專利名稱：一種ofdm/oqam系統及其時頻同步方法
技術領域：
本發明屬于移動通信技術領域，特別涉及一種交錯正交幅度調制的正交頻分復用(0FDM/0QAM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation)系統及其時頻同步方法。
背景技術：
由于無線用戶對傳輸速率要求的不斷提高，多載波調制技術已經成為目前無線通信的主流調制方式，如基于循環前綴的傳統正交頻分復用(CP-0FDM，Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術就被選用為 LTE 標準中的關鍵技術。而相對于CP-OFDM而言，0FDM/0QAM擁有更高的頻譜效率、更好的時頻聚焦特性，而且對于克服符號間干擾(ISI，Inter-Symbol Interference)和載波間干擾(ICI， Inter-Carrier Interference)的影響在一定程度上都有良好的作用，特別是后者，成為 0FDM/0QAM相對于CP-OFDM的主要優勢之一。0FDM/0QAM系統的發送信號為實值，取自待傳復數符號的實部和虛部，相對于傳統的正交頻分復用系統，0FDM/0QAM僅僅在實數域滿足嚴格的正交條件；可選用具有良好時頻聚焦(TFL，Time Frequency Localization)特性的各向同性正交變換函數(IOTA, Isotropic Orthogonal Transform Algorithm)。應用傳統時頻聯合估計方法的0FDM/0QAM系統發送端結構示意圖如
圖1所示。包括信號源模塊，常規信號處理模塊，正交化相位映射模塊，N點IFFT模塊，成形濾波模塊，D/ A轉換模塊，上變頻模塊。為了描述的方便，首先介紹其中所用的術語(1)成形濾波函數g(t)在區間t e {0，Ts，· · ·，(Ng_l)Ts}上取非零值，其中Ng = ξ T/Ts為非零采樣點數，ξ為成形濾波器抽頭數，Ts為系統采樣時間間隔，T為符號時間間隔。(2)頻域同步導頻符號由連續發送的Ntk個OFDM符號構成(Ntk至少比成形濾波器的抽頭數ξ大2，這樣才能保證經過發送端調制的時域導頻部分有重復導頻符號)，即將頻域重復導頻符號表示為巧(尸)= , 1=0，...，N-I, P = O,..., Ντκ-1，其中N表示子載波數，1表示子載波的序號，P表示導頻符號序號，TR表示導頻。經過發送端的調制之后的時域導頻信號sTK(kTs)，k e {0,1,2, K，NteN-II在傳輸Ng-N/2個采樣點之后，針對時刻區間 k e {Ng-N/2，...，NtkN-N-I}，滿足關系式 (kTs+NTs) = sTE(kTs)。(3)基帶接收信號幀序列為r(kTs)，ke {0,1,2,K}, τ e {0，1，Κ，Ν/4}為時偏真實值，f為時偏估計值，為時偏實驗值，為初步時偏估計值，^ ε e <-0. 5, 0. 5>為歸一化到子載波間隔上的頻偏真實值j為頻偏估計值，G(埒為相關序列，R為求相角算子，L為多徑信道最大時延，D為滑動求和窗長度。首先進行初始化處理在發送端(移動臺)和接收端(基站)的寄存器內儲存相同的發送導頻序列，并在接收端將發送時域導頻序列 (kTs)的第ξΝ+l至第(Ntk-I)N個數據存為發送基準序列，在收發兩端存儲相同的成形濾波器序列，并建立對應的規則。具體處理步驟如下步驟11.信號源模塊產生數據比特經過常規信號處理模塊做編碼，正交幅度調制 (QAM，Quadrature Amplitude Modulation)，得到復數數據后，組幀、并在前端添加長度為 Nte的頻域重復導頻符號A(P) = Ara, 1=0，...，N-I, P = O,..., Ντκ-1，接著進行實虛部分 1 ；步驟12.通過步驟11得到的數據的實虛部分別通過正交化相位映射模塊進行正交化相位映射；步驟13.通過步驟12的數據通過N點IFFT模塊做反快速傅里葉變換(IFFT， Inverse Fast Fourier Transform),完成多載波調制；步驟14.由步驟13得到的數據，通過成形濾波器模塊，完成信號成型，并串轉換；步驟15.由步驟14得到的數據經過D/A轉換模塊、上變頻模塊，發射信號。作為典型多載波調制方式，0FDM/0QAM具有一個多載波調制技術的共性，即易受載波頻率偏移(CF0，Carrier Frequency Offset)和時間偏移的影響，CFO產生的主要原因是由于收發兩端的振蕩器不夠穩定和精確，產生的頻率有所偏差，進而破壞了子載波間的正交性，進而引入了 ISI和ICI。而且由于沒有添加CP，一旦出現同步偏差，整個離散傅立葉 (DFT,Discrete Fourier Transform)窗口就會錯位，造成難以恢復的干擾，所以0FDM/0QAM 對時偏也非常敏感。為了獲得比較好的系統性能，就必須保證時頻偏估計都具有比較高的精度。T. Fusco, A. Petrella 禾口 M. Tanda 在"Data-Aided Symbol Timing and CFO Synchronization for Filter Bank Multicarrier Systems. IEEE Trans. Wireless Commun. , May 2009,8(5) :2705_2715”提出了基于基帶接收信號幀序列二階自相關的MLS 時頻聯合估計方法，也列舉了基于基帶接收信號幀序列和發送基準序列進行四階互相關的 TR2時頻聯合估計方法。圖2為應用傳統的MLS和TR2時頻聯合估計的0FDMA/0QAM系統接收端工作原理圖，包括下變頻模塊，A/D轉換模塊，同步估計模塊，時頻偏補償模塊，匹配濾波模塊，FFT模塊，去正交化相位映射模塊，常規信號處理模塊。假設接收端信道信息已知，則接收端的可以表述為以下幾個步驟步驟21.接收信號經過下變頻模塊、A/D轉換模塊，得到基帶接收信號幀序列 r(kTs)，k e {0,1,2, K}；步驟22.將步驟21得到的基帶接收信號幀序列HkTs)通過同步模塊估計出時頻偏，通過將基帶接收信號幀序列進行長度為(Ntk-I-ξ )N+1的滑動自相關(MLS時頻聯合估計方法所采用的處理方法，具體可以表示為G(埒(邱/0(埒，其中，
NTR*N—N—\2 Ντκ·Ν-Ν-\Rm= Σ r*(kTs + ^-(krS +NTs,Qm= Σ Σ \r(kTs+(I-I)NTs+ ^2 )
k=Ng—\i=l k=Ng—\
或者將基帶接收信號幀序列HkTs)和發送基準序列sTK (kTs)做四階滑動互相關運算(TR2時頻聯合估計方法所采用的處理方法，具體可以表示為
NrR N-N—\
Gm-mm,其中，稱=,Σ 挑爾τ風啼稱
權利要求
1.一種0FDM/0QAM系統，其特征在于，所述0FDM/0QAM系統的接收端包括時偏估計模塊、時偏分配模塊、頻偏估計模塊、時頻偏補償模塊、解調模塊和誤碼率比較模塊，其中，時偏估計模塊，用于估計接收到的基帶接收信號幀序列的初步時偏估計值； 時偏分配模塊，用于根據時偏估計模塊得到的初步時偏估計值進行時偏分配，得到調整后的時偏試驗值序列用于輸入到各個頻偏估計模塊；頻偏估計模塊，用于根據調整后的時偏實驗值序列分配給該頻偏估計模塊的調整后的時偏試驗值估計接收到的基帶接收信號幀序列的頻偏估計值；時頻偏補償模塊，用于根據頻偏估計模塊得到的頻偏估計值以及其對應的調整后的時偏試驗值對基帶接收信號幀序列進行時頻偏補償，得到補償后的基帶接收信號幀序列；解調模塊，用于對時頻偏補償模塊得到的補償后的基帶接收信號幀序列進行解調，得到解調后的數據比特；誤碼率比較模塊，用于比較根據各個支路解調模塊得到的數據比特的導頻部分與頻域重復導頻數據比特進行比較得到的導頻誤碼率大小，判定誤碼率最小的支路為定時準確的支路，將該支路的解調后的數據比特輸出。
2.根據權利要求1所述的0FDM/0QAM系統，其特征在于，所述的時偏試驗值序列為 {icoarse -L,K Jcoarse,K Jcoarse+L}，其中，L為多徑信道最大時延，為初步時偏估計值，如果<L，則時偏試驗值序列調整為{0,K Jcoarse,Jcoarse+L)。
3.根據權利要求1或2所述的0FDM/0QAM系統，其特征在于，所述的時偏估計模塊用于實現如下過程將基帶接收信號幀序列！^!^)和發送基準序列 (kTs)進行長度為(Ντκ-ξ-1/2) N-2L的二階滑動互相關運算得到一個相關序列G(炒，具體表示為G(炒=\RifHQif/p，其中NTR N-N-L-\Nm N-N-L-lm= Σ K(kTs+^sm(kTs) ,Qm= ，進行固定窗長 d 的滑動k=Ng -N/2+Lk=Ng -N/2+LD-I求和運算得到一個和序列M(埒，其中D > L，選取和序列的峰值所對應的時偏W=O試驗值作為初步時偏估計值，其中，N為子載波數，L為多徑信道最大時延，Ntk為頻域重復導頻符號個數，Ng為成形濾波函數的非零采樣點數，Ts為系統采樣時間間隔。
4.根據權利要求1至3所述的任一0FDM/0QAM系統，其特征在于，所述的頻偏估計模塊用于實現如下過程將調整后的時偏實驗值序列分配給該頻偏估計模塊的調整后的時偏實驗值時f'代入Ntr N—N—L—\s = -4—R{|F(f')|}，得到頻偏估計值這里F(撲=Σ r機+NTs+^r\kTs +妁，其2TTNTs￡，k=Ng-N/2+L中，N為子載波數，Nte為頻域重復導頻符號個數，Ng為成形濾波函數的非零采樣點數，Ts為系統采樣時間間隔。
5.一種0FDM/0QAM系統時頻同步方法，其特征在于，包括時偏估計步驟、時偏分配步驟、頻偏估計步驟、時頻偏補償步驟、解調步驟和誤碼率比較步驟，其中，時偏估計步驟，用于估計接收到的基帶接收信號幀序列的初步時偏估計值； 時偏分配步驟，用于根據時偏估計步驟得到的初步時偏估計值進行時偏分配，得到調整后的時偏試驗值序列用于輸入到各個頻偏估計步驟；頻偏估計步驟，用于根據調整后的時偏實驗值序列分配給該頻偏估計步驟的調整后的時偏試驗值估計接收到的基帶接收信號幀序列的頻偏估計值；時頻偏補償步驟，用于根據頻偏估計步驟得到的頻偏估計值以及其對應的調整后的時偏試驗值對基帶接收信號幀序列進行時頻偏補償，得到補償后的基帶接收信號幀序列；解調步驟，用于對時頻偏補償步驟得到的補償后的基帶接收信號幀序列進行解調，得到解調后的數據比特；誤碼率比較步驟，用于比較根據各個支路解調步驟得到的數據比特的導頻部分與頻域重復導頻數據比特進行比較得到的導頻誤碼率大小，判定誤碼率最小的支路為定時準確的支路，將該支路的解調后的數據比特輸出。
6.根據權利要求5所述的0FDM/0QAM系統時頻同步方法，其特征在于，所述的時偏試驗值序列為-L,K Jcoarse,K Jcoarse+L}，其中，L為多徑信道最大時延，為初步時偏>計值，如果<L，則時偏試驗值序列調整為{0,K Jcoarse,K Jcoarse+L)。
7.根據權利要求5或6所述的0FDM/0QAM系統時頻同步方法，其特征在于，所述的時偏估計步驟的具體過程如下將基帶接收信號幀序列！^!^)和發送基準序列 (kTs)進行長度為(Ντκ-ξ-1/2) N-2L的二階滑動互相關運算得到一個相關序列G(炒，具體表示為G(炒=\RifHQif/p，其中NTR N-N-L-\Nm N-N-L-lm= Σ K(kTs+^sm(kTs) ,Qm= ，進行固定窗長 d 的滑動k=Ng -N/2+Lk=Ng -N/2+LD-I求和運算得到一個和序列M(埒，其中D > L，選取和序列的峰值所對應的時偏W=O試驗值作為初步時偏估計值，其中，N為子載波數，L為多徑信道最大時延，Ntk為頻域重復導頻符號個數，Ng為成形濾波函數的非零采樣點數，Ts為系統采樣時間間隔。
8.根據權利要求5至7所述的任一0FDM/0QAM系統時頻同步方法，其特征在于，所述頻偏估計步驟的具體過程如下將調整后的時偏實驗值序列分配給該頻偏估計步驟的調整后的時偏實驗值f'代入Ntr N—N—L—\s = -4—R{|F(f')|}，得到頻偏估計值這里F(撲=Σ r機+NTs+^r\kTs +妁，其2TTNTs￡，k=Ng-N/2+L中，N為子載波數，Nte為頻域重復導頻符號個數，Ng為成形濾波函數的非零采樣點數，Ts為系統采樣時間間隔。
全文摘要
本發明公開了一種OFDM/OQAM系統及其時頻同步方法。本發明的系統和方法將傳統的OFDM/OQAM系統中基于頻域導頻的時頻聯合估計方法的一步同步方法擴展為多路并行時頻聯合估計的方法，先用時偏估計得到一個初步時偏估計值，并將其擴展成一個調整后的時偏試驗值序列，然后其中每一個調整后的時偏試驗值分別對應一路數據的解調恢復，最后選取導頻部分數據誤碼率最小的路徑為定時準確的路徑，因而在很大程度上糾正初步時偏估計值不準確的情況，大大提高了時偏估計的捕獲概率。
文檔編號H04L25/02GK102215205SQ20111021557
公開日2011年10月12日 申請日期2011年7月29日 優先權日2011年7月29日
發明者李少謙, 武剛, 胡蘇 , 陳浩 申請人:電子科技大學