所有路徑的信道估計結果。
【文檔編號】H04L25/02GK103905351SQ201410165308
【公開日】2014年7月2日 申請日期:2014年4月23日 優先權日:2014年4月23日
【發明者】于志強 申請人:湖南國科微電子有限公司