利用時域信道估計的ofdm接收的制造方法
【專利摘要】OFDM通信系統在通過快速傅里葉變換處理接收的符號之前響應于這些符號來執行時域信道估計。通信系統根據實際導頻生成虛擬導頻，以改善信道估計的穩定性和質量。系統根據實際導頻和虛擬導頻生成參考信號，以及將得到的參考信號與響應于接收的符號的信號進行相關，以生成初始信道沖激響應(CIR)以及確定關于信道的統計。在一些情況下，將所得到的參考信號與經修改的符號進行相關，在經修改的符號中，強調了實際導頻和虛擬導頻位置，以及降低了數據位置的重要性。時域信道估計迭代地對初始CIR進行改善。系統通過諸如內插的平均來確定針對僅有數據的符號的信道估計。
【專利說明】利用時域信道估計的OFDM接收機
[0001]版權聲明/許可
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[0003]相關申請
[0004]本申請要求2011年11月15日遞交的、序列號為61/559，793、題為“0FDMReceiver with Time Domain Channel Estimation”的美國臨時專利申請的優先權，以及以弓I用的方式將上述美國臨時專利申請的完整內容并入本文。
【技術領域】
[0005]本發明涉及用于對通信信號進行處理以更加高效地獲得信道估計的系統和方法，具體來說，在執行頻域處理的正交頻分復用(OFDM)接收機中提供信道估計。
【背景技術】
[0006]為了增加數據速率以及減輕多徑，包括所謂的4G無線網絡(諸如WiMAX和LTE)的改進的網絡采用了正交頻分復用(OFDM)波形的變形用于它們的PHY層。PHY層是物理、電磁模塊，通過該模塊在空中或有線地發送和接收信息的比特。OFDM利用對城市環境中的無線信道的多徑的內置的減輕提供了很受歡迎的帶寬效率。OFDM傳輸的靈敏度是很容易理解的。針對PHY層的“比特-泵”方案已經證明在數字用戶線(DSL，有線的)0FDM應用中是成功的。另一方面，移動無線OFDM應用仍然面臨要實現OFDM的設計的容量的挑戰。
[0007]OFDM的實踐和理論優勢的核心是快速傅里葉變換(FFT)的使用。OFDM中實現的FFT可以被視為類似于針對N。個同時工作的無線站的調諧器庫，因為可以將由FFT生成的音調中的每一個音調獨立地分配給用戶。OFDM PHY在較短的時間段上利用分配給給定用戶的子載波的全部或部分來提供或接收每一個子載波頻率(音調)上的同時發生的比特流(blast)。在不同的用戶之間進行子載波的部分分配以及將多個用戶聚合在一個周期之內是應用OFDM的一種多址方案。在IOMHz帶寬信道的情況下，用戶可以在很短的持續時間(諸如0.1毫秒)上接收多達N。= 840 (WiMAX)或600 (LTE)個同時的音調。每時間段的這Nc個音調組成OFDM符號。多個用戶在一個符號中的分配被稱為0FDMA。
[0008]無線標準通常包括由可用帶寬和信息的時間靈敏度定義的三個重要的時間片段。將多個符號進行連接以定義幀，幀是最長的相關時間單元，以及例如，幀可能是10毫秒。如果標準向幀分配20個符號，那么符號持續時間為0.5毫秒。最后，FFT的大小和循環前綴持續時間定義了采樣之間的時間間隔，因此1024點的FFT和128點的CP定義了 43納秒的采樣時間。雖然FFT計算可以是相對高效的，但示例性OFDM系統的FFT大小足夠大(例如，在IOMHz帶寬的情況下有1024個采樣)，因此計算要求仍然很高，以及功耗仍然是在設計針對用戶手持設備的接收機中的重要約束。
[0009]OFDM系統與基于碼分多址(CDMA)的3G系統相比更加靈敏以及具有較不穩健的信號捕獲。OFDM系統的靈敏度來自其使用快速傅里葉變換(FFT)將進入的信號從時域變換到頻域。在非常普通的真實世界情況以及接收機實現方式的情況下，OFDM系統中的FFT可以偏離理想假設。如果構成FFT算法基礎的假設失敗，那么在所發送的所有的N。個信道(N。個子載波上的)之間會發生串擾。子載波之間的串擾使性能下降，這相應地導致誤比特率(BER)增加。
[0010]由于來自結構體或大型水面的反射，無線OFDM手持設備可以接收來自發射塔(“基站”)的相同信號的多個路徑(具有不同滯后的副本)。這種非視距接收或多徑導致信號相對于由發射機輸出的平坦頻域“形狀”有所失真。接收機必須計算濾波器來將信號恢復成其原始的平坦頻譜形狀；該濾波器被稱為對信號進行均衡。OFDM接收機針對所發送的每一個OFDM符號執行關鍵的均衡計算。
[0011]不像通信系統中通常使用的大部分的其它調制策略，OFDM可以包括兩個均衡器來改善信號質量:時間均衡器(TEQ)和頻率均衡器(FEQ)。諸如DSL的一些OFDM應用包括時間均衡器，而其它的OFDM應用(諸如實現當前的無線標準的系統)不需要時間均衡器。所有實際的OFDM接收機都具有頻率均衡器。不管接收機包括時間均衡器還是僅包括頻率均衡器，接收機需要執行信道估計，以在可以使用均衡器來改善信號質量之前，至少在初始時確定均衡器系數的值。確定頻率均衡器的系數通常是在頻域中執行的。
[0012]圖1示意性地示出了 OFDM通信系統，其包括OFDM發射機10，OFDM發射機10生成利用諸如由計算機網絡生成的數據或語音數據的信息調制的無線信號。無線信號通過信道12去往接收機14。信道12以各種方式使無線信號失真(包括通過在不同長度的多個路徑上傳輸)，從而在被稱為多徑的機制中引入具有不同偏移和振幅的無線信號的多個副本。常規的OFDM接收機電路14將接收的信號下轉換到基帶，以及然后對該信號進行模數轉換以產生信息信號，該信息信號被輸入進圖1中示出的OFDM處理電路。該無線信號被輸入對齊元件16，對齊元件16將信號在時間上對齊，從而使得可以根據傳輸標準來對信號進行處理。在對齊元件16之后，將信號傳遞到處理元件18，處理元件18將循環前綴(CP)從信號中去除。常規的OFDM發射機10向長度為N的唯一信號波形添加長度為Nep的CP(其由最后Nct個采樣組成)，從而發射機轉換成模擬信號并發送的數字信號的長度為Ν+Νσ。然后，接收機的相反轉換過程的初始步驟是去除并丟棄所添加的Nct個循環前綴采樣。在該步驟之后，串并轉換元件組織并將串行信號轉換成并行信號用于進一步處理。可以在串并轉換之前或之后去除循環前綴。
[0013]在CP去除18之后，將并行數據提供給快速傅里葉變換(FFT)處理器20，其將時域采樣s (η)轉換成頻域采樣的集合Ri (k)用于處理。假定接收到的OFDM符號被信道破壞，其針對OFDM假定對來自OFDM系統中使用的子載波頻率中的每一個子載波頻率的采樣引入了振幅和相位失真。FEQ22向在不同的頻率上發送的各個采樣應用OFDM系統中使用的頻率中的每一個頻率特定的振幅和相位校正。為了確定由FEQ22應用的校正，FEQ22需要對信道的振幅和相位相對于每一個頻率處的理想情況的變形進行估計。
[0014]圖1中使用的常規的OFDM信道估計器24通常基于導頻音調位置26的集合或具有諸如已知比特和子載波位置的可預測特性的另一個信號來對信道進行接收和估計。這被稱為頻域信道估計或FDCE。導頻音調通常由相關標準來指示。可能需要根據接收到的信息進行內插以提供針對每一個子載波或音調的信道估計信息。所有的FDCE實現方式對FFT輸出的OFDM符號作出反應以提取導頻。可以將每一個導頻處的信道估計確定為相對于每一個導頻的理想情況下期望的解調后的值“+I”的振幅和相位旋轉。也就是說，相對于該“+I”值的任何偏離組成了來自頻率的帶寬處的信道的失真。數據子載波頻率處的信道的值可以通過對在導頻子載波頻率處獲得的值進行內插來進行估計。對簡單信道估計方案的各種改善是已知的，以及傳統上是在頻域中實現的。頻率均衡器22接收來自快速傅里葉變換器20的信號和來自估計器24的信道估計，以及對信號進行均衡。通常將均衡器22的輸出提供給將均衡器的并行輸出轉換成串行輸出用戶信號的并串元件。
[0015]通過根據要“裝載”到OFDM符號中的比特的數量將活動數據子載波的值設置為來自規定的值集合的非零值來構建OFDM符號。然后對這些值進行快速傅里葉逆變換(IFFT)來獲得時域采樣。然后，通過從符號的時域采樣的末尾取走規定數量的采樣來將循環前綴附加到符號的開頭。如果IFFT產生1024個采樣，那么時間采樣的數量為1024。某些標準選擇CP具有128的長度。這意味著發射機從1024個采樣的序列中選擇最后的128個采樣，以及將那些采樣附加在前面，從而使得它們變成所發送的OFDM符號中的前128個采樣，所發送的OFDM符號具有總數為1152的采樣。因為這種構建，從OFDM符號的1152個采樣中選出任意1024個采樣產生在原始的1024個OFDM時間采樣上的循環移位。
[0016]在WiMAX標準的情況下，可以在60個子信道上發送OFDM符號，其中，每個子信道有14個活動子載波，對于總共840個活動子載波來說，每個子信道有4個導頻。導頻在任意給定符號以及因此的子信道中的位置是由標準規定的。
[0017]OFDM的一個理論上的優勢是:可以在FFT之后針對每一個接收的音調單獨地以及通過非常簡單的算法來執行均衡。啟用OFDM接收機的另一個優勢是僅需要針對與用戶相關的每一個子載波來估計均衡器系數，該數量小于FFT的大小。與每一個音調相對應的的每一個均衡器系數的值將取決于信道系數的估計-被稱為信道估計。與OFDM接收機中的許多操作類似，典型的OFDM接收機在FFT之后執行信道估計，因為此時的信道估計是基于用戶的音調分配來簡單且高效地執行的。因為信道估計在FFT之后執行，因此音調將受到FFT和FFT后失真的影響，這被稱為載波間干擾(ICI)。ICI通常通過三種情況來展現:1)頻率調諧中的錯誤；2)來自移動性的多普勒以及3)來自其它小區站點的干擾。OFDM系統通過在符號之間提供時間間隔來適應符號間干擾，從而使得與其它無線方案相比，符號間干擾對于OFDM來說通常是較小的問題。
[0018]任意給定的信道具有公知對其容量的限制。在當前的OFDM實現方式中，在期望的速率以下存在額外的容量上的損耗。信道估計錯誤是罪魁禍首。因為在典型實現方式中ICI影響FFT后的信道估計算法，因此糟糕的信道估計導致不準確的均衡器系數。由于種種情況(例如，要求苛刻的信道和糟糕的信道估計)而導致的增加的誤比特率(BER)可以通過降低向用戶提供的發送的比特速率來適應。實際上，降低發送的比特速率提供了對抗干擾的魯棒性。然而，這是非線性校正，因為OFDM方案允許每個音調2、4或6個比特的傳輸，以及因此，在一些情況下，減輕失真需要發送少于2比特/音調，這意味著系統根本無法向用戶提供可用的數據。
【發明內容】
[0019]本發明的一個方面提供了用于處理OFDM信號的方法，所述方法包括:基于標準指示的導頻位置和虛擬導頻位置來確定參考信號。所述虛擬導頻位置是除了所述標準指示的導頻位置之外的以及響應于所述標準指示的導頻位置的。所述方法響應于所述參考信號執行時域信道估計，以及響應于所述時域信道估計對接收到的符號進行均衡。
[0020]本發明的另一個方面提供了用于處理OFDM信號的方法，所述方法包括:接收導頻和數據信息的混合符號。響應于實際的導頻信息來提供虛擬導頻信息的集合。至少基于虛擬導頻位置來確定參考信號。所述虛擬導頻位置是除了實際導頻位置之外的以及響應于實際導頻位置的。響應于所述參考信號來執行時域信道估計，以及響應于所述時域信道估計對接收到的符號進行均衡。
[0021]本發明的另一個方面提供了用于處理OFDM信號的方法，所述方法包括:響應于一個或多個接收到的OFDM符號來生成時域信道沖激響應。所述時域信道沖激響應具有采樣的第一集合。對所述采樣的第一集合進行評估來標識包括估計出的時域信道沖激響應的采樣的第二集合。對所述估計出的時域信道沖激響應進行改善以生成改善的時域信道估計。以響應于所述改善的時域信道估計的方式來對接收到的符號進行均衡。
[0022]本發明的又一個方面提供了用于處理OFDM信號的方法，所述方法包括:響應于一個或多個接收到的OFDM符號來生成時域信道沖激響應。所述時域信道沖激響應具有采樣的第一集合。對所述采樣的第一集合進行評估，以基于所述采樣的第一集合的振幅來標識第一采樣位置，以及響應于所述第一采樣位置，選擇采樣的第二集合作為截短的時域信道沖激響應。所述方法對所述截短的時域信道沖激響應進行改善以生成改善的時域信道估計，以及響應于所述改善的時域信道估計對接收到的符號進行均衡。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0023]圖1示意性地示出了包括OFDM發射機和頻域信道估計OFDM接收機的OFDM通信系統。
[0024]圖2示意性地示出了包括時域信道估計OFDM接收機的OFDM通信系統。
[0025]圖3示意性地示出了實現維納(Wiener)濾波的、用于使用從時域信道估計獲得的信息來進行信道估計的內插的平均策略元件的實現方式。圖3平均策略可以在實現時域信道估計的OFDM接收機內使用。
[0026]圖4示出了具有不同信道估計實現方式的OFDM接收機的仿真結果。
【具體實施方式】
[0027]與實現頻域信道估計(FDCE)方式的正交頻分復用(OFDM)系統相比，實現時域信道估計(TDCE)的OFDM系統可以提供較好的性能(例如，更穩健的性能)。在本文中，魯棒性被看作是通信系統在存在多普勒、干擾或載波偏移情況或這些情況的組合的情況下工作的能力。實現TDCE的OFDM系統可以是更穩健的，因為在優選的實現方式中，它們可以使用統計的方法或使來自干擾的破壞最小化的其它策略來測量信道。相反，使用頻域信道估計的OFDM系統通常通過在對接收的信號執行快速傅里葉變換(FFT)之后對接收的信號進行分析來測量信道。快速傅里葉變換對于OFDM系統而言是重要的，但FFT也以可能使頻域信道估計降級的方式將干擾“粘合”到信號中。
[0028]TDCE OFDM接收機的優選實現方式可以針對給定的功能水平提供較低的功耗。優選地，較低功耗的系統是通過下列各項中的一項或多項來提供的:使用比較而言較不復雜的系統、對每個OFDM符號執行一次信道估計、或者達到較高的精確性以促進與實現方式相關的能力差距縮小。如本文中所描述的TDCE OFDM接收機可以從事于用于提供較低功耗的這些策略中的每一個策略。
[0029]優選的OFDM通信系統的一種變形在通過快速傅里葉變換對接收的符號進行處理之前響應于這些符號來執行時域信道估計。通信系統優選地根據實際導頻生成虛擬導頻，以改善信道估計的穩定性和質量。優選系統的這些變形根據實際導頻和虛擬導頻生成參考信號，以及將得到的參考信號與響應于接收的符號的信號進行相關，以生成初始信道沖激響應(CIR)以及確定關于信道的統計。在一些情況下，將所得到的參考信號與經修改的符號進行相關，在經修改的符號中，強調了實際導頻和虛擬導頻位置，而降低了數據位置的重要性。在一些實現方式中，時域信道估計優選地響應于CIR和表現信道特性的度量(諸如信道統計)，以迭代地改善初始CIR。系統的優選方面通過平均來確定針對僅有數據的符號的信道估計，其中，所述平均優選地通過內插或內插和外推來執行，以及優選地在頻域中執行。
[0030]優選的OFDM通信系統的另一個變形執行開始于包括導頻音調和經快速傅里葉變換處理的符號的數據集合的頻域相關的時域信道估計。將所得到的相關變換到時域(例如通過IFFT)以提供初始信道沖激響應(CIR)以及與前面類似地確定關于信道的統計。例如，用于相關的導頻音調的集合可以是由適當的標準所指示的實際導頻的集合。當期望較強的魯棒性或穩定性時，用于相關的導頻音調的集合包括由標準所指示的實際導頻以及如下文所討論的來確定的虛擬導頻二者是優選的。對時域CIR進行進一步處理以生成改善的時域信道估計，以及除了其它過程之外，對如上文和下文所討論的來進行的時域信道估計進行同步。
[0031]圖2是在整體OFDM系統內的時域信道估計(TDCE)正交頻域復用(OFDM)接收機的基本原理圖。OFDM通信系統包括OFDM發射機100，所述OFDM發射機100生成與信息(諸如由計算機網絡生成的數據或語音數據)一起調制的無線信號。無線信號在信道102上傳送給TDCE OFDM接收機的優選實現方式。信道102以各種方式使無線信號失真，包括通過在不同長度的多個路徑上傳輸，這在被稱為多徑的機制中引入了具有不同偏移和振幅的無線信號的多個副本。將無線信號進行下轉換并輸入對齊元件104(其將信號暫時地進行對齊)，從而使得可以根據傳輸標準來對其進行處理。在對齊之后，將數據傳送到處理元件106，所述處理元件106從信號中去除循環前綴(CP)。在該步驟之后，串并轉換元件組織串行信號并將串行信號轉換成并行信號，用于進一步的處理。可以在串并轉換之前或之后去除循環前綴。
[0032] 在CP去除106之后，將并行數據提供給快速傅里葉變換(FFT)處理器108，所述--1108將時域采樣8(11)轉換成頻域采樣的集合RiGO，用于進行處理。假定接收到的OFDM符號被信道破壞，假定這針對OFDM對在OFDM系統中使用的子載波頻率中的每一個子載波頻率處的值引入了振幅和相位失真。頻率均衡器110可以針對在不同的頻率上發送的各個采樣應用特定于在OFDM系統中使用的子載波頻率中的每一個子載波頻率的振幅和相位校正。由FEQllO應用的校正優選地使用信道的振幅和相位相對于理想情況的變形的信道估計，其中信道估計優選地是在時域中提供的。圖2TDCE接收機的某些優選的實現方式確定針對每一個接收的OFDM符號的信道估計。其它優選的實現方式使用統計的測量來提供對抗已知的損害的穩健的功能。將由頻率均衡器110的經均衡的符號輸出提供給解碼器380，所述解碼器380對符號進行處理以提取所發送的數據。適當的解碼器是本領域中已知的。
[0033]本發明人觀察到限制OFDM鏈路性能的機制是OFDM FEQ內的錯誤的子載波(音調)權重的分配，這很大程度上是由于信道估計中的錯誤而發生的。為此，本發明人提出了在一些優選的實施例中實現與按照慣例在頻域中在導頻之間進行內插所實現的相比更穩健的信道估計。
[0034]優選地選擇圖2接收機的一些部分來促進生成時域信道估計。導頻位置元件390存儲并輸出導頻信號位置的集合。導頻位置元件390可以輸出與適當的通信標準指示為具有導頻信號的符號和子載波相對應的導頻信號位置。當期望時，導頻位置元件390還輸出除了由標準所指示的導頻信號位置之外的虛擬導頻位置，以及優選地根據由標準所指示的導頻信號位置生成的虛擬導頻位置。額外的虛擬導頻信號提供可以由響應的元件來使用的增加的導頻信號激勵，以生成更精確的輸出，尤其在某些情況下這可以提供較大的以及期望的穩定性。參考信號元件310優選對由導頻位置元件390輸出的導頻位置信息進行響應，以及更加優選地對實際導頻位置和虛擬導頻位置進行響應以生成具有增加的導頻信號位置激勵的參考信號。在一些實現方式中，導頻位置元件390將針對每一個實際導頻位置和虛擬導頻位置輸出與那些頻域實際導頻和虛擬導頻相關聯的相位和振幅信息。諸如參考信號元件310的其它電路可以提供這些數據集合中的一個或多個數據集合，這取決于電路是如何實現的以及實現方式的復雜度，或者在某些實現方式中可能不需要這些數據集合中的一個或多個數據集合。由元件310生成的參考信號可以如所期望的是時域信號或者可以是頻域信號，包括針對開關305的時間或頻率選擇來優選的。由元件310輸出的參考信號允許在參考信號與時域或頻域接收的信號之間的相關。
[0035]在OFDM接收機的某些優選的實施例中，接收機優選地選擇最大信道沖激響應(CIR)長度用于估計，所述最大信道沖激響應(CIR)長度優選地比OFDM符號長度要短。對于特定的系統來說，符號長度通常是固定的。在一些優選的實施例中，系統可以選擇初始CIR的一部分用于進一步處理以發展信道估計，或者可以以其它方式利用比符號長度要短的長度或初始CIR的長度來實現信道估計。例如，這樣的優選的實施例可以使用表現信道特性的度量以方便地確定初始符號長度CIR的縮短，該縮短在復雜度、魯棒性和精確性方面對于時域信道估計是有利的。例如，適當的度量可以由迭代控制器350生成，或者可以由對信道進行響應的圖2接收機的另一個元件來生成。例如，通過包括由導頻位置元件390估計出的虛擬導頻位置，導頻信息中的改善優選地反映在統計測量320的質量中。某些優選的接收機實現方式中的統計測量元件320可以用于在較大的時間跨度上提供較高質量的信號，從而CIR選擇模件330優選地可以被設計為通過能量優化的方法來截短CIR。對這些分別地有利的策略中的兩個或更多個進行組合的圖2接收機的實施例可以展示出進一步的優勢。例如，對元件310、320和330的所示出的排列的串行處理優選地可以實現為增加信息及其質量，信道估計元件340根據該信息產生其結果。如下文中進一步詳細討論的，這表示通過用于估計的較長的信道長度和在估計中使用的能量的提升水平來耦合到系統中的信號中的其它變形與噪聲之間的權衡。
[0036]優選地，信道估計元件340至少能夠執行時域信道估計。信道估計元件340可以接收初始CIR(無論初始CIR是在時域中開發的，還是在頻域中開發的具有變換到時域的結果)的時域表示，以及優選對初始CIR進行處理以開發時域信道估計。如圖2中所示，優選的開關305選擇性地將時域信號(在FFT108中的FFT處理之前)或頻域信號(在FFT108中的FFT處理之后)耦合到包括統計測量元件320的接收機的各個元件。隨后，在特定優選的接收機實現方式中，統計測量元件320能夠選擇性地執行時域或頻域信道估計以開發初始時域CIR。本文中討論的優勢中的大多數涉及接收機內的最終時域信道估計的使用，因此信道估計元件340至少包括基于初始時域CIR的時域信道估計能力是優選的，其中，接收機可以在頻域中部分地確定初始時域CIR。某些實施例優選地實現估計模件340，從而使得其對迭代控制器350中計算出的度量進行響應，所述估計模件340依次可以對模件310、320、330中的一個或多個或者所有模件進行響應。在還有其它實施例中，迭代控制器350可以優選地響應于錯誤率信息來進一步改善這些度量，所述錯誤率信息優選地由解碼器模件380生成并作為反饋提供給迭代控制器350。圖2接收機的額外的元件或電路(諸如相位對齊元件360、填充元件、FFT和平均策略元件370被提供用于接收機的進一步的改善、不同的方面或不同的操作模式。例如，某些元件或電路是有用的，從而可以根據在接收機中此時存在時域還是頻域估計，準備信道估計用于適當的進一步處理。圖2接收機的優選的實現方式可以實現額外的估計后元件或電路，以實現計算或操作效率。例如，相位對齊元件360優選地在時域中被實現為如圖2中所示的，但是相位對齊元件可以在頻域中實現，盡管這種實現方式將包括復值乘法器。
[0037]圖2的接收機部分展示了改善的性能，其具有來自元件310、320和330的優選的實現方式的輸出的改善的質量，以及來自迭代控制器350的改善的效率。這些元件中的一些或所有可以包括在本發明的實現方式中，這取決于總體通信系統的特性。圖2的接收機部分通常包括兩個額外的處理模件。在許多情況下，估計模件340不提供適當地被對齊用于均衡的CIR。然后，優選地，相位對齊模件360對來自迭代控制器350的度量進行響應，以適當地調整CIR來匹配由TDCE接收機處理的相應的OFDM符號的頻域相位。TDCE接收機的所示出的實施例的另一個電路是平均策略元件370。平均策略元件370也可以對由迭代控制器模件350計算出的度量進行響應，所述平均策略元件370依次可以對來自元件310、320,330的信息進行響應。與可以利用FDCE接收機的等效的復雜度獲得的估計相比，平均策略模件370優選地提供對信道頻率響應(CFR)或信道沖激響應(CIR)的更精確的估計。
[0038]導步頁和虛擬導步頁{曰號位直/[日息
[0039]用于OFDM系統的簡單頻域信道估計可以跨越頻域在導頻信號之間進行內插以及在單個符號內，以獲得在數據子載波處的信道系數。諸如WiFi或WiMAX的無線通信標準指示導頻子載波在符號中的所有可能的OFDM子載波中的位置，從而使得接收機可以在開發信道估計中合并以及使用該先驗的已知的信息。導頻音調或子載波在一些標準中可以從符號到符號來改變位置。對于那些標準來說，對唯一的導頻承載的符號進行平均以構建“頻域時間平均的符號”可能是有利的。例如，在WiMAX中，導頻位置利用4個符號的周期從符號到符號進行改變。因此，如果一個符號具有60個導頻，那么在所有符號上進行的平均創建了 4X60 = 240個導頻的復合頻譜。對于進行平均以及使用經平均的符號的關鍵假設是:信道在4個符號的時間跨度期間不發生(重大地)改變。該后一種方式可以被稱為利用時域導頻平均的FDCE。頻域OFDM符號的這種時域平均不與用于對信道進行估計的時域處理發生混淆，如下文更加充分地描述的。
[0040]在諸如長期演進或LTE的其它標準中，導頻承載的符號可以出現在不鄰近的符號中。例如，具有0.5ms的持續時間的子幀可以包括14個OFDM符號。在特定操作模式下導頻可以位于符號0、4、7和11中。可以執行在4個符號上的平均(如之前所描述的)，或者規劃和使用其它技術來估計針對非導頻承載的符號的信道。例如，可以使用簡單的內插計算來完成確定針對僅有數據的符號的這樣的信道系數。與信道估計元件340相反，這些技術是用于導頻的時域平均的，以及不完成時域信道估計，所述信道估計元件340執行時域信道估計。
[0041]在上文的FDCE OFDM討論中，其中，符號平均是利用頻域估計跨越在時間來執行的，時域平均在對信號進行FFT之后(即，FFT后)在經調制的子載波上發生。TDCE接收機可能發現采用這樣的時域導頻平均是有利的，其中，在一些情況下導頻信息被進一步操縱并變換到時域以在相關計算中使用。
[0042]根據本發明的TDCE OFDM接收機的一些特別地優選的實現方式通過虛擬導頻的生成或確定，在任意導頻承載的符號中擴展導頻的數量。在優選的實現方式中，虛擬導頻的方法是在接收機處本地確定或生成額外的(虛擬)導頻，所述額外的導頻至少位于不同于現有導頻的位置處。通常，虛擬導頻位置中的至少一些虛擬導頻位置被定義在現有的導頻位置之間的頻率(或子載波位置)處。計算在已被分配的子信道之外的虛擬導頻也可能是有利的。優選地，導頻位置模件390存儲并輸出針對如在標準中定義的實際導頻位置的信息，這可以與在標準中指定的不同。此外，導頻位置模件390還優選地存儲或確定以及輸出優選的或特別低有利的虛擬導頻位置。虛擬導頻可以位于現有導頻位置之間，或者延伸到任意給定的定義的OFDM符號子信道之外的子載波位置。優選地，元件390具有三個索引集合來定義三類子載波{導頻、數據、虛擬}。
[0043]例如，通過確定經采樣的函數的經內插的值的各種技術可以實現虛擬導頻的確定。的確，創建虛擬導頻類似于對時間波形進行上采樣的問題，這可以通過線性內插或通過涉及的B-樣條函數的更復雜的計算來完成。本領域的技術人員可以確定最適合他們的TDCE接收機設計中的復雜度約束的內插方法，和/或關于對接收到的符號的錯誤率測量實現最大可實現的性能的內插方法。例如，導頻位置元件390可以基于標準指示的導頻位置通過B-樣條內插來確定虛擬導頻位置，或者導頻位置元件390可以存儲虛擬導頻位置的較早確定的結果。如上文所討論的，還可以根據實際導頻位置來更加簡單化地確定虛擬導頻位置，以及導頻位置元件390可以基于所確定的虛擬導頻位置來確定針對虛擬導頻的適當的相位和振幅信息。
[0044]遍及所示出的通信系統，關于網絡狀態、接收機配置和估計參數的臨時數據被用作“全局變量”。這些全局變量包括但不限于FFT大小和信道估計長度。圖2中的每一個元件指定在針對各自的優選的實施例的描述中適用的參數。
[0045]TDCE接收機優選地被設計為在大多數操作條件下具有數值穩定性，以及優選地能夠在給定數量的采樣上對信道進行估計。這些可期望的條件可能會在實現TDCE接收機中帶來挑戰，因為關注FDCE的現有標準不保證針對OFDM接收機中的TDCE來說任何一種條件是可能的。當信號處理包括矩陣-向量乘法時，數值穩定性是特別優選的，如可以在本發明的許多優選的實現方式中找到的。病態矩陣由于不足以支持矩陣的大小而可能會導致增加位寬度。這種敏感性是針對特征值擴散來測量的，以及高擴散可能指向矩陣求逆的麻煩。對于根據符號的導頻子載波形成的任何矩陣來說，如果關于矩陣維度來說導頻的數量不夠，那么矩陣將是病態的，這可能潛在地生成數值不穩定性或者不能支持的位寬度增加。
[0046]針對符號中的導頻太少的另一個擔憂是時間序列的周期性，這將與符號中的導頻數量相關。例如，如果在任意給定的符號中有64個導頻，那么由于周期性或與給定符號中的導頻的數量相關的諧波，對針對256個滯后的信道進行估計可能會變得不準確。為了改善矩陣的數值特性以及為了實現比符號中發送的導頻的數量更大的長度的CIR估計，優選的接收機實現方式使用虛擬導頻，以及優選地，使用實際導頻來生成參考信號。虛擬導頻的數量優選地使得Np+Nvp>估計長度，其中Np是標準指示的導頻的數量，Nvp是虛擬導頻的數量，以及估計長度是用于信道估計的采樣的數量，以及接收機優選地生成跨越符號的帶寬具有準等間隔導頻的參考符號。估計長度優選地在圖2接收機的實現方式中是可變的。那么優選地，虛擬導頻位置由諸如設置導頻位置{虛擬}為在現有導頻位置之間的Nvp個等距位置的過程，或者功能上類似的過程來定義。導頻位置元件390優選地使用例如B-樣條策略，針對那些Nvp個位置生成相位和振幅。
[0047]參考信號生成
[0048]優選地，參考信號模件310產生輸出參考信號，其導致在統計測量模件320中與實際接收信號的相關在計算上是高效的。針對輸出的選擇取決于在開關305處的選擇。如果將開關305設置為“t”，那么統計測量模件320中的相關計算將被計算為時域求和。如果將開關305設置為“f”，那么更優選地在頻域中計算長相關的計算。本領域的技術人員可以確定針對給定在直接計算(時域)確定或FFT確定之間的復雜度的權衡的相關的在計算上最高效的方法。在頻域中更高效地確定較長的相關。在所示出的優選的實施例中，參考信號模件310對開關選擇感測進行響應以輸出相應的時域或頻域參考信號。
[0049]優選地，選擇(或設計)參考信號來模仿統計測量元件320對其進行響應的經修改的輸入符號。在某種程度上，其使得選擇參考信號作為適合于形成要進行相關的OFDM信號的時域或頻域信號是優選的。此外，優選地，參考信號提供在執行統計測量元件320的相關中有用的那些位置處的導頻位置。優選地，增強參考信號元件310對其進行響應的導頻位置，以包括要在統計測量元件320中使用的虛擬導頻位置。優選地，導頻位置元件390定義針對在到元件310和320的輸入處的現有導頻的位置，以及優選地還設置所有虛擬導頻的位置，不管它們位于現有導頻之間還是位于明確定義的子信道載波之外。
[0050]因此，優選地，參考信號模件310實現以下過程或類似過程:
[0051]Procedure:Reference_Signal (過程:參考信號)
[0052]linput: switch—state {t，f};(輸入:開關狀態{t，f}；)
[0053]2input: pi lot—locations {standard，virtual};(輸入:導頻位置{標準，虛擬};)
[0054]3array: pi lots (size—FFT) = 0 ;(陣歹丨J:導頻(FFT 大小)=O ;)
[0055]4set pilots (pilot—locations) =+1 ;(設置導頻(導頻位置)=+1 ；)
[0056]5if switch—state = t then (如果開關狀態=t 那么)
[0057]6reference—signal = inverseFFT (pilots);(參考信號=逆 FFT (導頻)；)
[0058]7else (否則)[0059]8reference_signal = pilots ；(參考信號=導頻；)
[0060]9end (結束)
[0061]IOoutput:reference_signal ;(輸出:參考信號；)
[0062]隨后，當要生成用于與時域符號相關的時域參考信號時，優選地，參考信號元件310將符號與在實際導頻位置和虛擬導頻位置處的非零值進行組合，以及執行快速傅里葉逆變換以生成適當的參考信號。優選地，參考信號元件310向不同于虛擬導頻子載波的數據子載波分配零值。size_FFT(FFT大小)的值是例如根據可適用的標準先驗已知的固定的全局值，所述size_FFT的值被設置為在要轉換的數據集中采樣的數量。
[0063]將如同上文和本文檔中其它地方的偽代碼轉換成電路，在本領域普通技術人員的能力范圍之內。將明白的是，該過程可以通過處理器中的軟件來實現，或者可以在與存儲器結合的電路中實現。在可期望或有利的情況下，可以通過例如，硬件設計語言將本專利文檔中討論的過程實現為硬件。或者，上文的過程，以及本文中描述的其它過程和方法可以容易地在數字信號處理器或對通信系統中的通信信號進行處理的處理器中實現。本領域普通技術人員將明白:本文中描述的接收機根據選擇以實現諸如計算效率和功率效率的不同目標可以實現為硬件和軟件單元的混合。
[0064]參考信號元件310的優選的實現方式可以并入過程Reference_Signal (參考信號)，其示出了對開關305狀態和導頻位置元件390的輸出進行響應的方法。開關305指示相關是在時域還是在頻域完成的，以及因此由參考信號元件310用來判斷元件310輸出時域還是頻域參考信號。CIR選擇330可以有利地對頻域中生成的輸入進行響應，雖然其操作和輸出是用于時域信道估計的CIR。導頻位置元件390的輸出可以包括:在所選擇的或可適用的標準中指定的導頻位置，以及由導頻位置元件390確定或存儲的虛擬導頻的位置。在時域參考信號的情況下，那么導頻位置陣列是逆FFT運算的輸入。否則，參考信號輸出僅是頻域符號，其中導頻子載波活動以及數據子載波設置為零。
[0065]本領域的技術人員可以指定:針對要被設置為“+I”的適當的導頻子載波，標準可能施加在導頻位置上的映射。此外，本領域的技術人員可以判斷值“+I”是否是正確的導頻值，這取決于所指定的調制以及接收機如何修改FFT輸出。
[0066]相關和統計測暈
[0067]優選地，統計測量元件320確定提供給估計元件340以計算信道估計的統計度量和測量。如圖2中所示，統計測量元件320耦合到開關305，所述開關305標識統計測量元件320是與時域還是頻域OFDM信號進行相關。
[0068]優選地，兩個信號用于計算統計測量和度量。優選地，統計測量元件320對參考信號(諸如來自參考信號模件310的參考信號)以及從信道接收的輸入OFDM符號進行響應。如圖2中所示，統計測量元件320優選地耦合導頻位置元件390 (所述導頻位置元件390標識要由元件320使用的虛擬和標準指示的導頻位置)，以及優選地耦合到參考信號元件310 (所述參考信號元件310提供要用于相關的參考信號)，以及優選地耦合到開關305 (所述開關305提供要進行相關的OFDM信號的適當的時域或頻域形式)。當在統計測量模件320的輸入處存在訓練符號時，有可能生成僅針對已知的導頻的參考信號并對其進行相關。統計測量模件320的更優選的實現方式使用經修改的參考信號，其將在標準指示的位置處的實際導頻與不同于標準指示的導頻位置但優選地從標準指示的導頻推導出的位置處的虛擬導頻進行合并。
[0069]對于任意給定的輸入OFDM符號來說，優選地，統計測量元件320將降低所有數據子載波的功率，針對虛擬導頻位置確定所期望的參考信號屬性，以及將經修改的OFDM符號與優選地由元件310提供的參考信號進行相關。在特別地優選的實現方式中，統計測量元件320通過將針對數據子載波的權重值設置為零來將那些子載波的值設置為零。優選地，分配給虛擬導頻位置的振幅是根據標準定義的導頻位置通過例如內插來確定的。優選地，元件320針對預先定義的數量的“滯后”來計算相關，其中，有利地選擇滯后的數量以包括比期望的信道長度更多的系數。為了使計算復雜度最小化，統計測量元件320可以在時域中通過直接計算，或者經由涉及FFT計算的公知的技術來實現相關。本領域的技術人員可以進行相應的權衡來提高計算效率。
[0070]優選地，統計測量元件320對參考信號和所考慮的OFDM符號的副本進行響應，以及將OFDM符號轉換成僅有導頻的符號的副本。該經轉換的僅有導頻的符號在本文中被稱為訓練符號副本(TSF)。也就是說，優選地，統計測量元件320將導頻和數據子載波的混合符號轉換成具有多個實際導頻和虛擬導頻的訓練符號副本，以及高效地計算訓練符號副本相對于參考信號的相關。優選地，從混合的導頻和數據OFDM符號到導頻和虛擬導頻訓練符號副本的轉換是在頻域中實現的，以及元件320隨后將訓練符號副本轉換到時域(經由逆FFT)，或者直接在頻域中提供訓練符號副本用于頻域相關，這取決于計算上最高效的選擇。
[0071]優選地，統計測量模件320實現以下過程或類似過程:
[0072]Procedure: Statistical—Measure (過程:統計測量)
[0073]linput: switch—state {t，f};(輸入:開關狀態{t，f}；)
[0074]2input:pilot—locations {standard，virtual，data};(輸入:導頻位置{標準，虛擬，數據};)
[0075]3input: of dm—symbol ;(輸入:OFDM—符號；)
[0076]4input:reference—signal ;(輸入:參考信號；)
[0077]5array: training—symbol—facsimile (size—FFT) =0;(陣列:訓練符號副本(FFT 大小)=O ；)
[0078]6set data—weighing = 0 ；(設置數據權重=0 ;)
[0079]7set number_correlation_lags = estimation_channel_len+estimation_channel—guard ；(設置數量相關滯后=估計信道長度+估計信道保護；)
[0080]8at pilot—locations {standard}:(在導頻位置{標準}處:)
[0081]set training—symbol—facsimile = ofdm—symbol values ；(設置訓練符號副本=(FDM符號值；)
[0082]9at pilot—locations {virtual}:(在導頻位置{虛擬}處:)
[0083]set training_symbol_facsimiIe = interpolate(training_symbol_facsimile {standard});(設置訓練符號副本=內插(訓練符號副本{標準})；)
[0084]IOat pilot—locations {data}:(在導頻位置{數據}處:)
[0085]set training—symbol_facsimiIe = ofdm—symbol values x data—weighing ;(設置訓練符號副本=OFDM符號值X數據權重；)
[0086]Ilif switch—state = f then(如果開關狀態=f 那么)[0087]12initial_long_channel_estimate = correlate via FFT the
[0088]reference_signal with training_symbol_facsimile
[0089]for a number_correlation_lags ;(初始長信道估計=針對相關滯后數量,經由FFT對參考信號與訓練符號副本進行相關；)
[0090]13else (否則)
[0091]14initial_long_channel_estimate = correlate via direct
[0092]computation the reference_signal with
[0093]training_symbol_facsimile for a number_correlation_lags ;(初始長信道估計=針對相關滯后數量，經由直接計算對參考信號與訓練符號副本進行相關；)
[0094]15end (結束)
[0095]16output:1nitial_long_channel_estimate ;(輸出:初始長信道估計；)
[0096]17output:number_of_correlation_lags ;(輸出:相關滯后的數量)
[0097]估計信道長度、估計信道保護和FFT大小的值是先驗已知的固定的全局值。統計測量過程可以在通信處理器中的軟件中實現，或者可以在包括邏輯單元和存儲器的硬件中實現。
[0098]優選地,過程Statistical_Measure (統計測量)基于參考信號與訓練符號副本的相關來確定初始信道估計，訓練符號副本是從相關的OFDM符號推導出的。初始信道估計是信道沖激響應或CIR，以及對于許多應用來說，對相關的OFDM符號進行均衡并不足夠準確。優選地，統計測量元件320還輸出要達到通過統計測量過程確定的峰值相關值的相關滯后的數量。在圖2接收機的優選的實現方式中，初始CIR優選地由估計模件340來改善或使用以確定最終的CIR。優選地，在估計模件340使用初始CIR之前，優選地通過丟棄估計信道保護采樣將CIR截短為針對估計信道長度的設置值。這是因為導致初始信道估計(初始CIR)的相關計算比針對CIR估計的所指定的長度要長。
[0099]CIR 截短
[0100]優選地，CIR選擇模件330提供了用于選擇具有比初始CIR估計要少的數量的采樣的CIR采樣集合的方法。例如，可以選擇從初始CIR選擇的采樣以包括具有在門限電平以上的振幅的第一路徑，該第一路徑之前的多個采樣以及優選地隨后的多個采樣包括具有在所期望的門限以上的振幅的路徑，其中包括所謂的最后的路徑。優選地，所選擇的CIR采樣集合具有在符號中的采樣的數量以下的多個采樣，這對于使用改善在估計模件340中執行的初始估計的統計方法的CIR估計來說，以及對于降低復雜度來說是尤其有利的。因此，CIR選擇模件330對初始信道估計進行響應，所述初始信道估計超過了指定的估計長度，以及通常是根據諸如由統計測量元件320執行的相關以及用于截短方法的具體要求來確定的。優選地，CIR選擇元件320對CIR進行評估以標識可期望的部分，例如，通過標識包含針對η個連續的值的任何集合的最大總計功率的η個連續的值的集合。根據在該所選擇的η個連續值的窗口內，CIR選擇元件320可以，例如，標識峰值功率值，以及然后選擇在峰值之前的多個值來保持，以及通常選擇在峰值之后的不同數量的值來保持，優選地定義在峰值周圍以及包括峰值的數值集合為經截短的CIR。
[0101]優選地，CIR截短是由使局限于估計信道長度采樣的能量最大化的標準來確定的。優選地，CIR選擇模件330通過采用在標識第一重要路徑之前展現路徑的小前導碼的無線信道的屬性，以及在第一路徑之后的針對滯后的指數地衰減功率分布來確定所期望的重要采樣集合。優選地，該過程使優選的估計模件340策略的精確性和收斂速度最大化。優選地，CIR選擇模件330定義估計信道長度個采樣的滑動窗來計算在該窗上的范數(norm)。優選地，該范數是窗口中的采樣的平方和，雖然本領域的技術人員可以找到對該范數的合適的近似值或其它明確定義的范數以及它們的相應的近似值，來提供適當的結果。
[0102]當CIR選擇模件330對來自具有相關滯后的數量個采樣的統計測量模件320(初始長信道估計)的CIR進行響應時，將存在估計信道保護個采樣賦范的測量的中間結果。CIR選擇方法對這些賦范的測量進行搜索以用信號指示具有估計信道長度個采樣的CIR的開始。優選地，該搜索經由功率門限標識方法來標識CIR的開始。優選地，該門限被設置為在從初始長信道估計中選擇的估計信道長度個采樣的所有可能的窗口上測量的最大功率的均值以上的值。因為，所接收的功率可以是相對的，所以優選地，功率門限被設置為調節因子而不是絕對的值。本領域的技術人員可以標識適當的調節因子來做出對初始路徑的可靠的標識。
[0103]為了說明同步和其它對齊錯誤，用于CIR選擇的方法還包括相對于最大能量的位置的偏置，以將前導碼包括到初始路徑中。本領域的技術人員可以標識對針對所考慮的信道的特定的屬性(諸如信道功率分布)來說有利的偏置。換句話說，選擇元件優選地標識峰值位置以及選擇在該位置之前和之后的多個比特，以組成所選擇或截短的CIR輸入。優選地，CIR選擇元件340執行諸如下文的過程或類似的過程。
[0104]Procedure:CIR Selection (過程:CIR 選擇)
[0105]linput:1nitial_long_channel_estimate ;(輸出:初始長信道估計；)
[0106]2array:1nitial_channel_estimate = O ；(陣列:初始長信道估計=O ；)
[0107]3array:window_power (estimation_channel_guard) = O (陣列:窗 口功率(估計信道保護)=O)
[0108]4set length_long_channel = size (initial_long_channel);(設置長度 _ 長信道=大小(初始長信道)；)
[0109]5for norms_index = Oto (estimation_channel_guard_l)(循環范數索引=O 至Ij(估計信道保護-1)
[0110]6window_index = [1:estimation_channel_length] +norms_index ;(窗口索弓丨=[1:估計信道長度]+范數索引)
[0111]7window_power(norms_index) = power norm of
[0112]initial_long_channel_estimate (window_index);(窗口功率(范數索引)=初始長信道估計(窗口索引)的功率范數；)
[0113]8end for (結束循環)
[0114]9set max_window_power = find( ‘max，，window_power);(設置最大窗 口功率=找到(‘最大’，窗口 _功率)；)
[0115]IOset cir_start_threshold = cir_threshold_scale x
[0116]max_window_power ；(設置cir起始門限=cir門限調節x最大窗口功率；)
[0117]llset cir_offset—peak = first occurrence of
[0118]I initial—long—channel—estimate 12>cir—start—threshold ;(設置 cir 偏移峰值=I初始長信道估計I2>cir起始門限的首次出現；)
[0119]12set cir_offset = cir_offset_peak-cir_start_bias ；(設置 cir 偏移=cir偏移峰值-cir起始偏置；)
[0120]13set initial_channel_estimate = initial_long_channel_estimate
[0121]indexed from[l: estimation_channel_len] +cir_offset ;(設置初始信道估計=根據[1:估計信道長度]編制索引的初始長信道估計+cir偏移；)
[0122]14output:1nitial_channel_estimate ;(輸出:初始信道估計；)
[0123]15output: cir_offset ;(輸出:cir 偏移；)
[0124]在本文中，cir偏移輸出可以用于將由信道估計元件340輸出的CIR值與關注的OFDM符號進行同步。在圖2的所示出的實施例中，這是在相位對齊元件360中完成的。估計信道長度、cir門限調節、cir起始偏置的值是先驗已知的固定全局值。CIR選擇過程可以在通信處理器中的軟件中實現，或者可以在包括邏輯單元和存儲器的硬件中實現。
[0125]信道估計的相位對齊
[0126]優選地，選擇具有最高能量或功率水平的CIR的過程促進信道估計元件340的操作。然而，該CIR選擇并不考慮由圖2的接收機中的其它功能元件確定的相關OFDM符號的已經建立的時間同步。因此，優選地，圖2接收機的優選的實現方式包括相對于相關OFDM符號適當地建立CIR的相位對齊元件360，所述相關OFDM符號已經由TDCE接收機中的外部元件進行了同步。優選地，相位對齊模件360對CIR進行調整以對時域信道估計與可以在頻域中計算的等效物進行重新同步(諸如通過在導頻位置之間進行內插的FDCE)。這種等效在功能上在每一個子載波處引入了相移。相位對齊元件360在來自估計模件340的信號最終信道估計中對CIR進行響應，該信號具有估計信道長度個采樣，以及相對于來自CIR選擇模件330的初始信道估計的窗口選擇中的第一路徑的偏移的值-由信號cir偏移來表示-以及優選地由實現上文所討論的CIR選擇過程的電路或處理器來確定。
[0127]CIR相位對齊優選地對估計模件340輸出(最終信道估計)執行循環移位。該操作是cir偏移個采樣的左循環移位，以及相位對齊元件360優選地通過以下過程或類似過程來完成對齊。
[0128]Procedure:Phase Alignment (過程:相位對齊)
[0129]linput:final_channel_estimate ;(輸入:最終信道估計；)
[0130]2input: cir_offset ；(輸入:cir 偏移；)
[0131]3array: aligned_cir (size_FFT) = O ；(陣歹丨J:對齊的 cir (FFT 大小)=O ；)
[0132]5aligned_cir = left circular shift of final_channel_estimate by cir_offset samples ；(對齊的cir =最終信道估計左循環移位cir偏移個采樣；)
[0133]6output: aligned_cir ;(輸出:對齊的 cir ;)
[0134]size_FFT(FFT_大小)的值是先驗已知的固定全局值。相位對齊過程可以在通信處理器中的軟件中實現，或者可以以已知的方式在硬件中實現。
[0135]在相位對齊之后，對信道估計進行擴展或填充，以具有適當的長度來用于進一步的處理。例如，填充元件362可以插入拖尾的零，以使信道估計具有適當的長度。接下來快速傅里葉變換元件364將信道估計變換到頻域以由頻率均衡器110來使用。
[0136]迭代控制[0137]圖2接收機的優選實施例并入迭代控制器以對信道估計元件340的迭代的數量進行控制。優選地，迭代控制器元件350接收并考慮來自下列單元中的一個或多個的信息:解碼器元件380 (其優選地輸出均衡器后質量測量)、CIR選擇元件330 (其輸出初始信道估計)、統計測量元件320和信道估計元件340。優選地，在訓練和/或導頻/數據混合符號中不同的導頻配置之下，迭代控制器元件350和估計元件340合作以實現所期望的信道估計性能。迭代控制器元件350有利于采用二階矩測量(諸如，信道估計元件340中用于信道估計的相關和自協方差矩陣)的計算方法。這些公式的直接計算比較而言不太可能是數值上穩定的，因此優選地使用迭代方法。出于這個原因，優選地，對度量和其它質量測量進行處理，以確定充足數量的迭代，或者例如，這樣的迭代的最大次數。
[0138]來自參考信號元件310、統計測量元件320和CIR選擇元件330的順序處理產生具有目標數量的系數的初始信道估計，以及優選地使選擇標準最大化。統計測量優選地是在輸入符號與參考信號之間的互相關，以及優選根據該相關來生成二階的統計測量。優選地，將初始信道估計和二階的統計測量輸入到信道估計元件340以及優選地輸入到迭代控制器350。
[0139]例如，信道估計元件340可以實現在2009年2月4日提交的，序列號為12/365，805的美國專利申請“Least Square Channel Identification for OFDMSystems”中描述的信道估計改善策略，針對該美國專利申請的關于信道估計和OFDM信號處理的教導，通過引用將該美國專利申請的完整內容并入本文。優選地，信道估計元件340實現用于改善由統計測量元件320提供的初始信道估計的統計估計策略。用于執行統計估計的一種已知的策略使用維納-霍夫(Wiener-Hopf)方程的最優線性估計器公式，其可以基于來自互相關和自相關統計測量的二階統計來計算未知參數的最佳無偏估計。用于使用統計測量來估計未知參數的其它策略是已知的，其包括各種計算上的線性及非線性的估計策略。
[0140]通過向量hQ來表示CIR選擇元件330的輸出，信道估計元件340優選使用來自二階統計的信息對該初始估計進行改善，優選地，通過迭代的過程。在圖2的優選實現方式中，340中的迭代估計將計算,并從初始估計中減去修正向量c以產生改善的估計輸出h =h0-co該過程可以被稱為“加性逆元(additive inverse)”。另一種迭代過程被稱為“共軛梯度(conjugate gradient)”。給定初始估計hQ和諸如二階統計測量的額外的參數,加性逆元和共軛梯度策略二者提供了對針對未知參數h的最優線性估計器的近似。
[0141]利用與加性逆元和共軛梯度策略類似的輸入以及適合于無線信道估計的特性的一種非線性估計策略是壓縮感測(采樣)策略(諸如通過迭代過程的匹配追蹤類中的一個確定的)。信道估計器的壓縮感測/匹配追蹤類的公式在文獻中有所描述，以及在關于輸入的理想假設的情況下進行操作。圖2提供了促進在實際的OFDM接收機中的這些壓縮感測/匹配追蹤策略的實現方式的接口和格式化，所述實際的OFDM接收機在遭遇到的來自無線信道中的符號到符號的缺陷和變形的情況下工作。
[0142]通常實現迭代信道估計策略，來使用CIR選擇元件330的輸出以符合常規采用的，對于這些策略的理想化的假設。如上文所討論的，元件310、320和330向信道估計器340提供了優選的輸入集合，從而使得其可以提供期望的水平的估計精確性。除了初始信道估計之外，CIR選擇元件330傳遞其它二階統計測量-諸如自協方差矩陣-和優選地在信道估計元件340中實現的在各個估計改善策略中使用的迭代控制變量。[0143]優選地，迭代控制器350確定屬于在估計器340中確定信道估計所使用的輸入的額外的信號和值。當信道估計元件340實現加性逆元策略時，迭代控制器350優選地執行預先確定(經由仿真)的固定數量的迭代，以在向量c被計算出來之前執行，以及該固定數量的迭代被用作停止度量。如本領域中已知的，取決于應用，可以實現不同的停止度量。加性逆元過程以及共軛梯度和壓縮感測/匹配追蹤迭代過程的基礎是迭代控制器350針對信道估計元件340的輸入來計算自協方差矩陣。在共軛梯度的情況下，與加性逆元過程類似，存在本領域技術人員已知的適當的停止度量公式。
[0144]優選地，信道估計元件340與迭代控制器350 —起操作來實現用于確定改善的信道估計的迭代過程。優選地，信道估計元件340實現使用下列各項作為輸入的迭代過程的至少一部分:由元件310、320和330的操作提供的CIR初始估計；優選地包括自協方差矩陣的額外的二階統計；以及基于在迭代控制器350中計算、確定或存儲的標準的迭代停止值。在本文中討論以及在圖2中示出的功能分離是出于說明的目的以幫助理解TDCE，但是物理設計可以在元件之間分配和/或劃分過程，這是因為這是對硬件或軟件實現方式來說最有利的。
[0145]迭代控制器350還依賴于信道估計元件340中的迭代算法的選擇來確定值，以動態地確定結束標準。其一個示例是由加性逆元過程示出的，所述加性逆元過程優選地被配置為在預先確定的次數的迭代之后停止，而壓縮感測/匹配追蹤過程可以具有關于其停止標準的更復雜的公式。因此，迭代控制器350對來自信道估計元件340的有關信號進行響應，這有利地為信道估計元件340提供了用于確定停止標準值的迭代計算的內部值。優選地，信道估計元件340向迭代控制器350提供最終信道估計向量。
[0146]在下文給出的偽代碼中概括了在信道估計元件340中操作的壓縮感測/匹配追蹤過程的說明性的實現方式。與本文檔中的其它偽代碼類似，下文的偽代碼可以在通信處理器內的軟件中、或者在硬件中、或軟件和硬件的組合中實現。
[0147]Procedure Estimation(Compressive Sensing/Matching Pursuit)
[0148](過程估計(壓縮感測/匹配追蹤))
[0149]O、input: stopping—criterion—logical，dictionary_matrix, pilot_values_vector,(輸入:停止標準邏輯，字典矩陣(dictionary matirx)，導頻值向量；)
[0150]K initialization:stopping_criterion_logical = I ；h = O ；t_vector =pilot—values—vector ；(初始化:停止標準邏輯=I ;h = 0 ;t向量=導頻值向量；)
[0151]2λ while stopping—criterion—logical do (當停止標準邏輯時，執行)
[0152]3、criterion—vector = dictionary—matrix氺t—vector ；(標準向量=字典矢巨陣氺t向量；)
[0153]4、max_criterion_location_scalar = argmax[i]over all|criterion—vectOT[i]|2;(最大標準位置標量=在所有I標準向量[i] I2上進行尋找最大評分的參量[i];)
[0154]5、chanest_vector[max_criterion_location_scalar]=(信道估計向量[最大標準位置標量]=)
[0155]chanest—vector [max—criterion—location—scalar]+ (信道估計向量[最大標準位置標量]+)[0156]criterion_vector [max_criterion_location_scalar];(標準向量[最大標準位置標量];)
[0157]6、 t_vector = t_vector~criterion_vector[max_criterion_location_scalar]*dictionary_matrix[all rows, max_criterion_location_scalar column]；
[0158](t向量=t向量-標準向量[最大標準位置標量]*字典矩陣[所有行，最大標準位置標量列];)
[0159]7> output: criterion_vector ;(輸出:標準向量；)
[0160]8> input: stopping_criterion_logical ;(輸入:停止標準邏輯；)
[0161]9、endwhile (結束條件循環)
[0162]10、output: chanest_vector (輸出:信道估計向量)
[0163]在步驟7和8中，信道估計元件340優選地向迭代控制器350輸出標準向量，從而迭代控制器可以判斷是否要停止迭代。字典矩陣是根據如本領域中已知的具體實現方式來確定的。
[0164]在下文給出的偽代碼中概括了在迭代控制器元件350中操作的壓縮感測/匹配追蹤過程的說明性的實現方式。與本文檔中的其它偽代碼類似，下文的偽代碼可以在通信處理器內的軟件中、或者在硬件中、或軟件和硬件的組合中實現。
[0165]Procedure Iteration Controller(Compressive Sensing/Matching Pursuit)
[0166]過程迭代控制器(壓縮感測/匹配追蹤)
[0167]O、input: criterion_vector ；pilot_values_vector ；criterion_seIection,
[0168]iteration_count,iteration_max, criterion_value_threshold, initial_chanest ;(輸入:標準向量；導頻值向量；標準選擇，迭代計數、迭代最大、迭代值門限，初始信道估計；)
[0169]Kif (iteration_count>iteration_max) then
[0170](如果(迭代計數> 迭代最大)那么)
[0171]2> stopping_criterion_false = O ;(停止標準 _假=O ；)
[0172]3、else (否則)
[0173]4、metric_on_criterion_value = function_criterion (criterion—vector, initial_chanest)；
[0174](對標準值的度量=函數標準(標準向量，初始信道估計)；)
[0175]5、if(metric_on_criterion_vector<criterion_value_threshold)then
[0176](如果(對標準向量的度量〈標準值門限)那么)
[0177]6、stopping_criterion_logical = O ；(停止標準邏輯=O ；)
[0178]7、else (否則)
[0179]8> stopping_criterion_logical = I ;(停止標準邏輯=I ；)
[0180]9、endif (結束如果)
[0181]10、endif (結束如果)
[0182]11、output: stopping_criterion_logical ;(輸出:停止標準邏輯；)
[0183]導頻值向量優選地是由統計測量元件320基于包括虛擬導頻的優選實現方式來提供的。函數標準基于標準向量來計算預先定義的度量的值。優選地，該度量涉及其最大元件的量級，或者其元件的平方的量級的部分和，或者其元件的平方的量級的完整的和。類似的度量確定可以基于期望的信道行為來實現，以及經由仿真來測試。其它度量可以響應于初始信道估計中的重要路徑的計數來調整度量的值。
[0184]優選地，迭代控制器350有利地使用最終CIR估計(來自元件340)來計算提供給相位對齊元件360和平均策略元件370的度量，它們使用該度量來進一步增加它們的計算精確性。例如，平均策略元件370可以使用在時域中測量的度量來改善數據-符號信道內插。平均策略元件370可以基于所接收的符號中的多普勒頻率和/或從時域CIR推導出的所接收的符號的信噪比(SNR)的估計對來自迭代控制器350的輸出進行響應，以及可以使用該估計或多個估計來改善數據-符號信道內插。從CIR推導出的這些度量在根據OFDM符號計算的頻域中公知的計算上提供了增加的精確性。迭代控制器350的一些實現方式對由元件330進行的CIR輸出的確定進行響應，從而迭代控制器350向平均策略元件370輸出測量的值或者在不可靠的信道條件下輸出預先確定的固定的值。
[0185]信道估計平均或內插以及外推策略
[0186]實現改進的無線通信標準的接收機將多個符號收集到幀和子幀中。從基站發送的用戶的信息將散布在至少組成子幀的多個符號上。在LTE的情況下，在傳輸時段期間，將下行鏈路分段成幀的集合，以及用戶可以具有散布在多個幀上，或者當幀被劃分成兩個子幀(每個子幀為5毫秒)時在子幀內的信息比特。這些子幀是當前優選的LTE通信系統的該說明的信道估計的最小單元。在14個符號的子幀內，僅有4個符號具有導頻。無論是通過FDCE還是TDCE的信道估計都需要導頻來計算相應的信道估計。因此，在子幀中的10個僅有數據的符號上沒有在它們上執行的信道估計。根據體現這些定義的標準或者與它們類似的標準的操作，迫使接收機使用基于稀疏的導頻承載符號的子載波的估計來針對組成僅有數據的子載波的符號估計信道。存在在兩個已知的值之間進行內插的各種策略，其通常被稱為內插濾波器。用于通信系統中的內插的公知技術包括:具有取決于信號屬性的特性的不同程度的精確性和復雜度的線性內插和樣條的使用。
[0187]本發明的優選接收機實現方式可以使用內插，以及在一些情況下，使用外推作為用于在頻域中計算僅有數據的子載波符號上的信道系數的平均策略，從而允許實現低復雜度和高精確性的，針對僅有數據的符號進行信道估計。在圖2接收機中，在一些實施例中，平均策略元件370可以優選地實現內插和外推功能，以基于在時域中從導頻承載的符號推導出的信道估計針對僅有數據的子載波來估計信道。雖然示出的接收機提供了在時域中實現高度精確的信道估計的能力，但優選的實施例優選地在頻域中針對僅有數據的子載波的信道估計進行內插。信道系數從一個符號到另一個符號的功率變化在信道的頻域表示中可能具有較低的動態的取值范圍，從而使得處理更加簡單。此外，向給定的用戶分配整個OFDM符號中的多個子載波，因此頻域信道估計的內插可以跨越少量的子載波來應用，以及在LTE的情況下跨越14個符號，因此極大地減小了針對內插的二維柵格。
[0188]在一些優選的實施例中，平均策略元件370對信道估計進行平均以改善它們的精確性和可靠性。如圖2中所示，優選地，對平均策略元件370進行耦合，以接收由例如信道估計元件340確定的信道估計的經對齊、填充和變換(即，頻域)的版本。優選地，在導頻承載的符號中對信道估計進行平均以獲得針對僅有數據的符號的信道估計適用于內插和外推二者。外推為幀的結尾或開頭處的子幀提供改善的性能，或者當先前的或隨后的子幀由于實現方式的原因對于接收機來說不可用時。
[0189]在針對LTE標準的一個示例中，導頻承載的符號位于14個符號中的索引為{O, 4，7，11}的符號處，14 個符號的全體索引為{O, I, 2，3，4，5，6，7，8，9，10，11，12，13}。在該示例中，本發明的優選的接收機實施例對符號索引為{1，2，3，5，6，8，9，10}的頻域信道系數的值進行內插，并針對符號索引為{12，13}的符號實現外推方案。在下文的偽代碼中給出用于實施針對僅有數據的符號的信道估計的該計算的本發明的優選的實施例。
[0190]過程:LTE情況天線端口 _0_1 (正常CP)
[0191]1、針對每一個符號，基于當前的時域信道估計(tdce_chan_est)以及(如果可用的話)下一個子幀的時域信道估計(next_tdce_chan_est),使用下文的公式來分配頻域信道估計(fd_chan_est)。
【權利要求】
1.一種用于處理OFDM信號的方法，包括: 基于標準指示的導頻位置和虛擬導頻位置來確定一個或多個參考信號，所述虛擬導頻位置是除了所述標準指示的導頻位置之外的以及是響應于所述標準指示的導頻位置的； 響應于所述參考信號來執行時域信道估計；以及 響應于所述時域信道估計對接收到的符號進行均衡。
2.根據權利要求1所述的方法，其中，所述時域信道估計包括確定初始信道沖激響應，以及還包括:響應于接收到的導頻和數據信息的混合符號來確定訓練符號副本，以及將所述參考信號與所述訓練符號副本進行相關。
3.根據權利要求1所述的方法，還包括:基于一個或多個符號上的標準指示的導頻信息通過內插來提供虛擬導頻信息的集合。
4.根據權利要求1所述的方法，其中，所述時域信道估計包括:使用在頻域中定義的導頻的集合以及響應于接收到的OFDM符號的頻域信息來確定初始信道沖激響應。
5.根據權利要求1所述 的方法，還包括:響應于接收到的導頻和數據信息的混合符號來確定訓練符號副本，以及將所述參考信號與所述訓練符號副本進行相關。
6.根據權利要求5所述的方法，其中，所述確定訓練符號副本包括:相對于導頻信息的振幅來降低數據信息的振幅。
7.根據權利要求1-6中任意一項權利要求所述的方法，其中，所述執行時域信道估計包括: 確定包括多個采樣的初始時域信道沖激響應； 對所述初始時域信道沖激響應進行評估，以響應于所述多個采樣的子集內的采樣的值來標識所述子集； 從所述子集中選擇采樣以定義截短的時域信道沖激響應； 改善所述截短的時域信道沖激響應以生成改善的時域信道估計；以及 響應于所述改善的時域信道估計對接收到的符號進行均衡。
8.根據權利要求7所述的方法，其中，從所述子集選擇采樣包括:標識具有峰值功率的采樣，以及標識所述截短的時域信道沖激響應為具有在所述具有峰值功率的采樣之前的位置的多個采樣、所述具有峰值功率的采樣以及具有在所述具有峰值功率的采樣之后的位置的第二數量的采樣。
9.根據權利要求7所述的方法，其中，對所述采樣的第一集合進行評估包括:標識包括截短的時域信道沖激響應的所述采樣的第一集合的子集，所述截短的時域信道沖激響應是基于所述子集內的采樣的值的范數來標識的。
10.根據權利要求9所述的方法，其中，對所述采樣的第一集合進行評估還包括:標識具有峰值功率的采樣，以及標識所述采樣的第二集合為具有在所述具有峰值功率的采樣之前的位置的多個采樣、所述具有峰值功率的采樣，以及具有在所述具有峰值功率的采樣之后的位置的第二數量的采樣。
11.根據權利要求7所述的方法，還包括:利用接收到的符號的對齊來對所述改善的時域信道估計進行對齊。
12.根據權利要求7所述的方法，還包括:確定相對于第一采樣位置的偏移，以及響應于所述偏移利用接收到的符號的對齊來對所述改善的時域信道估計進行對齊。
13.根據權利要求1-6中任意一項權利要求所述的方法，還包括:將多個時域信道估計轉換成頻域信道估計，以及根據所述頻域信道估計來確定僅有數據的符號的信道估計。
14.根據權利要求1-6中任意一項權利要求所述的方法,還包括:響應于一個或多個其它符號中的導頻信號來確定僅有數據的符號的信道估計。
15.根據權利要求14所述的方法，其中，所述確定僅有數據的符號的信道估計包括:在兩個或更多個頻域信 道估計之間的內插。
【文檔編號】H04L25/02GK103931150SQ201280056074
【公開日】2014年7月16日 申請日期:2012年10月26日 優先權日:2011年11月15日
【發明者】S·C·湯普森, F·洛佩茲德維多利亞 申請人:阿科恩科技公司