專利名稱：一種發射信號強度檢測電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及電路領域，具體涉及發射信號強度檢測電路。
背景技術：
現代無線通信系統的發射機的典型結構如圖I所示。基帶芯片101輸出模擬基帶信號I、Q到發射機芯片102，發射機芯片102中的中頻濾波及中頻可變增益放大器VGA (Variable Gain Amplif ier)控制電路105對輸入的基帶信號I、Q分別進行濾波和增益控制，發射機芯片102中的IQ正交調制變頻器106在本振信號(從端口 107輸入)的參考下對濾波后的信號進行正交調制，形成射頻信號，發射機芯片102中的射頻VGA控制電路108工作于射頻頻率，驅動芯片102外部的功率放大器103工作，功率放大器103則將射頻信號進一步放大后發射出去。
發射信號強度檢測電路(TSSI,TransmitterSignal Strength Indicator)109置于發射機芯片102內，用于檢測射頻VGA控制電路108的輸出信號功率強度，或者檢測輸出信號經過衰減網絡104后的輸出功率強度，并將輸出功率轉換成直流電平后反饋至基帶芯片101，在經過模數轉換、數字處理后用于反饋控制中頻濾波及中頻可變增益放大器VGA控制電路105及射頻VGA控制電路108的工作，達到增益控制的目的，從而在滿足系統要求的情況下節約了功耗。然而，由于功率P(dBm')=Ioiogw(^WlmW)(V)這就需要發射信號強度檢
50,
測電路109構造與輸入信號(Vniis)幅度的平方成對數關系的函數。在傳統的發射信號強度檢測電路109中使用真對數放大器，通過BJT雙極性三極管的PN結固有的V-I對數特性來實現。雖然關系簡單，但要實現大的動態范圍，其電流消耗大，且需要較大的電源電壓，這些都很難與對低電壓、低功耗的要求日益苛刻的CMOS現代無線通信系統相兼容。
發明內容
針對上述問題，本發明的目的在于提供一種發射信號強度檢測電路，采用放大電路和檢波電路相結合后的全波整流和分段近似函數特性來實現對數線性關系，從而實現對待檢測信號的功率檢測，并可進一步作為自動增益控制回路的一部分，完成對發射信號電路的增益控制。為實現上述目的，本發明采用如下技術方案—種發射信號強度檢測電路,包括N+1個檢波電路、N個放大電路和一個求和電路，N為整數且大于或等于I ;每個放大電路包括兩個輸入端和兩個輸出端，其中，N個放大電路采用N級級聯的方式進行連接，第一個放大電路的兩個輸入端用于接收待檢測信號，所述N個級聯的放大電路用于擴展待檢測信號的動態范圍，對待檢測信號進行差分放大；每個檢波電路包括兩個輸入端和一個輸出端，第一個檢波電路的兩個輸入端用于接收待檢測信號，剩余N個檢波電路中的每個檢波電路的兩個輸入端連接一個放大電路的兩個輸出端，所述N+1個檢波電路用于對差分放大信號進行全波整流，近似得到與輸入信號成平方關系的直流項；所述求和電路連接N+1個檢波電路的輸出端，并對N+1個檢波電路輸出端的信號進行求和，近似得到待檢測信號的功率。本發明的有益效果在于 能夠滿足待檢測信號功率的大動態范圍的需求，需要的電源電壓較低、功耗低，符合現代無線通信系統的要求。
圖I為典型的現代無線通信系統的發射機的結構示意圖；圖2為本發明的發射信號強度檢測電路的電路框圖；圖3為圖2中發射信號強度檢測電路實現功率檢測的流程圖；圖4為圖2中檢波電路的電路圖；圖5為圖4中檢波電路的直流傳輸特性圖；圖6為圖4中的檢波電路的輸入輸出時域特性圖；圖7為圖2中放大電路的第一實施方式的電路圖；圖8為圖7中放大電路的大信號輸入輸出特性及小信號輸入輸出特性；圖9為圖2中放大電路的第二實施方式的電路圖；圖10為大信號經過圖9中的放大電路的傳輸特性圖及經過檢波電路的傳輸特性圖；圖11為本發明中連續分段對數線性特性的實現示意圖；圖12為圖2中的求和電路的電路圖；圖13為本發明的發射信號強度檢測電路對不同頻率待檢測信號強度檢測的效果圖。
具體實施例方式下面，結合附圖以及具體實施方式
，對本發明做進一步描述如圖2所示，為本發明的發射信號強度檢測電路的電路框圖。所述發射信號強度檢測電路100包括N+1個檢波電路10、N個放大電路20和一個求和電路30，其中，N為整數且大于或等于1，例如取值5、10等等。所述N的取值與待檢測信號的動態范圍要求相適應，要求的動態范圍越大，N的取值對應越大。每個放大電路20包括兩個輸入端和兩個輸出端，其中，N個放大電路20采用N級級聯的方式進行連接，第一個放大電路的兩個輸入端用于接收待檢測信號，所述N個級聯的放大電路用于擴展待檢測信號的動態范圍，對待檢測信號進行差分放大。每個檢波電路10包括兩個輸入端和一個輸出端,第一個檢波電路10的兩個輸入端用于接收待檢測信號，剩余N個檢波電路10中的每個檢波電路10的兩個輸入端連接一個放大電路20的兩個輸出端，所述N+1個檢波電路10用于對輸出的差分放大信號進行全波整流，近似得到與輸入信號成平方關系的直流項。
所述求和電路30連接N+1個檢波電路10的輸出端，并對N+1個檢波電路10輸出端的信號進行求和，近似得到待檢測信號的功率。即，對N+1個檢波電路10的輸出信號進行疊加，以完成對大范圍的功率信號(電壓信號的平方)的線性轉換，實現對功率信號大小進行檢測的功能。如圖3所示，為圖2中發射信號強度檢測電路實現功率檢測的流程圖。與以往傳統對數放大器通過PN結的V-I特性 得到對數關系來計算輸入信號本身的即時對數不同的是，本發明利用連續檢波對數放大測量信號的包絡在對數域中即時的低頻變化，近似得到對數線性函數，從而實現對待檢測信號的功率檢測。如圖4所示，為圖2中檢波電路的電路圖。每個檢波電路10包括第一 MOS管Ml、第二 MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第一電容Cl和第一電阻Rl，Ml的柵極和M2的柵極作為檢波電路10的兩個輸入端，用于接收輸入電壓Vin，Ml的漏極和M2的漏極相連，并接至一參考電平VDD，Ml的源極和M2的源極相連，作為第一端，輸出為Vcs，M3的柵極和M4的柵極相連，M3的源級和M4的源級分別接地，M3的漏極接第一端，M4的漏極與柵極相連，M4的漏極接入一偏置電流源Ib，所述第一端接Rl和Cl后接地，所述Rl和Cl之間的節點A作為檢波電路10的的輸出端。其中，所述Ml和M2相同，Rl和Cl構成低通濾波電路，用于濾除高頻信號而保留直流信號。圖4中的輸入輸出關系為
V.I I
Y= -J2-—廠—-s.-cs 2 th Jl ^ W其中Vin為輸入電壓，(或M2)的閾
A —a C ——
V 2 ox L
·>
值電壓，UnSMl(或M2)的遷移率，Cm為Ml (或M2)氧化層的電容，W/L表示Ml (或M2)的寬長比，Ib表示偏置電流源的大小)。如圖5所示，為圖4中檢波電路的直流傳輸特性圖。由圖中可以看出，對于幅值小的差分輸入信號，檢波電路10工作在線性區，表現為差分對模式，而對于幅值大的差分信號輸入，檢波電路10表現出源級跟隨特性，其輸出共源節點電壓以某一電壓偏移跟隨輸入變化。檢波電路10能夠將輸入信號轉換成直流信號，即輸出共源點電壓具有輸入信號頻率的二倍頻，通過三角等式可得到與輸入信號電壓呈幅度平方關系的直流項以及二次頻項，經過R1、Cl構成的低通濾波濾除高頻信號保留直流信號后，即能夠實現功率檢測。如圖6所示，為圖4中的檢波電路的輸入輸出時域特性圖。設定輸入到檢波電路10的輸入信號為s (t) =A (t) cos [ ω ct_ Φ (t)]，其二倍頻為.、.(/) = A2(J) COS'[iOJ + 泠(/)]= ^2(Z)—[1 +cos 2{COJ + φ{ ))]= — ^(0+—^(0cos2( >/ + #(0) 5 其中，第一項為直流項，第二項
+ /i2(/)cos2(叫/ +辦為交流高頻項，則直流項具有與輸入信號幅度平方的關系，在輸入為電壓或電流信號時，其平方即為功率信號。由此可見，檢波電路10能夠將輸入信號轉換成直流信號，對輸入信號進行功率檢測。圖7為圖2中放大電路的第一實施方式的電路圖。在該實施方式中，每個放大電路20包括第五MOS管M5、第六MOS管M6、第三電阻R3和第四電阻R4，M5的柵極和M6的柵極作為放大電路20的兩個輸入端，M5的源極和M6的源級相連后通過一電流源Ib接地，M5的漏極連接R3和R4后與M6的漏極相連，M5的漏極和M6的漏極端分別作為放大電路20的兩個輸出端。其中，R3和R4之間的節點B接入參考電平VDD，R3和R4相同，M5和M6與Ml和M2相同。基于二次晶體管模型，忽略體效應和速度飽和效應，圖7中放大電路20的差分對大信號特性為
權利要求
1.一種發射信號強度檢測電路，其特征在于，包括N+1個檢波電路、N個放大電路和一個求和電路，N為整數且大于或等于I ; 每個放大電路包括兩個輸入端和兩個輸出端，其中，N個放大電路采用N級級聯的方式進行連接，第一個放大電路的兩個輸入端用于接收待檢測信號，所述N個級聯的放大電路用于擴展待檢測信號的動態范圍，對待檢測信號進行差分放大； 每個檢波電路包括兩個輸入端和一個輸出端，第一個檢波電路的兩個輸入端用于接收待檢測信號，剩余N個檢波電路中的每個檢波電路的兩個輸入端連接一個放大電路的兩個輸出端，所述N+1個檢波電路用于對差分放大信號進行全波整流，近似得到與輸入信號成平方關系的直流項； 所述求和電路連接N+1個檢波電路的輸出端，并對N+1個檢波電路輸出端的信號進行求和，近似得到待檢測信號的功率。
2.如權利要求I所述的發射信號強度檢測電路，其特征在于，每個檢波電路包括第一MOS管、第二 MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一電容和第一電阻，第一 MOS管的柵極和第二 MOS管的柵極作為檢波電路的兩個輸入端，第一 MOS管的漏極和第二 MOS管的漏極相連，并接至一參考電平VDD，第一 MOS管的源極和第二 MOS管的源極相連，作為第一端，第三MOS管的柵極和第四MOS管的柵極相連，第三MOS管的源級和第四MOS管的源級分別接地，第三MOS管的漏極接第一端，第四MOS管的漏極與第四MOS管的柵極相連，第四MOS管的漏極接入一偏置電流源ιΒ，所述第一端接第一電阻和第一電容后接地，所述第一電阻和第一電容之間的節點作為檢波電路的的輸出端，其中，所述第一 MOS管和第二 MOS管相同。
3.如權利要求2所述的發射信號強度檢測電路，其特征在于，每個放大電路包括第五MOS管、第六MOS管、第三電阻和第四電阻，第五MOS管的柵極和第六MOS管的柵極作為放大電路的兩個輸入端，第五MOS管的源極和第六MOS管的源級相連后通過一電流源Ib接地，第五MOS管的漏極連接第三電阻和第四電阻后與第六MOS管的漏極相連，第五MOS管的漏極和第六MOS管的漏極端分別作為放大電路的兩個輸出端，其中，第三電阻和第四電阻之間的節點接入參考電平VDD，第三電阻和第四電阻相同，第五MOS管和第六MOS管與第一MOS管和第二 MOS管相同。
4.如權利要求2所述的發射信號強度檢測電路，其特征在于，每個放大電路包括第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管、第九MOS管、第十MOS管、第i^一 MOS管、第十二 MOS管、第十三MOS管、第二電阻和第三電阻，第五MOS管的柵極和第六MOS管的柵極分別作為放大電路的兩個輸入端，第五MOS管的源極和第六MOS管的源極相連后接入第十一MOS管的漏極,第五MOS管的漏極接第七MOS管的源級,第六MOS管的漏極接第八MOS管的源級，第七MOS管的柵極和第八MOS管的柵極相連后接入參考電平VDD，第七MOS管的漏極接第九MOS管的漏極，第八MOS管的漏極接第十MOS管的漏極，第九MOS管的柵極和第十MOS管的柵極相連后接地，第九MOS管的源極和第十MOS管的源極相連，第九MOS管的源極和第十MOS管的源極之間的節點接入參考電平VDD，第七MOS管的漏極端和第八MOS管的漏極端作為放大電路的兩個輸出端，第十一 MOS管的源級接地，第十一 MOS管的柵極接第十二 MOS管的柵極，第十二 MOS管的源級接地，第十二 MOS管的柵極與漏極相連后接第十三MOS管的源級，第五MOS管的柵極和第六MOS管的柵極分別通過第二電阻和第三電阻接第十三MOS管的柵極，第十三MOS管的柵極與漏極相連后接偏置電流源IB。
5.如權利要求4所述的發射信號強度檢測電路，其特征在于，第五MOS管和第六MOS管相同，第七MOS管和第八MOS管相同，第九MOS管和第十MOS管相同。
6.如權利要求4所述的發射信號強度檢測電路，其特征在于，每個放大電路還包括第二電容和第三電容，第五MOS管的柵極和第六MOS管的柵極分別接第二電容和第三電容后作為放大電路的兩個輸入端，所述第一個檢波電路的兩個輸入端分別通過第二電容和第三電容來接收待檢測信號，剩余N個檢波電路中的每個檢波電路的兩個輸入端分別通過第二電容和第三電容連接至一個放大電路的兩個輸出端。
7.如權利要求4所述的發射信號強度檢測電路，其特征在于，第一MOS管至第八MOS管及第i^一 MOS管至第十三MOS管為NMOS管，第九MOS管和第十MOS管為PMOS管。
8.如權利要求3或4所述的發射信號強度檢測電路，其特征在于，求和電路包括N+1個第五電阻、一個第六電阻、一個第四電容和第一運算放大器，每個檢波電路的輸出端分別通過一個第五電阻接入運算放大器的反向輸入端，運算放大器的正向輸入端接參考電壓VMf，運算放大器的反向輸入端通過并聯連接的第四電容和第六電阻連接至運算放大器的輸出端，運算放大器的輸出端作為求和電路的輸出端，用于輸出對N+1個檢波電路輸出端的信號進行求和后的直流電平。
全文摘要
本發明公開了一種發射信號強度檢測電路，包括N+1個檢波電路、N個放大電路和一個求和電路，其中，N個放大電路級聯后用于對待檢測信號進行差分放大；所述N+1個檢波電路用于對差分放大信號進行全波整流，近似得到與輸入信號成平方關系的直流項；所述求和電路對N+1個檢波電路輸出的信號進行求和，近似得到待檢測信號的功率。通過本發明的發射信號強度檢測電路，能夠實現對大范圍的待檢測信號的功率檢測，且功耗低。
文檔編號H04B17/00GK102932073SQ201210395629
公開日2013年2月13日 申請日期2012年10月17日 優先權日2012年10月17日
發明者何思遠, 曾隆月 申請人:廣州潤芯信息技術有限公司