專利名稱：Lte/lte-a系統中基于pss信號的分數倍頻偏估計方法
技術領域：
本發明屬于通信技術領域，涉及一種頻偏估計方法，尤其涉及一種LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法。
背景技術：
(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)
成為3G和4G無線通信系統的關鍵技術，是一種可以有效對抗符號間干擾的多載波通信技術。與傳統的頻分多路傳輸方法不同，OFDM系統各個子載波之間相互正交，各個子載波的頻譜部分重疊，從而可以更大限度的利用頻域。OFDM技術已經成功的應用于對稱數字環路 (Asymmetric Digital Subscriber Line, ADSL)(wirel ess Local Loop,
WLL)、數字音頻廣播(Digital AudioBroadcasting，DAV)、無線局域網(Wireless Local Area Network, WLAN)、3GPP 長期演進型(Long Time Evolution, LTE)等系統中，獲得了很好的性能。與傳統單載波通信系統不同，OFDM系統對于時間同步和頻率偏移非常敏感，定時不準確時，相鄰OFDM符號會進入當前處理的OFDM符號上，從而導致符號間干擾；而頻率偏移會引入子載波間干擾，破壞OFDM系統中子載波間的正交性。這兩種干擾都會大大降低 OFDM系統的性能，因而時間同步和頻率同步是OFDM系統實現高性能的關鍵。傳統的頻率偏移補償分為粗頻偏估計和細頻偏估計兩種方式，也就是整數倍頻偏估計和分數倍頻偏估計。整數倍頻偏估計通常利用接收參考信號和本地參考信號相關得到；分數倍頻偏通常利用基于參考序列的方法獲得，如基于CP(Cyclic-Prefix) 的方法；或利用基于重復序列的方法獲得，如基于PSS (Primary Synchronization Signal) -SSS (Secondary SynchronizationSignal)的方法禾口基于 RS (Reference Signal) 的方法。概括的說，就是分析可用來做頻偏估計的一對接收信號，通過差分處理獲取因頻偏導致的信號相位的信息，從而得到頻偏估計的方法。不同的分數倍頻偏估計方法的倍頻偏估計范圍是不同的，其估計范圍決定于所用參考序列對之間的時間間隔。當參考信號時間上并不連續時，頻偏估計范圍根據時間間隔增大線性的減小。如實際LTE/LTE-A中，通用RS信號的時間間隔為三或四個OFDM符號(含 CP)，利用通用解調RS信號估計頻偏所得到的分數倍頻偏范圍為六分之一或八分之一的子載波間隔；LTE/LTE-A中的PSS-SSS信號在FDD模式下間隔約1個OFDM符號，其頻偏估計范圍為約二分之一的子載波間隔，而TDD模式下間隔約3個OFDM符號，其頻偏估計范圍為約六分之一的子載波間隔。盡管頻偏估計的范圍不同，這些頻偏估計方法各有利弊。基于 CP的方法其頻偏估計范圍最大，可以估計整個分數倍頻偏分布的范圍，但是由于CP易受多徑干擾的影響，其估計精度不是很高；基于PSS-SSS的方法的估計精度較高，尤其是信道時間變化較慢時精度非常高，但是其頻偏估計范圍只有CP方法的三分之一，不足以估計整個頻偏分布范圍；而基于RS的方法通過某種處理可以達到整個分數倍頻偏估計范圍，而且在時間和頻率上信道變化緩慢時精度很高，但是對時頻信道選擇性衰落比較敏感，導致信道衰落嚴重時精度下降很快。綜上所述，各種估計算法在不用的應用場景下各有優勢，傳統算法設計時也是參考實際場景選擇合適的算法。但是上述算法有一個共同的缺點，該缺點限制了頻偏估計的精度。分數倍頻偏的估計就是參數相位的估計，上述算法都是通過對反正切函數求解得到頻偏估計值的。反正切函數在第二和第三象限的函數值不是連續的，而是關于X軸極性跳轉的，也就是說當系統分數倍頻偏接近頻偏估計范圍的邊緣時，正好處于第二象限和第三象限的過渡區域。由于受噪聲的干擾，估計值極易發生極性的翻轉，從而使得頻偏估計誤差可達兩倍的分數倍頻偏估計范圍，從而嚴重損傷系統的性能。也就是說相位的第二和第三象限之間由于噪聲影響導致對于頻偏估計有一個模糊區域，如
圖1所示，當系統頻偏位于該模糊區域時，極易發生頻偏估計結果的極性翻轉，而現有的文獻當中并沒有解決相應問題的算法可供使用。
發明內容
本發明所要解決的技術問題是提供一種LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法，該方法可以解決分數倍頻偏估計值可能發生極性跳轉的問題。為解決上述技術問題，本發明采用如下技術方案。一種LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法，包括以下步驟步驟一，利用傳統的頻偏估計方法獲得系統的分數倍頻偏估計值Δ f0 ；步驟二，利用PSS信號的分數倍頻偏估計方法獲得系統的分數倍頻偏估計值 Afpss;步驟三，根據Y = Sign(Afpss)確定所述分數倍頻偏估計值Afpss的極性Y ；步驟四，根據Afci和Υ獲得系統最終的頻偏估計值Af = Υ Δ&。作為本發明的一種優選方案，步驟二的詳細實現過程為步驟21，接收端接收發送裝置發送的時域信號，經過準確定時獲得帶CP的OFDM信號 y (η)，η = {0,1, LN-1, N，L(N_1+Ng)}，其中 N 為 FFT 大小，Ng 為 CP 長度；步驟22，通過所述帶CP的OFDM信號y (η)獲取PSS信號所在的OFDM符號，進而獲取PSS時域信號ypss(n)，n= {0，1，LN-1}，ypss (η)是y(n)在特定OFDM符號的去CP后的樣本；步驟23，根據所述PSS時域信號ypss (η)構造新序列P1 (η) =ypss(n+l),
權利要求
1.一種LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法，其特征在于，包括以下步驟步驟一，利用傳統的頻偏估計方法獲得系統的分數倍頻偏估計值Aftl ； 步驟二，利用PSS信號的分數倍頻偏估計方法獲得系統的分數倍頻偏估計值Afpss ； 步驟三，根據Y = Sign(Afpss)確定所述分數倍頻偏估計值Afpss的極性Y ； 步驟四，根據八&和Υ獲得系統最終的頻偏估計值Af = Υ Δ&。
2.根據權利要求1所述的LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法，其特征在于，步驟二的詳細實現過程為步驟21，接收端接收發送裝置發送的時域信號，經過準確定時獲得帶CP的OFDM信號 y (η), η = {0，1，L N_l，N，L(N_l+Ng)}，其中 N 為 FFT 大小，Ng 為 CP 長度；步驟22，通過所述帶CP的OFDM信號y (η)獲取PSS信號所在的OFDM符號，進而獲取 PSS時域信號ypss(n)，η = {0，1，L N_l}，ypss(n)是y(n)在特定OFDM符號的去CP后的樣本；步驟23，根據所述PSS時域信號ypss (η)構造新序列P1 (n) = ypss (n+1)， +，Lf-2};
3.根據權利要求2所述的LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法，其特征在于所述傳統的頻偏估計方法為基于CP的方法，此時步驟一的詳細實現過程為步驟11接收端接收發送裝置發送的時域信號，經過準確定時獲得帶CP的OFDM信號 y(η), η = {0,1, L N_l，N，L(N_1+Ng)}，其中 N 為 FFT 大小，Ng 為 CP 長度；步驟12、通過基于CP的方法獲得的分數倍頻偏估計值為
4.根據權利要求2所述的LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法，其特征在于所述傳統的頻偏估計方法為基于PSS-SSS的方法，此時步驟一的詳細實現過程為步驟11’、接收端接收發送裝置發送的時域PSS信號ypss(n)，n= {0,1, L N_l}，經過 FFT變換得到頻域PSS信號Ypss (k)，k = {0，1，L N-1}，N為FFT大小；步驟12’、接收端接收發送裝置發送的時域SSS信號ysss (η)，經過FFT變換得到頻域 SSS 信號 Ysss (k)，其中 η = {0,1, L N-1}, k = {0,1, L N_l}，N 為 FFT 大小； 步驟13’、通過基于PSS-SSS的方法獲得分數倍頻偏估計值為
全文摘要
本發明公開了一種LTE/LET-A系統中基于PSS信號的分數倍頻偏估計方法，該方法包括以下步驟步驟一，利用傳統的頻偏估計方法獲得系統的分數倍頻偏估計值；步驟二，利用PSS信號的分數倍頻偏估計方法獲得系統的分數倍頻偏估計值；步驟三，根據確定所述分數倍頻偏估計值的極性；步驟四，根據和獲得系統最終的頻偏估計值。本發明所述的分數倍頻偏估計方法可以消除分數倍頻偏估計值的極性發生跳轉的可能，避開了分數倍頻偏估計的模糊區域，進一步提升了頻偏估計的精度。
文檔編號H04L25/02GK102480454SQ20101055996
公開日2012年5月30日 申請日期2010年11月25日 優先權日2010年11月25日
發明者朱磊, 楊秀梅, 熊勇, 賈國慶, 雷舒培 申請人:上海無線通信研究中心