光接收器以及光接收方法

光接收器以及光接收方法
【專利摘要】光接收器(100)接收相干光。光接收器(100)接收相干光。光接收器(100)具有OA(108a～108d)、數字信號處理電路(112)和控制電路(113)。OA(108a～108d)調整輸入信號的振幅并輸出。數字信號處理電路(112)輸入使用從OA(108a～108d)輸出的模擬信號來生成的數字信號，并且從該數字信號中提取時鐘分量，確立該時鐘分量與數據分量之間的同步，然后從上述數字信號中提取并處理上述數據分量。控制電路(113)在確立基于上述數字信號的同步之前，將上述模擬信號的振幅設定為第1振幅，在確立了上述同步之后，將該設定后的振幅變更為小于上述第1振幅的第2振幅。
【專利說明】光接收器以及光接收方法

【技術領域】
[0001]本發明涉及光接收器以及光接收方法。

【背景技術】
[0002]近些年來，伴隨光傳輸中的通信量的增大，對于光分散的影響較大的10Gbps左右的高速傳輸，也要求能夠進行高質量的數據通信的技術。作為這種技術之一，具有數字相干技術。作為應用數字相干技術的光通信裝置，例如，具有在OIF(Optical InternetworkingForum:光互連網論壇)中使用標準化中的 DP-QPSK (Dual Polarizat1n-Quadrature PhaseShift Keying:雙極化四相相移鍵控)調制方式的光通信裝置。在該光通信裝置中，光接收器接收在光發送器中直行的被復用為偏振波狀態的信號。光接收器具有波長與接收信號光大致相同的本機發光源(例如，LD:Laser D1de (激光二極管))，使該輸出光與接收信號光發生干擾，轉換為2個(X，Y)偏振波的IQ分量的電信號(相干檢波)。所轉換的信號經過AD (Analog/Digital:模擬/數字)轉換后，經過失真校正和錯誤訂正而作為10Gbps的信息信號被輸出到外部。
[0003]在先技術文獻
[0004]專利文獻
[0005]專利文獻I日本特開2010-93656號公報
[0006]專利文獻2日本特開2010-80665號公報
[0007]專利文獻3日本特開2008-109562號公報


【發明內容】

[0008]發明所要解決的課題
[0009]然而，在上述光通信裝置的光相干傳輸中存在如下所述的問題點。即，光通信裝置的接收器在進行AD轉換之前,在ADC (Analog Digital Converter:模數轉換器)的動態范圍內將輸入的電信號最優化，從而降低伴隨解碼而出現的誤碼率。接收器在最優化時，降低輸入的模擬信號的等級，隨之使得在后段的數字信號處理電路中從輸入信號提取的時鐘分量的增益降低。時鐘分量的增益降低導致難以進行同步的確立，并且與歷時變化和線路間的特性偏差共同作用，成為產生解碼錯誤的主要原因。接收器的誤碼率的增加會妨礙光傳輸質量的提升。另一方面，接收器若為了維持時鐘分量的增益而提升上述模擬信號的等級，則信號振幅會超過ADC的動態范圍。其結果是，數字信號處理電路無法從AD轉換后的數字信號中提取數據分量。
[0010]本發明公開的技術就是鑒于上述情況而完成的，其目的在于提供一種能夠提升光傳輸質量的光接收器以及光接收方法。
[0011]用于解決課題的手段
[0012]為了解決上述課題，達成目的，本申請公開的一個方面的光接收器接收相干光。所述光接收器具有振幅調整電路、信號處理電路和控制電路。所述振幅調整電路調整輸入信號的振幅并輸出。所述信號處理電路輸入使用從所述振幅調整電路輸出的模擬信號來生成的數字信號，并且從該數字信號中提取時鐘分量，確立該時鐘分量與數據分量之間的同步，然后從所述數字信號中提取并處理所述數據分量。所述控制電路在確立基于所述數字信號的同步之前，將所述模擬信號的振幅設定為第I振幅，在確立了所述同步之后，將該設定后的振幅變更為小于所述第I振幅的第2振幅。
[0013]發明的效果
[0014]根據本申請公開的光接收器的一個方面，可獲得能夠提升光傳輸質量的效果。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0015]圖1是表示實施例的光接收器的結構的圖。
[0016]圖2是用于說明實施例的光接收器的動作的流程圖。
[0017]圖3是表示實施例的⑶R電路的結構的圖。
[0018]圖4是用于說明實施例的相位檢測器的動作的圖。
[0019]圖5A是表示向實施例的相位檢測器輸入的2個信號的波形的一例的圖。
[0020]圖5B是表示從實施例的相位檢測器輸出的信號的波形的一例的圖。
[0021]圖6是表示實施例的數字相干接收部的結構的圖。
[0022]圖7A是用于說明輸入振幅較小的情況下的同步確立的方法的圖。
[0023]圖7B是用于說明輸入振幅較大的情況下的同步確立的方法的圖。
[0024]圖8是表示實施例的光接收器的OA的增益特性的一例的圖。
[0025]圖9是表示變形例的光接收器的結構的圖。

【具體實施方式】
[0026]以下，參照附圖詳細說明本申請公開的光接收器以及光接收方法的實施例。另外，本申請公開的光接收器以及光接收方法不限于以下的實施例。
[0027]圖1是表示實施例的光接收器100的結構的圖。光接收器100與光發送器(未圖示)一起構成在OIF中使用標準化中的DP-QPSK調制方式的光通信裝置。在光發送器中，被傳輸的10Gbps的信息信號在錯誤訂正/加密電路中被轉換為4個28Gbps的信號后，被輸入到偏振波復用光調制器。光發送器具有使用窄線寬半導體激光的波長可變光源作為發送光源。來自發送光源的輸出光在上述偏振波復用光調制器內部被分離為2條光后,被輸入到2臺QPSK調制器中，分別轉換為調制速度為28Gsps(Giga symbol per second:每秒千兆信號)的4值相位調制光。從各QPSK調制器輸出的信號通過偏振波合成器復用為正交的偏振波狀態(S偏振波和P偏振波)并輸出。其結果是，偏振波復用信號的傳輸速度為112Gbps。另外，作為QPSK調制器,可使用將輸入的電信號正交合成并輸出的復合光調制器。
[0028]另一方面，光接收器100如圖1所示，具有偏振波分離器101、X偏振波接收器102、Y偏振波接收器103、LD (Laser D1de:激光二極管)104、偏振波分離器105、TIA(TransImpedance Amplifier:跨阻放大器)106a ?106d 和 AGC(Automatic Gain Controller:自動增益控制器)107a?107d。此外，光接收器100具有OA(Output Adjuster:輸出調節器)108a?108d、電容器109a?109d、偏置調整器IlOa?I1cU高速ADCllla?IllcU數字信號處理電路112和控制電路113。這些各結構部分以能夠在一個方向或雙方向進行信號和數據的輸入輸出的方式連接。
[0029]光接收器100具有LD104作為波長與接收信號光相同的本機發光源，使來自LD104的輸出光與上述接收信號光發生干擾，并轉換為電信號，從而進行相干檢波。相干檢波具有較強的偏振波依賴性。因此，I臺偏振波接收器僅能接收偏振波狀態與本機所發的光相同的光信號。于是，光接收器100在輸入接收信號的部分設置有2個偏振波分離器101、105,將接收信號分離為2個正交偏振波分量(X分量、Y分量)。通過采用這種結構，在進行I個光信號的接收時就需要2臺接收器102、103，而光接收器100對信號光進行偏振波復用，使信息傳輸量為2倍，從而能夠補償偏振波分量的分離所伴隨的傳輸速度的降低。
[0030]偏振波分尚器101將以112Gbps輸入的光信號Pl分尚為2個正交偏振波分量。X偏振波接收器102具有光90度混合器102a和2個均衡型光電二極管102b、102c。光90度混合器102a輸入信號光和本機所發的光(LD光)。光90度混合器102a輸出使這些光彼此以同相⑴和逆相(Q)發生干擾的I組輸出光P7、P8和以正交(90度，X)和逆正交(-90度，Y)發生干擾的I組輸出光P9、P10，共計4種光。后段的均衡型光電二極管102b、102c差動接收2組上述輸出光P7?P10。由此，均衡型光電二極管102b，102c能夠從信號光和本機所發的光中消除不要的直流分量，高效地僅提取各光的脈動分量。均衡型光電二極管102b、102c將分尚為X偏振波的IQ分量和Y偏振波的IQ分量的共計4個的接收光信號P7?PlO轉換為電信號E1、E2(電流)。
[0031]同樣地，Y偏振波接收器103具有光90度混合器103a和2個均衡型光電二極管103b、103c。關于Y偏振波接收器103的結構和動作，除了接收對象的偏振波分量為Y分量這點以外，都與X偏振波接收器102的結構和動作相同。因此，對共同的結構要素使用末尾相同的參照符號，并省略對其的詳細說明。
[0032]TIA106a?106d輸入從均衡型光電二極管102b、102c、103b、103c分別輸出的電信號El?E4。S卩，TIA106a、106b從2個均衡型光電二極管102b、102c分別輸入接收光信號P7、P8的同相干擾分量(I)和本機所發的光的信號P9、PlO的正交干擾分量(Q)。同樣地，TIA106cU06d從2個均衡型光電二極管103b、103c分別輸入接收光信號P11、P12的同相干擾分量(I)和本機所發的光的信號P13、P14的正交干擾分量(Q)。TIA106a?106d對輸入的電信號El?E4進行阻抗轉換并放大，作為電信號E5?E8輸出。
[0033]AGC107a?107d將從TIA106a?106d輸入的電信號E5?E8控制為預先設定的振幅值。0A108a?108d調整來自AGC107a?107d的輸入信號E9?E12的振幅并輸出。0A108a?108d分別抑制由于模擬部分(X偏振波接收器102、Y偏振波接收器103、TIA106a?106d、AGC107a?107d和高速ADCllla?Illd等)的特性的不完全性引起的4個線路間的偏差造成的信號質量的劣化而進行標準化。
[0034]電容器109a?109d是通過靜電電容蓄積從0A108a?108d分別輸入的電信號E13?E16并放出的受動元件。偏置調整器IlOa?IlOd根據來自控制電路113的指示，對于進行了 DC (Direct Current:直流)截取的高速信號E17?E20，以收斂于高速ADCllla?Illd的輸入范圍的方式賦予偏壓。
[0035]高速ADCllla?Illd在輸入了 X偏振波的IQ分量和Y偏振波的IQ分量的共計4個電信號E21?E24時，高速地對各信號進行AD轉換，將轉換為數字信號的信號Dl?D4 輸出給后續的數字信號處理電路112。高速ADCllla?Illd以接收信號的2倍以上的取樣
頻率取入模擬信號E21?E24，在將其轉換為數字信號Dl?D4后，輸出給數字信號處理電
路 112。
[0036]數字信號處理電路112在輸入了從高速ADCl I Ia?11 Id輸出的數字信號Dl?D4后，根據來自控制電路113的指示，對這些數字信號Dl?D4實施各種處理，進行錯誤訂正，然后作為10Gbps的信息信號D5向外部輸出。數字信號處理電路112例如執行光源頻率偏置補償、載波相位推定、波長分散補償、偏振波模式分散補償等處理。
[0037]控制電路113按照28Gbps以上的高速信號的每條線路始終監視振幅調整用的0A108a?108d和AD轉換后的數字信號Dl?D4，對各0A108a?108d施加反饋控制。即，控制電路113通過固件處理監視AD轉換后的數據，以在各高速ADCllla?Illd固有的動態范圍內對輸入信號E21?E24的振幅進行最優化的方式，進行針對0A108a?108d的反饋控制。由此，能夠進行數字信號處理電路112的數據分量的提取。
[0038]接著，說明動作。圖2是用于說明實施例的光接收器100的動作的流程圖。光接收器100的控制電路113在伴隨光能量L0S(LOSS Of Signal:信號損失)的解除，探測到針對偏振波分離器101的光接收信號的輸入時(SI),將0A108a?108d的信號振幅的值調整為較高的值(S2)。S卩，控制電路113始終監視AD轉換后的RMS (Root Mean Square:均方根)值，將信號振幅的值反饋控制為事先設定的較高的振幅值。較高的振幅值指的是能夠從輸入信號Dl?D4中提取為了數字信號處理電路112確立線同步而需要的時鐘分量的振幅值，優選為600mVpp以上(例如，700mVpp左右)。
[0039]在S3中，控制電路113根據從高速ADCllla?Illd經由數字信號處理電路112輸入的反饋控制信號Fl (參照圖1)，進行在高速ADCllla?Illd中是否確立了線同步的判定。該判定的結果為確立了線同步的情況下(S3;是)，控制電路113通過反饋控制信號F2(參照圖1)，向0A108a?108d指示降低在S2中設定得較高的振幅值(S4)。由此，在0A108a?108d的信號振幅的各值收斂于所對應的高速ADCllla?Illd的輸入范圍內的情況下(S5 ;是)，控制電路113判斷為振幅的最優化完成，維持信號疏通狀態(S6)。
[0040]另一方面，在S5中，在0A108a?108d的信號振幅的各值中存在未收斂于對應的高速ADCllla?Illd的輸入范圍內的振幅值(S5 ;否)的情況下，再次返回S4，控制電路113使上述振幅值進一步降低。關于振幅值的降低處理，直到所有的OAlOSa?108d的信號振幅值都收斂于輸入范圍內(最優化)為止都重復執行，伴隨最優化的完成而結束。
[0041]另外，控制電路113可以僅針對超過輸入范圍的線路(例如，I條)個別地執行上述振幅值的降低處理，還可以對多條線路(例如，2?4條)統一執行。上述輸入范圍的振幅值指的是數字信號處理電路112能夠從輸入信號Dl?D4提取處理對象的數據分量的振幅值，優選為200?600mVpp (例如，300?500mVpp左右)。
[0042]在上述S3中，在盡管將振幅值設定得較高，依然沒有確立線同步的情況下(S3 ；否)，控制電路113使在S2中曾設定的振幅值逐漸增大，直到確立線同步為止。即，控制電路113將增大振幅值的次數的上限值(例如，10次)作為計數值而預先保存，使振幅值階段性地增大，直到達到增大次數(自然數N次)為止(S7)。其結果是，在確立了線同步的情況下(S3 ;是)，控制電路113開始0A108a?108d的信號振幅的各值的降低(S4)。對此，在未確立線同步的期間內(S3 ;否)，控制電路113使振幅值增大(S7 ;否，S2)，直到振幅值的增大次數達到上限的計數值為止(S7 ;是)。
[0043]另外，關于S2的振幅值的增大量，在初始設定值為600mVpp的情況下，控制電路113例如以10?20mVpp左右的幅度使振幅值增大。此外，振幅值每次的增大量未必要每次都固定。例如，控制電路113可以在前半程的5次使振幅值每次增大20mVpp，在此后的5次使振幅值每次增大lOmVpp。此外，關于作為是否為了確立同步而增大振幅值的判斷指標的上限值，未必一定通過次數(例如，10次)進行設定，也可以根據振幅值本身進行設定。在該方式中，作為上述計數值，例如設定800mVpp的上限值，在S7中，比較當前時刻的振幅值與該上限值。
[0044]接下來，參照圖3?圖7B，說明提取時鐘分量的手法。同時還說明下述情況的理由，上述情況為:光接收器100提高向數字信號處理電路112輸入的信號的振幅，從而易于進行時鐘分量的提取，提高到同步確立為止的特性。
[0045]圖3是表示實施例的⑶R (Clock Data Recovery:時鐘數據恢復)電路200的結構的圖。如圖3所示，CDR電路200構成為具有緩沖器201、PLL(Phase Locked Loop:鎖相環路)電路202和數據解碼電路(DECoder:解碼器)203。進而，PLL電路202具有相位檢測器(PD:Phase Detector) 202a、LPF (Low Pass Filter:低通濾波器)202b 和 VCO (VoltageControlled Oscillator:壓控振蕩器)202c。這些各結構部分以在一個方向或雙方向能夠進行信號的輸入、輸出的方式連接。
[0046]在10Gbps左右的高速光傳輸之中，所傳輸的數字信號中包含時鐘分量。⑶R電路200具有接收在數據分量上重疊時鐘分量的傳輸路上的信號，將數字信號分離為時鐘分量和數據分量的功能，通過光接收器100的數字信號處理電路112來實現。尤其在數字相干通信中，⑶R電路200從在發送器側編碼(FEC(Forward Error Correct1n:前向糾錯)加密和錯誤訂正等)的例如4個串行信號中提取時鐘分量。該時鐘分量在高速ADClIIa?Illd中用作取樣時鐘。
[0047]在接收側的數字信號處理電路112中，需要對時鐘、數據這雙方的分量進行解碼。因此，向PLL電路202輸入的時鐘分量和數據分量如圖3所示，首先通過緩沖器201，向2個路徑分支。通過一個路徑傳輸的數字信號D6被輸入到提取時鐘分量的PLL電路202，通過另一個路徑傳輸的數字信號D9被輸入到生成數據分量的數據解碼電路203。相位檢測器202a輸入2個數字信號D6、D7，輸出與這些信號間的相位差相應的數字信號D8。相位檢測器202a例如生成在2個輸入信號D6、D7的相位差為90度時輸出電壓為OV的數字信號D8，并輸出給后段的LPF202b。
[0048]接著，以混合器型的相位檢測器為例，說明相位檢測器202a的動作。圖4是用于說明實施例的相位檢測器202a的動作的圖。如圖4所示，正弦波的數字信號D6經由RF (Rad1Frequency:射頻)端口被輸入到混合器型的相位檢測器202a。同樣地，矩形波的數字信號D7經由L0(Local Oscillator:本機振蕩器)端口被輸入到混合器型的相位檢測器202a。具有不同波形的數字信號D6、D7在合波后，作為混合器的輸出信號D8,經由IF (IntermediateFrequency:中頻)端口被輸入到LPF202b。數字信號D8通過LPF202b而成為正的直流電壓，作為數字信號DlO來輸出。
[0049]圖5A是表示向實施例的相位檢測器202a輸入的2個信號的波形的一例的圖。在圖5A中，在X軸規定時間(單位是秒)，并且在y軸規定輸入信號電壓(單位是V)。如圖5A所示，上述數字信號D6描繪出振幅為0.5V、波長為1ns的正弦波，上述數字信號D7描繪出具有與數字信號D6相同的相位、振幅和波長的矩形波。因此，若這些數字信號D6、D7通過相位檢測器202a合波，則生成圖5B所示的波形。圖5B是表示從實施例的相位檢測器202a輸出的信號的波形的一例的圖。如圖5B所示，上述數字信號D8經由LPF202b后，被去除高頻分量，作為具有正的直流電壓Vtjp的數字信號D10，從LPF202b輸出。
[0050]來自LPF202b的上述輸出電壓Vtjp成為針對VC0202c的控制電壓。因此，數字信號D6(相當于圖1所示的數字信號Dl?D4)的振幅越小，則電壓Vtjp、即VC0202c控制電壓也越小，其結果是，VC0202C的可追隨的時鐘速度降低。與此同時，隨著數字信號D6的振幅減小，T/Tf的值也變小(傾斜變平緩)，易于受到噪聲等的影響。其結果是，跳動性能劣化。亦即，隨著向數字信號處理電路112輸入的輸入信號的振幅的減小，在數字信號中包含的時鐘分量與數據分量之間的同步確立變得困難。并且，數字信號D6的傳輸速度為28Gbps左右的高速。因此，對于光接收器100要求與更寬的頻帶對應的裝置設計。于是，光接收器100提高數字信號D6的振幅值并使TyTf的值上升，直到確立同步為止。由此，抑制噪聲等的影響，提高基于VC0202C的能夠追隨的速度。其結果是，易于進行時鐘分量的提取。
[0051]圖6是表示實施例的數字相干接收部的結構的圖。如圖6所示，相位移位器203c使通過PLL電路202確立同步的來自VC0202c的輸出時鐘信號錯開4個相位(0°、90°、180°、270° )。4相位取樣器203b使從緩沖器203a輸入的數據移位至通過相位移位器203c而錯開的各時鐘相位。通過4相位取樣器203b而移位至4個相位的數據分別通過高速ADC203d-l、203d-2、203d-3、203d-4進行AD轉換，然后，作為數字信號而被輸出給FEC幀同步檢測電路203f。FEC幀同步檢測電路203f從該數字信號中檢測FEC幀的前同步碼模式(F6 F6 F6 28 28 28)。
[0052]FEC幀同步檢測電路203f無法根據接近數據的變化點的相位的數據檢測FEC幀，因而在后段的數字信號處理電路203g中，選擇最接近數據的變化點的中點的時鐘。將基于數字信號處理電路203g的這種動作定義為“同步確立”。通過該動作，分別向數據解碼電路(DEC) 203、204、205、206輸入的XI輸入信號X1、XQ輸入信號Χ2、?輸入信號Y1、YQ輸入信號Υ2在確立了時鐘分量與數據分量的同步后，作為XI輸出信號Χ3、XQ輸出信號Χ4、YI輸出信號Υ3、YQ輸出信號Υ4向外部輸出。
[0053]圖7Α是用于說明輸入振幅較小的情況下的同步確立的方法的圖。對此，圖7Β是用于說明輸入振幅較大的情況下的同步確立的方法的圖。在圖7Α和圖7Β中，在X軸方向(時間方向)規定輸入信號的相位，在y軸方向規定輸入信號的電壓。如圖7A所不,在輸入振幅較小的情況下，數字信號處理電路203g將接近數據的變化點Zl、Z2的相位即0°、270° (圖7A的虛線)判斷為數據變化點的相位。然后，數字信號處理電路203g將處于它們之間的90°、180° (圖7A的實線)中的某個相位作為用于確立同步的時鐘進行取樣。因此，根據輸入信號的波長和頻率，最優的相位并不確定，有時未必能夠選擇最適于同步確立的點的時鐘。
[0054]對此，如圖7B所示，在輸入振幅較大的情況下，最接近數據的變化點Z3、Z4的中點Z5的相位易被確定為180° (圖7B的實線)的相位。因此，數字信號處理電路203g能夠從4個相位中正確選擇作為最適于確立同步的點的時鐘相位。S卩，能夠簡單且迅速地實現用于同步確立的取樣處理。基于上述理由，光接收器100的輸入振幅越大，則越易于從數字信號提取時鐘分量，易于實現同步的確立。
[0055]如上所述，光接收器100接收相干光。光接收器100接收相干光。光接收器100具有0A108a?108d、數字信號處理電路112和控制電路113。0A108a?108d調整輸入信號的振幅并輸出。數字信號處理電路112輸入使用從0A108a?108d輸出的模擬信號生成的數字信號，并且從該數字信號中提取時鐘分量，確立該時鐘分量與數據分量的同步，然后從上述數字信號中提取并處理上述數據分量。控制電路113在確立基于上述數字信號的同步之前，將上述模擬信號的振幅設定為第I振幅(例如，700mVpp左右的較大振幅)，在確立了上述同步之后，將該設定后的振幅變更為小于上述第I振幅的第2振幅(例如，400mVpp左右的較小振幅)。
[0056]在光接收器100中，上述第I振幅是數字信號處理電路112使用上述數字信號能夠在上述時鐘分量與上述數據分量之間確立同步的振幅值以上的振幅。此外，上述第2振幅是數字信號處理電路112能夠從上述數字信號提取上述數據分量的范圍內的振幅(最優化的振幅)。進而，控制電路113在確立了上述同步之后，可以將上述第2振幅限制為在輸出信號的振幅相對于施加給0A108a?108d的控制電壓的增益特性中具有線形的范圍內的振幅。
[0057]S卩，光接收器100針對相干接收的電信號，將振幅設為較高的值，直到確立同步為止，在同步確立后，使振幅按照高速ADCllla?Illd的輸入范圍減小。進而，光接收器100在同步確立后，對各線路的信號振幅進行反饋控制，從而始終使電信號的振幅最優化。更具體而言，光接收器100增大輸入信號的增益，直到確立同步為止，提升同步確立的穩定性，而在同步確立后，始終監視經過了 AD轉換的數字值，從而進行將模擬輸入信號的增益最優化為輸入動態范圍內的反饋控制。此時，光接收器100在同步確立后的增益調整中，控制為不使用易于產生波形失真的非線形范圍，從而能夠減少數據解碼時的誤碼，實現信號傳輸質量的提升。
[0058]此外，在實施例中，光接收器100的0A108a?108d與AGC107a?107d分體地構成。由此，相比于使AGC107a?107d包含OA的功能的情況，光接收器100能夠抑制電容器109a?109d與偏置調整器IlOa?I 1d之間的信號的偏差，能夠靈活且容易地對應所輸入的光信號的變動。
[0059]更具體而言，在光相干傳輸中，時鐘提取時最優的信號振幅的值與數據疏通時最優的信號振幅的值不同。即，現有的NRZ(Non Return to Zero:不歸零)強度調制的情況下，光接收器增大輸入信號振幅而使T/Tf急劇振蕩，從而易于進行時鐘分量的提取，疏通狀態下的線路質量也得以提升。對此，在光相干傳輸中，光接收器100以使得信號振幅收斂于高速ADCllla?Illd的輸入范圍的方式，將光接收FE (Front End:前端)模塊的輸出振幅值設定得較低。這種情況下，在設置于高速ADCllla?Illd的后段的數字信號處理電路112中，從輸入信號提取的時鐘分量的增益降低。由此，會產生數據分量與時鐘分量不同步或到確立同步為止需要較長時間等不良情況。
[0060]于是，本實施例的光接收器100通過0A108a?108d和控制電路113將向高速ADCllla?Illd輸入的輸入信號的振幅設定為較高的值，直到在數據與時鐘之間確立了線同步為止。而且在確立了線同步之后，光接收器100將上述振幅最優化為ADC動態范圍內。作為線同步確立前的效果，即使向高速ADCllla?Illd輸入的輸入信號(正弦波)飽和，光接收器100在確立內部PLL (Phase Locked Loop:鎖相環路)的線同步時,通過提升輸入振幅，從而能夠增加從輸入信號中提取時鐘分量時的增益。由此，線同步的概率提升。進而，作為線同步確立后的效果，光接收器100能夠易于提取數據分量。
[0061]關于同步確立后的振幅控制，光接收器100能夠采用多種反饋控制的方式。
[0062]例如，在光相干傳輸中使用的已有的光接收FE模塊中，也存在有內置了 AGC電路的光接收FE模塊，而通常這些光接收FE模塊對于光輸入能量的依賴度較大，因而存在輸出振幅并不固定的情況。尤其在從均衡型光電二極管102b、102c、103b、103c到高速ADCllla?Illd的模擬部分中，基于光輸入能量的變動、溫度變化、歷時劣化等各種要因，向高速ADCllla?Illd輸入的輸入振幅有時會離開最優范圍。隨之會產生光傳輸質量劣化的問題。
[0063]為了應對該問題，光接收器100的控制電路113在控制同步確立后的振幅時，還可以采用根據AD轉換后的RMS值的監視結果，進行反饋控制的方式。或者，控制電路113還可以采用根據來自數字信號處理電路112的輸入信號Fl的誤碼數，進行反饋控制的方式。即，光接收器100在同步確立后的信號疏通狀態下，通過控制電路113始終監視數字信號處理電路112內的RMS值或誤碼數，從而將來自0A108a?108d的輸出信號E13?E16的振幅始終最優化于ADC動態范圍內。由此，誤碼率降低，信號質量提升。即，光接收器100在確立了內部時鐘的線同步之后，將輸入振幅最優化于ADC輸入的動態范圍內，防止波形失真導致的信號劣化，從而實現更高的透射性。并且，光接收器100通過控制電路113監視由于光輸入能量的變動、溫度變化、歷時劣化等引起的輸出數據特性的偏差，根據該監視結果，對OAlOSa?108d施加反饋控制。由此，始終維持最優的輸入振幅。其結果是，能夠將光信號質量的劣化防患于未然。
[0064]此外，在基于光接收器100的光相干傳輸中，對應于2個偏振波的IQ分量的共計4個電信號被分支到將偏振波接收器102、103與數字信號處理電路112連接起來的不同的4個線路并進行傳輸。因此，尤其擔心在模擬部分的線路間的特性產生偏差，該偏差會衍生為振幅的偏差。各線路間的振幅的偏差成為傳輸質量劣化的主要原因。于是，在光接收器100中，對所有的線路分別配設有0A108a?108d。由此，控制電路113在控制同步確立后的振幅時，能夠對4條線路分別實施個別的反饋控制。因此，控制電路113能夠減輕或消除在線路間產生的特性和振幅的偏差。其結果是，誤碼率降低，信號質量提升。即，光接收器100個別地調整4條線路的輸入振幅，從而消除在線路間的模擬部分產生的偏差，能夠實現后段的數字信號處理電路112執行的波長分散補償和偏振波模式分散補償中的透射性的提升。
[0065]進而，在光相干傳輸中，在從光電二極管到ADC的模擬部分中，保持良好的線形性是很重要的。圖8是示出實施例的光接收器100的0A108a?108d的增益特性的一例的圖。在圖8中，在X軸將對各0A108a?108d施加的電壓規定為OA控制電壓(單位為V)，并且在I軸將從各0A108a?108d輸出的電信號的振幅值規定為OA輸出振幅(單位為mVpp)。如圖8所示，OA輸出振幅的值會隨著OA控制電壓的增大而增大，然而其增大幅度(傾斜)根據OA控制電壓的值而不同，在增大的過程中，線形范圍和非線形范圍混合存在。
[0066]尤其是，振幅調整用的高速運算放大器的輸出電平的范圍是預先確定的，在控制電壓較低的范圍(例如，O?1.0V)和較高的范圍(例如，1.8V以上)具有非線形的部分。在圖8中，在OA控制電壓為V1以下的較低范圍內存在非線形范圍R1，而在OA控制電壓為V2以上的較高的范圍內也存在非線形范圍R3。而且，在OA控制電壓為V1?V2的區間(約
1.0?1.8V)存在輸出振幅的線形范圍R2 (約200?700mVpp)。因此，在光接收器100的高速ADCllla?Illd中，如果為了同步確立而將輸出振幅值設定為較高的值(例如，700mVpp以上)，則存在輸入信號削波(飽和)的可能性。反之，如果在最優化時將輸出振幅值設定為較低的值(例如，200mVpp以下)，則量子化噪聲增加，會產生信號質量劣化的問題。即，若過分提升振幅，則波形會失真，若過分降低振幅，則易于受到噪聲的影響，頻帶無法延伸。
[0067]于是，為了應對上述問題，光接收器100在控制同步確立后的振幅時，考慮OAlOSa?108d等的模擬零件的增益，采用將輸出振幅值限制在OA特性良好的范圍(例如，約200?700mVpp，更優選為約300?500mVpp)的反饋控制方式。換言之，控制電路113在同步確立后的信號疏通狀態下，以有效應用圖8所示的線形范圍R2和高速ADCl I Ia?11 Id較高的范圍(最高有效位(MSB:Most Significant Bit)側)的方式進行反饋控制。由此，光接收器100能夠以不使用模擬零件的非線形范圍的方式，對輸出振幅值施加限制。由此，波形失真得以抑制，誤碼率降低。其結果是，光信號質量提升。
[0068]此外，在光接收器100進行的上述反饋控制是通過固件(Firm)處理執行的。因此，固件的控制負荷增大，可認為根據接收器整體的固件處理的量，會產生現有功能的劣化的問題。于是，光接收器100的控制電路113鑒于光的輸出特性的穩定性，在控制同步確立后的振幅時，不進行實時控制，而采用在進行了規定時間(例如，I?10ys)的監視后，根據監視結果統一進行反饋控制的方式。由此，基于控制電路113的固件處理的量減少。其結果是，光接收器100的處理負荷降低。
[0069](變形例)
[0070]上述實施例可采用如下說明的變形方式。即，在上述實施例中，光接收器100將0A108a?108d作為與AGC107a?107d分體的獨立的結構部分，但也可以使0A108a?108d的功能包含于AGC107a?107d。圖9是示出變形例的光接收器100的結構的圖。如圖9所示，關于變形例的光接收器100的結構，除去不具有0A108a?108d這點之外，都與圖1所示的光接收器100的結構相同。因此，對于共同的結構要素使用相同的參照符號，并省略對其的詳細說明。AGC107a?107d將從TIA106a?106d輸入的電信號E5?E8控制為預先設定的振幅值，并且調整電信號E5?ES的振幅，將調整后的電信號E9?E12分別輸出給后段的電容器109a?109d。電信號E5?E8的振幅可通過基于反饋控制信號F2的反饋控制進行調整。
[0071 ] 在上述實施例中，上述反饋控制是由光接收器100將振幅調整用的0A108a?108d設置于4條線路而實施的，因而模擬電路增加，隨之安裝面積也增大。于是，在上述變形例中，光接收器100在上述反饋控制中，并非通過0A108a?108d，而是通過AGC107a?107d進行與OAlOSa?108d同樣的振幅調整。由此，電路規模縮小，安裝面積也減少。其結果是，能夠實現光接收器100的小型化。此外，還能實現消耗功率的削減。
[0072] 另外，在上述說明中，分別說明了方式不同的反饋控制。然而，I臺光接收器100可以一并具備上述多個反饋控制的功能。此外，關于一并具備的方式的數量，也不限于2個，可以采用3個以上的組合等任意的方式。進而，當然也可以對變形例的光接收器100應用上述各種反饋控制方式。例如，光接收器100可以將基于AD轉換后的RMS值的反饋控制的功能分別應用于并列的4條線路。此外，光接收器100可以將基于誤碼數的反饋控制與規定時間監視后的統一的反饋控制組合起來。進而，變形例的光接收器100可以進行將輸出信號的振幅值限制在線形范圍內的方式的反饋控制。
[0073]符號說明
[0074]100光接收器
[0075]101偏振波分離器
[0076]102 X偏振波接收器
[0077]102a光90度混合器
[0078]102b, 102c均衡型光電二極管
[0079]103 Y偏振波接收器
[0080]103a光90度混合器
[0081]103b, 103c均衡型光電二極管
[0082]104 LD
[0083]105偏振波分離器
[0084]106a ?106d TIA
[0085]107a ?107d AGC
[0086]108a ?108d OA
[0087]109a ?109d 電容器
[0088]IlOa?IlOd偏置調整器
[0089]Illa ?Illd 高速 ADC
[0090]112數字信號處理電路
[0091]113控制電路
[0092]200 CDR 電路
[0093]201緩沖器
[0094]202 PLL 電路
[0095]202a相位檢測器(混合器)
[0096]202b LPF
[0097]202c VCO
[0098]202d 選擇器
[0099]203，204，205，206 數據解碼電路(DEC)
[0100]203a 緩沖器
[0101]203b 4相位取樣器
[0102]203c相位移位器
[0103]203d-l，203d-2，203d-3，203d-4 高速 ADC
[0104]203e ADC取樣時鐘選擇電路
[0105]203f FEC幀同步檢測電路
[0106]203g數字信號處理電路
[0107]Dl?D4, D6?DlO電信號(數字信號)
[0108]D5信息信號(數字信號)
[0109]El?E28電信號(模擬信號)
[0110]F1，F2反饋控制信號
[0111]Pl?P14光信號
[0112]Rl，R3 OA輸出振幅的非線形范圍
[0113]R2 OA輸出振幅的線形范圍
[0114]V1線形范圍開始的OA控制電壓
[0115]V2線形范圍結束的OA控制電壓
[0116]VIH, Vil向數字信號處理電路輸入的輸入電壓
[0117]Vqp來自LPF的輸出電壓
[0118]Xl XI輸入信號
[0119]X2 XQ輸入信號
[0120]X3 XI輸出信號
[0121]X4 XQ輸出信號
[0122]Yl YI輸入信號
[0123]Y2 YQ輸入信號
[0124]Y3 YI輸出信號
[0125]Y4 YQ輸出信號
[0126]Zl?Z4數據變化點
[0127]Z5數據變化點的中點
【權利要求】
1.一種光接收器，其接收相干光，其特征在于，具有: 振幅調整電路,其調整輸入信號的振幅并輸出； 信號處理電路，其輸入使用從所述振幅調整電路輸出的模擬信號生成的數字信號，并且從該數字信號中提取時鐘分量，確立該時鐘分量與數據分量之間的同步，然后從所述數字信號中提取所述數據分量并進行處理；以及 控制電路，其在確立基于所述數字信號的同步之前，將所述模擬信號的振幅設定為第I振幅，在確立所述同步之后，將該設定后的振幅變更為小于所述第I振幅的第2振幅。
2.根據權利要求1所述的光接收器，其特征在于， 所述第I振幅是所述信號處理電路能夠使用所述數字信號來在所述時鐘分量與所述數據分量之間確立同步的振幅值以上的振幅。
3.根據權利要求1所述的光接收器，其特征在于， 所述第2振幅是所述信號處理電路能夠從所述數字信號中提取所述數據分量的范圍內的振幅。
4.根據權利要求1所述的光接收器，其特征在于， 所述控制電路在確立了所述同步后，將所述第2振幅限制為在輸出振幅相對于向所述振幅調整電路施加的控制電壓的增益特性中具有線形的范圍內的振幅。
5.—種光接收方法，其特征在于， 接收相干光的光接收器調整輸入信號的振幅并輸出， 輸入使用所輸出的模擬信號來生成的數字信號，并且從該數字信號中提取時鐘分量，確立該時鐘分量與數據分量之間的同步，然后從所述數字信號中提取所述數據分量并進行處理， 在確立基于所述數字信號的同步之前，將所述模擬信號的振幅設定為第I振幅，在確立了所述同步之后，將該設定后的振幅變更為小于所述第I振幅的第2振幅。
【文檔編號】H04B10/69GK104137446SQ201280069992
【公開日】2014年11月5日 申請日期:2012年2月23日 優先權日:2012年2月23日
【發明者】川添健一, 石井祐二, 赤司保, 寺田浩二 申請人:富士通光器件株式會社