脈沖和連續模式發射機的雙激光功率級控制和校準系統的制作方法

專利名稱：脈沖和連續模式發射機的雙激光功率級控制和校準系統的制作方法
技術領域：
本申請涉及固態激光驅動器領域。
背景技術：
各種設計的激光驅動器在本領域中是公知的。這樣的設備被用于驅動光發射機中的固態激光器來通過光纖線進行數據的光傳輸。這些設備具有高數據傳輸速率的能力，因此，在數據通信領域中找到的應用越來越多。然而，在此類應用中，必須考慮固體固態激光器具有各種特性。其中ー個特性在于至少對于具有高數據傳輸速率，因為在激光器從完全關閉到恢復產生激光條件需要時間，所以固態激光器在開啟和關閉條件之間不進行操作。 因此，對于高數據傳輸速率，此類激光器一般在作為ー個數據狀態的高光功率級和第二數據狀態的低得多的功率級之間進行操作。為了這里的目的，假設高光功率級將表示邏輯1， 并且低光功率級將表示邏輯0。高光功率級的P1和低光功率級Ptl的光功率級之間的比稱作消光比(P1AV。通常使用激光驅動器的用戶(即，光發射機的制造商)希望設置且控制消光比和平均功率。此外，激光驅動器輸出確保激光器以產生激光模式操作的DC電流rtias 和定義邏輯1光功率級和邏輯0光功率級的調制AC電流Imod。光發射器一般存在兩種類型連續的和時分復用的，諸如無源光網絡(PON)。PON 系統需要控制信號，脈沖使能(BEN)，其通過一次僅使能一個發射機來管理在共享相同波長的相同光纖上的多個發射機。在BEN對于特定發射機低時由于缺乏數據，脈沖模式操作增添了控制環路操作的復雜性。控制環路必須具有在脈沖時間開時間期間收斂或者在兩個脈沖之間保存環路狀態的能力。由于最小脈沖開時間處于幾百納秒數量級，并且典型的環路時間常數至少是更大的數量級，在脈沖開時間期間收斂通常是不可行的。理想地，該環路狀態應該被保持在在動態凍結模式，其中凍結數字狀態(例如本文后邊描述的值レ、I” Ibias, Imod)，但是模擬信號(例如本文后邊描述的本發明中到Filterin和Filterref的輸入信號)優選是活躍的以使用當前數據輸入或者(如果正常數據不可用)正常數據的近似值將本發明的Vin和Vref保持在最后的已知操作點處。每個光發射機通常包含接收一部分發射ニ極管發射的光的監視ニ極管來提供發射激光二極管的光功率測量。然而，這種監視ニ極管和它們的關聯電路不具有發射ニ極管的高頻能力，并且因此，這種監視ニ極管和它們的關聯電路具有關于監視ニ極管可以完成什么的實際限制。特別地，當需要非常小的帶寬感測平均功率(Pi+Po)/〗時，監視ニ極管可以容易地這樣做，但是通常不能感測到P1或Ptl,除非首先施加足夠的連續相同數字(CID)， 其表示用于感測P1的所有1的傳輸和用于感測Ptl的所有0的傳輸。當這些可以被完成的時候，它具有要求通常周期性地這樣做的劣勢，使得溫度的改變不使任何值脫離控制。這當然提供不期望的數據傳輸中斷。替代地，當在數據流中檢測到足夠數量的CID吋，可以實現使能針對感測ル或P1的CID檢測器。這對于實現是昂貴的并且對于可靠跟蹤激光器行為可能導致太少的更新。這種CID數據流的適時發生由于傳輸數據的隨機性質而是非確定性的。需要CID的周期性發生的系統是實際的。另ー種已經使用的方法是將相對低的頻率疊加在偏置電流Ibias或調制電流 Imod上或者疊加在兩者上來檢測光功率曲線的斜率。所檢測的激光的斜率與目標消光比、 目標平均光功率和隨后的操作平均光功率的測量一起可以被用來控制Ibias和Imod的值， 以獲得ル和P1的期望的值。然而問題在于光功率對發射ニ極管電流不是線性的，從而應用固定的斜率最多是實際激光器行為的相對粗略的近似。在該點上，P1的值中的合理誤差是可以容忍的。然而相同數量級的ル的值誤差無法被容忍，因為ル通常終究是一個這樣的小值。ル中同樣的誤差可以引起消光比的非常大的改變，并導致rtias值處于激光器閾值以下，這引起激光弛豫振蕩(relaxation oscillation)和不可接受的發射激光二極管的性能。圖1是來自美國申請公開號2002/0027690的圖6的副本，闡述了控制P。和P1不同的方式。在這個圖中，在線120和122上的輸出是到激光驅動器的激光偏置控制和激光調制控制。在這個圖中，利用感測監視ニ極管輸出中的峰值的峰值檢測器204和感測監視ニ極管輸出的最低值得谷檢測器206，通過跨導倒數(transimpedance)放大器200將來自監視 ニ極管的、在線117中的電流轉換為電壓。這些峰值和谷被當作Pt^PP1的測量，處理之后， 該測量提供激光調制和激光偏置控制信號。雖然該系統提供閉環控制，但是其高度依賴于傳輸的數據模式，以及依賴于在采樣時間內包含所有的1和所有的0的有效(significant) 串的數據。在每ー個控制路徑中，其還依賴于的DC偏移量，這樣可以大體上特定地與P。的值相比較。美國專利號5，974，063在某些方面和該系統相似。現有技術的其他示例可以在美國專利號5，502，298、5，535，038、5，850，409、 6,414，974,6，807，209,6，829，267,6，859，473,6，907，055,6，928，094,6，993，459, 7,088，752,7, 142，574,7, 245,828 和 7，349，454 以及美國專利申請公開號 2005/0226292 和2009/0310961中找到。同樣，用于測量或感測功率級的設備可也可從商業上獲得，諸如 Agilent數字通信分析儀和光學采樣示波器(86100A/B/C、86106B、86107A、86119A)以及 Agilent 多通道功率計(N7751A、N7752A、N7761A、N7762A、N7764A)。


圖1是美國專利申請公開號2002/0027690的圖6的副本。圖2示出了脈沖模式/連續監視ニ極管跟蹤環路(MDTL或者動態差分閉環估計器)O圖3示出了 MDTLBW匹配。圖4示出了 MDTL偏移校正。圖5示出了 MDTL環路濾波器。圖6示出了 TOSA的虛擬地。圖7示出了系統校準。圖8示出了可以與圖9和圖10的實施例一起使用的電路元件。
圖9利用圖8的電路來實質上復制圖2的電路。圖10使用圖8的電路但是在本發明的不同的實施例中。圖11示出了用于感測隨機數據中的期望的串的快速峰值檢測器的添加。圖12示出了圖11的快速峰值檢測器的使用。
具體實施例方式現在參考圖2，可以看到本發明的一個實施例的框圖。假設脈沖使能BEN開啟的瞬間。相應地輸入數據DATAin通過復用器Ml和AND (與)門施加到跨導放大器OUT和時間延遲電路、。該跨導放大器OUT的輸出連接到包括激光二極管LD (系統的發射機激光二極管)的外部電路。激光二極管LD所發出光的一部分耦合到監視ニ極管MD，其提供與其耦合的光成比例的監視ニ極管輸出電流。這提供到可編程的増益級跨導倒數放大器I/V的輸入作為到標記為MDTLs的塊(監視ニ極管跟蹤環路)的輸入。同時，時間延遲h的輸出通過復用器M2被施加到跨導倒數放大器I/VDm。跨導倒數放大器I/VDm放大時間延遲的 DATAin信號來提供依賴于被反饋回到這里的I1和Iq值的輸出電壓，如由DATAin信號的狀態來確定。平均功率目標和消光比目標作為到系統的輸入而被提供，尤其提供給標記為APC 和ERC的塊。像上文所解釋，這些塊更新激光偏置電流Ibias和調制電流Im。d，，并將這兩個電流提供到跨導倒數放大器OUT來驅動激光二極管LD。這些電流基于監視ニ極管跟蹤環路 (MDTL)的輸出被調整。監視ニ極管MDTL (也被稱作動態差分閉環估計器)的目的是提供監視ニ極管輸出的測量以使發射激光二極管LD的控制能夠達到目標平均光功率和消光比。這是通過為監視ニ極管MD的輸出提供第一信號路徑和為延遲的DATAin信號提供第二路徑來完成的，諸如信號Vin和Vref的信號波形互相匹配。如上所述，監視ニ極管輸出具有比激光二極管LD低得多的寬度，當然也比DATAin信號低得多。因此為了波形的匹配，提供了 Filterin和Filterref。 在一個優選的實施例中，這些濾波器是可編程模擬濾波器。Filterin和Filterref具有非常不同的轉移函數，Filterin優選地具有將監視ニ極管MD信號的滾降(rolloff)延伸到較高頻率的某些重點，而Filterref提供滾降使得對DATAin信號的Filterref的頻率響應輸出與如通過Filterin提供的激光二極管LD、監視ニ極管MD以及關聯電路的頻率響應相同。同樣在優選的實施例中，Filterin和Filterref都是可編程濾波器，通過配備有匹配BW代碼自適應電流對它們編程，以及另外該適配電路感測兩個信號的頻率內容并且因而調整濾波器以匹配兩個路徑的頻率內容。差分頂部峰值檢測器檢測Vin和Vref兩個信號的每ー個的峰值(上振幅)，并基于這兩個低值的比較提供輸出信號ERIV類似地，差分底部峰值檢測器檢測Vin和VMf兩個信號的每ー個的低峰值(下振幅)，并基于這兩個峰值的比較提供信號ERR115如圖2中所示，該差分頂部峰值檢測器被標記“0”Det并且該差分底部峰值檢測器由“l”Det標識，由于跨導倒數放大器I/V和I/VDm使信號反轉，所以相當于與地相反的VCC感測峰值，并且因而該峰值檢測器被標記為與期望的相反。該峰值檢測器的輸出被累積在環路濾波器中并被反饋以控制針對跨導倒數放大器i/vDm的電流I1和レ。因此，被反饋回到跨導倒數放大器I/VDm的值Itl和I1將穩定 (settle out)在如下值處，差分頂部峰值檢測器和差分底部峰值檢測器針對該值感測在Vin和相等時的對應峰值。實際控制兩個值的該反饋環路在此將被稱作I1, Itl環路。在這種情況下，那些反饋電流I1和Itl是對應于發射激光二極管LD的光功率輸出Pl和PO的現有監視ニ極管MD輸出的良好測量。因而，被標記為AVG的電路可以平均I1和Itl的多個值以確定并提供用于系統跟蹤的監視ニ極管輸出MD1-MDqij這些是多位形式的數字輸出。然后，與P1和Ptl成比例的電流I1和Ici被反饋到APC和ERC塊以便與平均功率目標和消光比目標相比較。假設I1, Itl環路已經安定在不符合平均功率目標和消光比目標的 I1和Itl的平均值上，在Ibias和Imod上進行計算調整。這改變了激光二極管LD上的驅動， 并且因此改變了監視ニ極管MD的輸出，這要求先前描述的I1, Itl環路安定在新的I1和Itl的值。調整發射激光二極管LD驅動的、包括值I1和Ici的反饋的環路在此被稱作rtias，Imod 環路。如所要求的那樣，在將rtias，Imod環路安定在新的值上以后，從AVG塊到APC和ERC 塊的反饋再次與根據平均功率目標和消光比目標所確定的值進行比較以進一步調整Ibias 和Imod的值。因此，系統將以Ibias和Imod的初始值開始，然后允許I1, I。環路穩定在反饋到I/ Vdupl跨導倒數放大器的I1和Itl的穩定值或者平均值，在那之后，那些些值或ー些與其成比例的值被反饋在rtias，Imod環路中，從而與由平均功率目標和消光比目標輸入所確定的值相比較，根據該比較，基于期望的計算調整、使用針對rtias和Imod的新的值來重復全部序列，以最佳地修正反饋信號來匹配由平均功率目標和消光比目標所確定的對應信號。因此，特別地通過使用多位信號，在不測量實際的P1和Ptl的值的情況下實現系統到命令的平均功率目標和消光比目標的收斂。因此，從上述特定優選實施例中可以看到，根據信號Vin和Vref的波形匹配，通過反饋I1和Itl到放大器I/VDm，可以使信號的相對高和低相等，使Ibias和Imod的值保持固定。然后這些值直接或間接地被用來與根據平均功率目標和消光比目標確定的值進行比較以更新Ibias和Imod值，從而調整激光二極管LD的驅動并且重復該過程。在一個實施例中，一旦I1, I。環路安定，就在其輸出被反饋到rtias，Imod環路之前對它的輸出多次采樣并平均。同樣如將在下文更詳細地描述的那樣，對數據的某些監測被高效地完成，使得使用一些所選特性的數據串來完成I1, Itl環路的重復安定，或者通過給予更多的權重到更多“有利的”數據串來完成，因為到1和O交替的數據串的監視ニ極管輸出的振幅可能將不足以提供好的結果。同樣，隨后I1和Itl的電流值被保持在脈沖之間并且在每個脈沖后被恢復 (reinstate)，使得在重復短脈沖的情況下，I” Itl環路的任何ー個安定實際上可以跨越或延伸至多個脈沖。再次參考圖2，在脈沖之間的時間期間，如果DATAin處的外部數據不可用，那么通過復用器M2向跨導倒數放大器I/VDm并且通過開關向跨導倒數放大器I/V的輸出提供空閑模式。這使得兩個放大器都具有相同的輸出，這繼而允許使用傳統的偏移修正技術來對信號路徑中的偏移歸零。它同樣在脈沖返回時針對快速恢復的活躍狀態中維持模擬電路， 尤其是對Filterin和Filterref和所得Vin和VMf信號的輸入。同樣在圖2中示出的是連接到發射ニ極管LD和監視ニ極管MD的ー些外部電路，這可能隨激光二極管的類型而變化。然而，它的功能是在激光二極管LD和監視ニ極管MD之間的共同的連接處提供虛擬接地，使得對激光二極管的電驅動不耦合到監視ニ極管以給出光碰撞在其上的假指示。同樣如圖2所示的是模擬輸出MD·，其反映供用戶用來調諧該系統的監視ニ極管輸出。
因此，如果P1和Ptl已知，則除了 Km、激光二極管LD和監視ニ極管MD之間的光耦合之外都是已知的。生成與P1成比例的I1和與Ptl成比例的Itl的跟蹤環路提供利用最小數據脈沖保持準確的結果。針對每個發射機發光組件類型來優化外部無源網絡。好的光發射機輸出和監視ニ極管反饋可以通過將MDot作為可觀測信號而同時實現。還提供內置的校準鉤子(諸如在圖2中所示的校準模式生成器)以顯著的減少制造成本。在圖7中進ー 步描述的自動校準使能消光比校準而不需要昂貴的采樣示波器，在生產環境中，特別在PON 標準所要求的非常高的消光比下，采樣示波器引入附加的誤差(由于光電轉化器単元中的偏移)。取決于使用的激光二極管類型和監視ニ極管類型，所需的匹配BW的代碼可以隨溫度變化，盡管覆蓋任何傳統溫度范圍所需的代碼數量將非常受限并且溫度溫度查找表將不要求針對使用相同類型的激光二極管和監視ニ極管的獨立模塊而改變。而且，并且可能是最重要的，校準可以僅僅在ー個溫度處和足夠的性能下完成，該足夠的性能在具有在獨立發射機光組件基礎上所要求的溫度范圍上不校準的相當寬的操作溫度范圍上實現。因此可以在一次的基礎上完成光發射機組件類型的表征并且可以在產生單個溫度處的校準中充分使用。現在參考圖3，可以看到某種程度上更詳細示出的圖2的一部分。該電路的目的并且尤其是濾波器Filterin和Filtei^ef是使Vin和VMf具有相同的瞬態行為。由于不存在對于開放數據眼的需要，因此存在不止ー個自由度來優化信干比。Fzero級可以是在0和對于 fp。le的全補償值(監視ニ極管電容Cmd和MDin等效輸入電阻Req)之間的任何值，而高階極 (fhop)被用來移除高階失配分量。自適應可以被用來補償電壓和溫度變化，即使不使用，匹配的BW代碼也可以被直接用來控制fh。p和fZCT。/fp。le。輸入和參考路徑以及關聯的濾波器的互導倒數級可以以各種組合實現。在圖4中更詳細地示出了偏移修正。這里，示出了兩階段動態差分偏移修正，即， 調零(nulling)和跟蹤。因為在調零(發生在脈沖之間并且在脈沖期間規則發生)期間兩個路徑具有相同的輸入，誤差ERRtl和ERR1可以在前置放大器的輸入處被檢測到，包括該前置放大器本身的偏移，并且可以在跟蹤階段期間被移除。在調零階段期間，空閑或調零數據模式保持所有環路活躍并且動態地以最后已知條件平衡，在此期間，抵償所有的偏移。雖然示出了輸出存儲，但是也可以使用輔助輸入存儲。如上所指出的，在脈沖關狀態中，保存系統狀態(I” I。、Ibias和Imod)，等待下ー個脈沖。現在參考圖5，可以對系統進行進ー步增強。ー種增強是使用具有CID(連續相同數字)檢測器的加權移動平均(WMA)來基于感測到的發射信號的CID來控制加權。可以基于輸入統計和匹配帶寬來優化權重。ー個CID加權的示例是對于Wi的0-2位CID ；對于Wj 的3位CID ；對于Wk的6位CID。最簡單的加權形式是Wk = Wj = Wi-未加權的，因此不存在對于CID檢測器的需要。當脈沖使能BEN關閉吋，不能做數據和更新。替代地，出于該目的可以使用特別放入的長CID，盡管因為其使用一些專用傳輸時間而不是優選的。圖6示出了虛擬地的調諧。MD-連同光輸出眼可用于調諧每個TOSA配置(不是針對每個獨立的T0SA)的多個外部部件。濾波部件不在片上實現以為不同的TOSA配置提供調諧靈活性。該虛擬地將在激光二極管LD上的監視ニ極管MD電容的負載最小化，該虛擬地也將從激光二極管LD到監視ニ極管MD信號路徑的電干涉最小化。示出一種允許獨立調諧陽極和陰極來補償TOSA的內部電感的可能配置。
圖7示出在ー個溫度處不具有昂貴設備的完整校準系統。僅僅需要DC光功率計。 PRBS(偽隨機位序列)輸入模式可以在芯片上生成。集成的/基于控制器的測試系統可以被用來執行寫/讀操作和用于校準的基礎計算。該校準由兩個階段組成平均功率校準和消光比校準。可編程增益代碼和平均功率目標，連同DC功率計一起被用于完成平均功率校準。該平均功率校準過程如下1)使能校準模式；2)寫入平均功率和消光比目標；3)啟動 APC和ERC環路；以及4)讀取光功率計輸出Pavg,meas并調整可編程增益代碼和平均功率目標來實現所需的Pavg, meas。消光比校準過程在圖2和圖10的實施例之間略微不同。對于圖2 和圖9中的第一實施例，該過程如下1)在平均功率校準的結尾處，停止APC和ERC環路，因此將Ibias和Imod凍結在它們當前的值上；2)讀取MDtl和MD1目標值MDtl, target和MD1, target 并存儲；3)輸入PRBS/系統測試模式并讀取MDq和MD1 ；以及4)調整匹配BW代碼直到MDtl 和MD1匹配MDtlitoget和MDlitogett5對于圖10的實施例，過程如下1)在平均功率校準的結尾處，停止APC和ERC環路，因此將Ibias和Imod凍結在它們當前的值；2)切換圖10中的復用器 Ml 以將 IM0 和 IM1 路由到 IQ,IN 和 Ι1>ΙΝ ；3)讀取 MDtl 和 MD1 目標值 MDQ,target 和 MDlitarget ； 4)輸入PRBS/系統測試模式并且讀取MDtl和MD1 ；以及5)調整匹配BW代碼直到MDtl和MD1 匹配MDtl, target和MDしtogrt。消光比校準可能被完全片上執行或借助于串行接口和控制器或 PC執行。這樣，平均功率和消光比在沒有使用外部示波器時被校準。現在參考圖8，可以看到可以與圖9和圖10的實施例一起使用的電路元件。這基本是虛線內的圖2的一部分，盡管在圖2中被標記為MDot的監視ニ極管輸出的模擬輸出被有效的標記為MDmik，因為在可編程增益級I/V中從鏡像中提供監視ニ極管輸出。類似地，圖 2中針對匹配帶寬代碼的輸入被標記為BW胃，并且圖2中針對跨導倒數放大器I/VDm的電流源的I1和Itl被標識為I1i1n和Itl,IN，同時由信號CKm對鎖存I1和Itl計時。圖9利用圖8的電路來大體上復制圖2中的電路。然而圖10通過不同的方式使用圖8中的電路。特別地，如可以在此看到的，平均功率目標和消光比目標兩者都被提供給生成塊，該生成塊根據如下方程生成/產和/氣Jf = ERxJf
「 ^ Ttgt 2 χ AP=-
10 ER + 1在脈沖期間，這些目標值通過復用器M3作為輸入I1, IN和Itl, IN而被提供。因為這些電流被目標值有效地強制，所以信號Vin和Vref (圖8)將不匹配直到電流rtias和Imod 匹配目標值這樣的時間。因此信號ERRtl和ERR1通過環路濾波器累積并且通過鎖存器BIAS 和MOD而被應用，這驅動Ibias和Imod到Ibias和Imod的目標值。因此，在這個實施例中， 僅存在調整兩個參數Ibias和Imod的有效的單個環路來實現平均功率目標和消光比目標。 如上所述，在脈沖之間凍結或存儲Ibias和Imod的值，使得在下一個脈沖開始，系統被恢復到上ー個脈沖的結尾狀態。關于先前的實施例，Ibias和Imod可以被用戶或系統讀出，并且也可以被強制為外部特定值或由系統強制。在前邊提及一些數據的監視被有效的完成，使得使用一些選擇的特性的數據串或不同權重的數據串來完成I1, Itl環路的重復安定，因為監視ニ極管輸出到1和O交替數據串的振幅在高數據速率上將不足以提供良好的結果。類似地，不同于依賴于所有O和所有1 的長串來測量Ptl和P1的某些現有技木，本發明對將通常具有更多有限“連續”數據串的隨
12機數據最佳地響應。特別地，在一個實施例中，附加峰值檢測器被與圖2，4和8的頂部和底部峰值檢測器并聯使用，即如在圖11中所示的“快速”峰值檢測器，并且可以被連接至Vin 信號或信號。這些峰值檢測器比前邊描述的峰值檢測器快(響應于較高頻率，即，較高數據速率的頻率)，因此它們將所有0和所有1的短串比與其并聯的較慢峰值檢測器響應得快。因此，通過將兩個頂部峰值檢測器的輸出進行比較并且將兩個底部峰值檢測器的輸出進行比較，就可以檢測到0和1的短串。在圖11中，快速頂部峰值檢測器和快速底部峰值檢測器使用Vref作為它們的輸入，而分別將快速頂部峰值檢測器和快速底部峰值檢測器的輸出與針對Vref信號的頂部峰檢測器和底部峰值檢測器的輸出進行比較。替代地，快速頂部峰值檢測器和快速底部峰值檢測器可以使用Vin作為它們的輸入，而將快速頂部峰值檢測器和快速底部峰值檢測器的輸出分別與頂部峰檢測器和底部峰值檢測器的輸出針對Vin 信號進行比較。CID長串符不是必需的；僅需要高“平均”值或低“平均”值來限定采樣。這被示出在圖12中，圖12示出了建立系統所需的頂部峰值檢測器的響應中的差的閾值以響應于峰值檢測器輸出。相同的概念被應用到底部峰值檢測器，Q0和Q1提供已經符合閾值的指示 (資格)，使得系統可以響應于對應的信號ERRtl和ERR115注意，如先前所述，MD輸入和峰值檢測器信號之間的倒轉。如在圖11中可以看到，通過設置帶寬比BW比可以設置峰值檢測器的響應的差。在一個實施例中，限定器和時鐘為320MHz速率，而更新時鐘是IOMHz速率。在這里已經描述的用于脈沖模式和連續模式的發射機的雙激光功率級控制和校準系統，其使用可以在ー個或兩個閉環中被稱作估計器的事物來基于監視ニ極管的輸出和平均功率級和消光比的控制輸入估計和設置用于發射激光的PO和Pl功率級。該估計器不要求輸入數據模式的任何特定形式，但是卻可以使用NRZ編碼的傳輸數據來連續地估計和修正激光的PO和Pl功率級。對于脈沖模式操作，雙激光功率級控制和校準系統的狀態被保持在脈沖之間，并且另外，該估計器用空閑模式保持活躍，以使在脈沖的開始處的安定基本上是立即的。監視ニ極管的輸出包括四條信息，即，正在傳輸的數據、監視ニ極管帶寬、發射ニ 極管的高或P1功率級和發射ニ極管的低或PO功率級。在估計器中，監視ニ極管輸出在第一信號路徑中被處理，并且輸入數據在第二信號路徑中被處理。監視ニ極管具有比發射ニ 極管低(和正在傳輸的數據)低得多的帶寬，盡管兩個信號路徑的每個都包含濾波器，使得在兩個信號路徑中的信號的帶寬在濾波器之后是相同的(但比數據本身的低)。差分峰值檢測器檢測在這兩個信號路徑中的信號的頂部峰值的差以提供第一誤差信號(ERR0),并且第二差分峰值檢測器檢測在兩個信號中的底部峰值的差以提供第二誤差信號(ERR1)。這些差分峰值檢測器在感測中是動態的，在感測中，它們連續比較峰值并且響應于該比較來提供誤差信號，而不論峰值的量級如何。因此，動態差分峰值檢測器連續操作，將發射信號數據與監視ニ極管信號相比較，這兩個都是有源信號，這與根據用于與DC參考相比較的任意 CID(連續相同數字)是相反的。空閑模式被用來維持在缺少輸入數據期間的動態操作點， 并且提供偏移修正以修正否則將產生比較誤差的偏移。在一個實施例中，誤差信號通過環路濾波器并且被反饋到估計器的數據信號路徑中的跨導倒數放大器以根據反饋到其的值來提供跨導倒數放大器的輸出電壓，如由DATAin 信號的狀態來確定。這形成第一或內部反饋環路。
當第一反饋環路安定吋，反饋信號與發射ニ極管功率級成比例，并且耦合(或其平均或加權的平均被耦合)至電路，該電路基于平均功率值和消光比的輸入來將反饋信號和相應的計算的所需發射ニ極管功率級進行比較。這形成了第二或外部反饋環路。如果發射ニ極管不操作在所計算的功率級上，則該發射ニ極管功率級被調整，并且通過讓第一反饋環路在此安定于監視ニ極管輸出的新值等來重復該過程。在另ー個實施例中，基于平均功率級和消光比的輸入與所需功率級成比例的計算的值被提供給估計器的數據信號路徑中的跨導倒數放大器，從而設置數據信號路徑中的所需功率級，并且將所得的誤差信號耦合至環路濾波器，并且然后用于調整發射ニ極管的功率級。因此在這個實施例中，存在安定到所需發射ニ極管功率級的單個反饋環路。當然在任何的實施例中，可以進行明顯小的改變以適應定義除平均功率和消光比之外的所需功率級的輸入，諸如，通過舉例的方式，是所需功率級本身的輸入指示。這里所述的優選的實施例已經關于將激光二極管用作發射ニ極管而被描述，盡管可以使用任何光發射機，激光二極管僅僅是光發射機的ー個例子。因此，本發明具有多個方面，可以根據需要獨立地或以各種組合來實現這些方面。 雖然已經出于示范而不是限制的目的在此公開并描述了本發明的某些優選實施例，但是本領域技術人員將理解可以在其中進行形式和細節上的各種改變而不脫離如ー些權利要求書的全部廣度所限定的本發明的精神和范圍。
權利要求
1.一種控制光發射機的功率級的方法，包括提供第一信號路徑，用于接收和過濾發射信號，所述發射信號還用于控制所述光發射機，所述第一信號路徑包括第一放大器，所述第一放大器響應于所述發射信號和第一級控制信號提供表示第一邏輯狀態的第一輸出，以及響應于所述發射信號和級控制信號提供表示第二邏輯狀態的第二輸出；提供第二信號路徑，用于接收和過濾來自于監視所述光發射機的發射的監視ニ極管的信號；如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號跟蹤如在所述第二信號路徑中過濾的監視ニ極管信號的頻率響應；差分地比較第一差分峰值檢測器的輸出、如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號和如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的上振幅，以產生第一誤差信號，并且差分地比較第二差分峰值檢測器的輸出、如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號和如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的下振幅，以產生第二誤差信號；使用所述第一誤差信號和所述第二誤差信號來調整所述光發射機的高光功率級和低功率級以實現目標平均光功率級和消光比。
2.如權利要求1所述的方法，其中組合如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述上振幅與如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的上振幅之間的多個比較和如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的下振幅與如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的下振幅之間的多個比較以實現目標平均光功率級和消光比。
3.如權利要求2所述的方法，其中基于不同的數據串給予某些比較比其他比較更多的權重。
4.如權利要求3所述的方法，其中不同數據串由連續相同數字檢測器檢測。
5.如權利要求4所述的方法，其中所述連續相同數字檢測器分離地檢測第一邏輯狀態的所述連續相同數字和第二邏輯狀態的連續相同數字。
6.如權利要求3所述的方法，其中通過以下內容來檢測所述數據串將如由所述第一差分峰值檢測器輸出的所述發射信號的所述上振幅與具有比所述第一差分峰值檢測器更高的頻率響應的第三峰值檢測器的輸出相比較，所述第三峰值檢測器檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述上振幅；以及將如由所述第二差分峰值檢測器輸出的所述發射信號的所述下振幅與具有比所述第 ニ差分峰值檢測器更高的頻率響應的第四峰值檢測器的輸出相比較，所述第四峰值檢測器檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述下振幅；或者將如由所述第一差分峰值檢測器輸出的所述監視ニ極管信號的所述上振幅與具有比所述第一差分峰值檢測器更高的頻率響應的第三峰值檢測器的輸出相比較，所述第三峰值檢測器檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述上振幅；以及將如由所述第二差分峰值檢測器輸出的所述發射信號的所述下振幅與具有比所述第 ニ差分峰值檢測器更高的頻率響應的第四峰值檢測器的輸出相比較，所述第四峰值檢測器檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述下振幅。
7.如權利要求3所述的方法，其中通過以下內容來檢測所述數據串將如由所述第一差分峰值檢測器輸出的所述發射信號的所述上振幅與具有比所述第一差分峰值檢測器更高的頻率響應的第三峰值檢測器的輸出相比較，所述第三峰值檢測器檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述上振幅；以及將如由所述第二差分峰值檢測器輸出的所述發射信號的所述下振幅與具有比所述第 ニ差分峰值檢測器更高的頻率響應的第四峰值檢測器的輸出的相比較，所述第四峰值檢測器檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述下振幅。
8.如權利要求1所述的方法，其中如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述上振幅與如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的所述上振幅的比較的測量以及如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的所述下振幅和如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的所述下振幅的比較的測量作為反饋信號反饋到所述第一信號路徑中的所述第一放大器作為所述第一和第二級控制信號。
9.如權利要求8所述的方法，進ー步包括響應于所述反饋信號來監視信號輸出，所述反饋信號是所述光發射機的所述高光功率級和所述低光功率級的指示。
10.如權利要求8所述的方法，其中響應于所述反饋信號的信號還用于設置所述光發射機的功率級。
11.如權利要求8所述的方法，其中響應于所述反饋信號的平均的信號還用于設置所述光發射機的功率級。
12.如權利要求8所述的方法，其中響應于反饋信號的所述平均的信號被用于相對于根據目標平均光功率級和消光比的輸入計算的光發射機功率級的值來調整將提供給所述光發射機的功率級。
13.如權利要求8所述的方法，其中響應于所述反饋信號的信號被用于相對于根據目標平均光功率級和消光比的輸入計算的光發射機功率級的值來調整將提供給所述光發射機的功率級。
14.如權利要求8所述的方法，其中在脈沖之間，保持之前脈沖結尾處的所述光發射機功率級以在下一個脈沖的開始處使用。
15.如權利要求8所述的方法，其中在脈沖之間，保持所述反饋值以在下ー個的脈沖開始處使用。
16.如權利要求8所述的方法，其中在脈沖之間，當不提供數據時，向所述第一和第二信號路徑提供空閑模式。
17.如權利要求1所述的方法，其中所述第一和第二級控制信號響應于目標光發射機功率級。
18.如權利要求17所述的方法，其中在脈沖之間，保持在之前脈沖結尾處的所述光發射機功率級以在下一個脈沖的開始處使用。
19.如權利要求18所述的方法，其中在脈沖之間，當不提供數據時，相所述第一和第二信號路徑提供空閑模式。
20.如權利要求1所述的方法，進ー步包括在各自的環路濾波器中過濾所述第一和第二誤差信號；以及使用所述環路濾波器的輸出來調整所述光發射機的高光功率級和低功率級以實現目標平均光功率級和消光比。
21.如權利要求1所述的方法，進ー步包括提供第一校準模式來控制光發射機，使用DC光功率計測量所述光發射機的平均功率并調整可編程增益代碼和平均功率目標來實現所需的所測量的平均光功率。
22.如權利要求21所述的方法，其中所述第一校準模式和所述環路濾波器的輸出的平均針對給定的消光比目標提供激光消光比的測量。
23.如權利要求22所述的方法，進ー步包括提供外部校準模式以通過匹配所測量的所述環路濾波器的輸出的平均值與來自所述第一校準模式的存儲的值來校準所述消光比。
24.如權利要求1所述的方法，進ー步包括通過過濾為連接所述光發射機和所述監視ニ極管的共有節點提供虛AC接地。
25.如權利要求M所述的方法，進ー步包括響應于所述監視ニ極管的模擬輸出來提供輸出，用于針對每個發射機光組件配置調諧多個外部部件。
26.一種用于控制光發射機的功率級的裝置包括第一信號路徑，包括第一放大器和濾波器，用于接收并過濾發射信號，所述發射信號還用于控制所述光發射機，所述第一放大器響應于所述發射信號和第一級控制信號提供表示第一邏輯狀態的第一輸出，以及響應于所述發射信號和第二級控制信號提供表示第二邏輯狀態的第二輸出；第二信號路徑，包括第二放大器和濾波器，用于接收并過濾自監視所述光發射機發射的監視ニ極管的信號；在所述第一和第二信號路徑中的所述濾波器提供具有相似頻率響應的過濾信號；第一差分峰值檢測器，用于提供到第一和第二比較器的輸出以便比較如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號和如在所述第二信號路徑中過濾的監視ニ極管信號的上振幅以及比較如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號和如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的下振幅；以及電路，用于基于所述第一差分峰值檢測器的輸出來調整所述光發射機的高光功率級和低光功率級以實現目標平均光功率級和消光比。
27.如權利要求沈所述的裝置，其中用于基于所述第一差分峰值檢測器的輸出來調整所述光發射機的高光功率級和低光功率級以實現目標平均光功率級和消光比的電路包括如下電路，該電路用于組合如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號和如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的上振幅之間的多個比較和如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號和如在所述第二信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的下振幅之間的多個比較以實現目標平均光功率級和消光比。
28.如權利要求27所述的裝置，其中用于組合多個比較的電路包括用于基于不同的數據串給予ー些比較比其他比較更多權重的電路。
29.如權利要求觀所述的裝置，其中用于基于不同的數字串給予ー些比較比其他比較更多權重的電路包括比所述第一差分峰值檢測器更快的第二和第三峰值檢測器。
30.如權利要求觀所述的裝置，其中用于給予一些比較比其他比較更多權重的電路包括數據串檢測器，具有第二和第三峰值檢測器，每個都具有比所述第一差分峰值檢測器更高的頻率響應； 第三和第四比較器； 耦合所述第三比較器以比較a)如由所述第一差分峰值檢測器輸出的所述發射信號的上振幅和檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的上振幅的所述第二峰值檢測器的輸出；以及耦合所述第四比較器以比較b)如由所述第一差分峰值檢測器輸出的所述發射信號的下振幅和檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的下振幅的所述第三峰值檢測器的輸出；或者耦合所述第三比較器以比較a)如在所述第一信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的上振幅和檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的上振幅的所述第二峰值檢測器的輸出；以及耦合所述第四比較器以比較b)如在所述第一信號路徑中過濾的所述監視ニ極管的下振幅和檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述監視ニ極管信號的下振幅的所述第三峰值檢測器的輸出。
31.如權利要求觀所述的裝置，其中用于給予一些比較比其他比較更多權重的電路包括數據串檢測器，具有；第二和第三峰值檢測器，每個都具有比所述第一差分峰值檢測器更高的頻率響應； 第三和第四比較器； 耦合所述第三比較器以比較a)如由所述第一差分峰值檢測器的輸出的所述發射信號的上振幅和檢測如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號的上振幅的所述第二峰值檢測器的輸出；以及耦合所述第四比較器以比較b)如由所述第一差分峰值檢測器的輸出的所述發射信號的下振幅和檢測所述如在所述第一信號路徑中過濾的所述發射信號下振幅的所述第三峰值檢測器的輸出。
32.如權利要求沈所述的裝置，其中所述第一差分峰值檢測器的輸出被耦合回到在所述第一信號路徑中的所述第一放大器作為所述第一和第二級控制信號。
33.如權利要求32所述的裝置，進ー步包括用于在脈沖之間保持所述第一和第二級控制信號的電路。
34.如權利要求32所述的裝置，進ー步包括當不提供數據時，在脈沖之間向所述第一和第二信號路徑提供空閑模式。
35.如權利要求32所述的裝置，其中所述第一差分峰值檢測器的輸出通過環路濾波器被耦合回到所述第一信號路徑中的所述放大器作為所述第一和第二級控制信號。
36.如權利要求35所述的裝置，用于調節基于所述第一差分峰值檢測器的輸出來調整所述光發射機的高光功率級和低光功率級以實現目標平均光功率級和消光比的電路包括響應于所述第一和第二級控制信號以控制所述光發射機的功率級的電路。
37.如權利要求35所述的裝置，進ー步包括響應于所述第一和第二級控制信號以及目標平均光功率和消光比的輸入來控制所述光發射機的功率級的電路。
38.如權利要求35所述的裝置，進ー步包括模擬所述光發射機的控制的模式生成器；以及用于提供所述環路濾波器的輸出的平均輸出來校準所述光發射機増益的電路；由此所述光發射機的増益可以被校準。
39.如權利要求沈所述的裝置，進ー步包括，響應于所述第一差分峰值檢測器的輸出的監視信號輸出，作為所述光發射機的所述高光功率級和所述低功率級的指示。
40.如權利要求沈所述的裝置，其中所述第一和第二級控制信號是目標光發射機功率級的計算值。
41.如權利要求40所述的裝置，進ー步包括當不提供數據時，在脈沖之間向所述第一和第二信號路徑提供空閑模式。
42.如權利要求沈所述的裝置，其中在脈沖之間，在之前脈沖的結尾處保持所述光發射機功率級以在下一個脈沖的開始處使用。
43.如權利要求沈所述的裝置，其中在所述第二信號路徑中的所述第二放大器具有可編程增益。
44.如權利要求沈所述的裝置，其中在所述第一和第二信號路徑中的濾波器是可編程濾波器。
45.如權利要求44所述的裝置，進ー步包括自適應電路，其感測所述第一信號和第二信號路徑中的濾波器的輸出中的頻率內容以及因而調整所述濾波器以匹配兩個濾波器的輸出的頻率內容。
46.如權利要求沈所述的裝置，進ー步包括，用于響應于所述監視ニ極管的模擬輸出提供輸出以便針對每個發射機光組件配置調諧多個外部部件。
全文摘要
脈沖和連續模式發射機的雙激光功率級控制和校準系統。第一信號路徑接收發射信號，該信號還驅動發射激光，并且第二信號路徑接收監視二極管的輸出。所述第一和第二信號路徑包括過濾，使得兩個信號路徑具有類似的頻率響應。比較兩個信號路徑的上和下振幅，基于這些比較來調整光發射機的功率級。公開了具有一個控制環路和兩個控制環路的實施例。
文檔編號H04B10/17GK102594459SQ201110461309
公開日2012年7月18日 申請日期2011年10月29日 優先權日2010年10月29日
發明者J·C·阮, J·菲利普, M·C·拉瓦 申請人:馬克西姆綜合產品公司