專利名稱：全數字式揚聲器裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種數字式揚聲器，特別涉及一種基于多比特Σ -Δ調制的全數字式 揚聲器系統裝置。
背景技術：
隨著大規模集成電路和數字化技術的蓬勃發展，傳統的模擬揚聲器系統在功耗、 體積、重量和信號傳輸、存儲、處理等方面的固有缺陷越來越明顯，為了克服這些缺陷，揚聲 器系統的研發逐漸向低功耗、小外形、數字化與集成化的方向發展。隨著基于PWM調制技術 的class-AD型數字功放的出現，揚聲器系統的數字化進程已經推進到功放環節，但是在數 字功放后級仍然需要借助體積較大、成本較高的高質量電感和電容進行無源的模擬低通濾 波操作來消除高頻載波分量，以便解調出原模擬信號。為了縮減數字功放的體積和成本，實 現更高程度的集成化，目前國外多家芯片廠商已經出品了無需模擬LC濾波的class-BD型 數字功放芯片，以期望利用這些芯片實現真正的全數字式揚聲器系統，但是這種功放芯片 所包含的PWM調制電路仍然屬于模擬電路設計的范疇，僅通過高度集成化方式將原來模擬 元器件分離實現的PWM調制技術光刻在一塊小尺寸硅片上，并沒有達到真正意義上的全數 字化水平。除了 PWM調制技術的模擬實現外，美國專利(US 20060049889A1、 US20090161880A1)公開了 PWM調制技術的數字實現過程，并給出了基于PWM調制技術和 class-BD功放技術的全數字式揚聲器系統的實現方法。但是這種基于PWM調制技術的全數 字式揚聲器系統的實現方法有兩個缺點①基于PWM調制技術的編碼方式，因其調制結構 本身具有固有的非線性缺陷，這會造成編碼信號在期望頻帶內產生非線性失真分量，如果 進一步采用線性化手段進行改善的話，其調制方式的實現難度和復雜度將會大幅度提高； ②鑒于硬件實現難度，PWM調制方式本身的過采樣頻率較低，一般在200KHz 400KHz的頻 率范圍內，這會使得編碼信號的信噪比因受過采樣率的限制而不能得到進一步提升。針對PWM調制技術在全數字式揚聲器系統實現方面存在的非線性失真和過采樣 速率較低的缺陷，并結合低功耗、小外形、數字化與集成化發展需求，因此，需要尋找性能優 異、實現簡單的信號編碼調制方式，以實現真正的全數字式揚聲器系統裝置。
發明內容
本發明的目的是克服現有PWM調制技術存在的非線性失真及過采樣速率較低的 缺陷，并滿足低功耗、小外形、數字化與集成化的發展需求，提出了基于多比特Σ -Δ調制 的全數字式揚聲器系統裝置。為了達到上述目的，本發明采取的技術方案如下一種全數字式揚聲器裝置，包括一 A/D轉換器，用于將模擬輸入音源信號轉換為高比特PCM編碼格式的數字信 號；
一插值濾波器，與所述A/D轉換器的輸出端連接，用于對輸入的低采樣率PCM編碼 信號按照過采樣率進行信號插值操作，同時通過低通濾波操作濾除插值處理后信號的周期 性延拓的頻譜成份；一Σ-Δ調制器，與所述插值濾波器的輸出端連接，用于完成多比特Σ-Δ編碼調 制和噪聲整形處理；一動態失配整形器，與Σ -Δ調制器的輸出端連接，用于削減由陣元之間頻響差 異引起的編碼誤差；一差分型緩沖器，與所述動態失配整形器的輸出端連接，用于增強輸出端的負載 驅 動能力；一揚聲器陣列，與所述差分型緩沖器的輸出端連接，用于實現電聲轉換。優選地，Σ -Δ調制器按照現有Σ -Δ調制算法的信號處理流程，對插值濾波器2 輸出的過采樣信號進行噪聲整形處理，將噪聲能量推擠到音頻帶之外，保證了系統具有足 夠高的帶內信噪比。具體地，在硬件實現過程中，為了節約硬件資源，降低其實現代價，Σ -Δ調制 器通常會采用移位加法運算來代替常數乘法運算，并將Σ -Δ調制器所使用的參數用 CSD (Canonical Signed Digit)編碼表不。進一步地，Σ -Δ調制器將Σ -Δ調制產生的N比特編碼信號轉換成為對應于2Ν 個傳輸通道上的等位權二元編碼信號。優選地，動態失配整形器通過采用現有各種方式的陣元選擇算法——像 DffA (Data-Weighted Averaging,數據力口權平均)>VFMS (Vector-Feedbackmismatch-shapin g，向量反饋失配整形)和TSMS(Tree-Structure mismatchshaping，樹形結構失配整形)算 法，將由陣元之間頻響差異引入的非線性諧波失真頻譜進行整形操作，壓低帶內諧波失真 成份的強度，將其功率推擠到帶外高頻段，從而降低了帶內的諧波失真強度，提高了 Σ -Δ 編碼信號的音質。具體地，差分型緩沖器將動態失配整形器送入的單通道數字信號轉換成為雙通道 差分輸出信號，從而消除了通道上的共模噪聲分量，提高了輸出信號音質。優選地，揚聲器陣列的陣元由動圈式揚聲器或壓電式揚聲器單元按照一定的陣列 布放方式組成。具體地，揚聲器陣列所產生的空間輻射聲場的分布情況受不同的陣列空間布放方 式、不同的Σ -Δ調制比特位數所影響，隨著陣列孔徑加大以及由調制比特位數增大所帶 來的陣元數增多，其所產生空域輻射聲場的方向性會變明顯，在陣列對稱軸附近的局部區 域內具有最好的音質和最大聲壓，逐漸偏離最佳區域，其輻射聲場的音質會逐漸變差、聲壓 會逐漸變小。在陣列具有較大孔徑尺度的情況下，該陣列具有較為明顯的聲場控制效果， 并且其聲場控制效果與常規的線陣列波束形成不同，因為該系統的各陣元通道所輻射的信 號都是音源信號的部分比特位信息，而常規波束形成的各陣元輻射信號都是音源信號的副 本，正因為該系統各陣元輻射信號的信息量不同，使得該系統所產生的聲場在空間上不僅 僅存在聲壓幅度的大小變化，而且還存在著諧波失真、可懂度及音質水平方面的大小變化。與現有技術相比，本發明的優點在于采用多比特Σ -Δ調制技術將高比特的PCM 編碼的音源信號轉換為低比特的Σ -Δ編碼信號，有效降低了揚聲器系統的硬件實現成本和復雜度，并實現了整個音頻傳輸鏈路的全數字化，便于進行系統的集成化，縮減了系統的 體積和功耗；同時，通過采用動態失配整形算法，消減了因陣元之間頻響差異引入的非線性 諧波失真強度，提升了系統音質水平；此外，還可以通過安排合理的陣列布放方式，來使揚 聲器系統裝置具有較好的局部聲場控制能力，并且其所產生的聲場控制效果與常規的陣列 波束形成不同，其所產生的聲場在空間上不僅僅存在聲壓幅度的大小變化，而且還存在著 諧波失真、可懂度及音質水平方面的大小變化，這為語音的私密傳輸提供了一種較好的實 現方式。
圖1表示本發明的全數字揚聲器系統裝置各組成模塊的示意圖；圖2表示本發明的Σ -Δ調制器的信號處理流程圖；圖3表示本發明的動態失配整形器的信號處理流程圖；圖4表示本發明的揚聲器陣列尺寸圖；圖5表示本發明的揚聲器陣列與傳聲器的位置布放示意圖；圖6表示本發明的動態失配整形器的測試效果圖；圖7表示本發明的制作系統裝置的幅頻響應曲線圖；圖8表示本發明所作系統裝置的總諧波失真曲線圖；圖9表示本發明的8元線陣列布放示意圖；圖10表示本發明的8元線陣列產生的空域聲場幅度分布圖；圖11表示本發明的8元線陣列在θ = 0度、φ從-90度到+90度變化各方位上 的聲場幅度變化曲線；圖12表示本發明的8元線陣列所產生聲場信號在空間各位置上的總諧波失真分 布圖；圖11表示本發明的8元線陣列在θ = 0度、φ從-90度到+90度變化時，各方 位上聲場信號的總諧波失真變化曲線。
具體實施例方式下面結合附圖和具體實施方式
對本發明作進一步詳細描述本發明利用Σ -Δ調制技術將傳統的高比特的PCM編碼信號轉換成為低比特的 Σ -Δ編碼信號，然后再將這些N比特的Σ -Δ編碼信號轉換成為對應于2Ν個傳輸通道上 的等位權二元編碼信號，并通過2Ν個揚聲器單元輻射出去，這些揚聲器輻射聲場在空間線 性疊加合成出原模擬音源信號。如圖1所示，制作一個依據本發明的基于多比特Σ -Δ調制的全數字式揚聲器系 統裝置，其主體由A/D轉換器1、插值濾波器2、Σ -Δ調制器3、動態失配整形器4、差分型 緩沖器5以及揚聲器陣列6等組成。A/D轉換器1可由PCM1804芯片及外圍差分模擬緩沖電路組成，通過A/D轉換器1 將音頻帶內的模擬音源信號轉換為24比特、48ΚΗζ的PCM編碼信號，并通過I2S接口讀入到 型號為 Cyclone III EP3C25Q240C8 的FPGA(Field-Programmable Gate Array，現場可編程 門陣列)芯片內。
插值濾波器2的輸入端與A/D轉換器1的輸出端相連接，其工作原理為在FPGA 芯片內部，將48KHz、24比特的PCM編碼信號，按三級進行升采樣插值處理，其中，第一級插 值因子為4，采樣率升為192KHz ；第二級插值因子為4，采樣率升為768KHz ；第三級插值因 子為2，采樣率升為1536KHZ。在經過32倍插值處理后，原48KHz、24比特的PCM信號即轉 換為1. 536MHz,24比特的過采樣PCM信號。Σ -Δ調制器3的輸入端與所述插值濾波器2的輸出端相連接，其將過采樣的 1. 536MHz,24比特的PCM編碼信號轉換成為1. 536MHz、3比特的Σ -Δ調制信號。如圖2所 示，在本實施例中，Σ -Δ 調制器采用 5 階 CIFB(Cascadedlntegrators with Distributed Feedback)的拓撲結構。假定調制器的過采樣率因子為64，其拓撲結構的系數如表1所示， 表1表示本發明的Σ -Δ調制器所使用的各參數值。為了節約硬件資源，降低其實現代價， 在FPGA芯片內部，通常會采用移位加法運算來代替常數乘法運算，并將Σ -Δ調制器所使 用的參數用CSD編碼表示。
參數名理想參數CSD變換CSD值al、bl0.20650.2031a2、b20.2109T2-Tb-T10.2305a3、b30.22892-2_2-8_2-60. 3594a4、b40.28380.2832a5、b50.46560. 4648b61cl0.12052-3_2-8_2-ll0.1206c20.29040. 2891c30.59260. 5938c41. 37461. 3750c53. 85543. 8594 表 1 動態失配整形器4的輸入端與Σ -Δ調制器3的輸出端連接，其用于消除 陣元之間頻響差異引起的非線性諧波失真。在本實施例中，動態失配整形器采用了 VFMS (Vector-Feedback mismatch-shaping,向量反饋失配整形)算法，其信號處理流程如
6圖3所示。在FPGA芯片內部，通過動態失配整形器處理后，原Σ -Δ編碼信號中存在的諧 波分量被推擠到帶外高頻段，從而提高了帶內音源信號的音質水平。差分型緩沖器5的輸入端與動態失配整形器4的輸出端相連接。本實施例中，差 分型緩沖器5是由兩部分組成的，首先，在FPGA內部，將動態失配整形器4送來的輸出數據 一路直接輸出，另一路反相輸出，形成了兩路差分信號通道；然后，在FPGA之外，兩路信號 都通過型號為74HC126的高速緩沖芯片，實現兩個差分通道的緩沖處理。揚聲器陣列6的輸入端與動態失配整形器4的輸出端相連接。在圖4所示的實施 例中，揚聲器單元采用尺寸為43. 5mmX39mmX2mm的揚聲器，該陣列由8個揚聲器單元組 成，其排列結構可參照圖4所示。在全消聲室內，對依據本發明制作的全數字式揚聲器系統裝置進行了性能測試。 圖5給出了揚聲器裝置10和傳聲器20的位置布放圖，其中揚聲器裝置10的中心到傳聲 器20之間的距離A是1米，傳聲器到地面的距離B是1米。在播放IKHz單頻正弦信號時， 圖6給出了動態失配整形器在消除非線性諧波失真方面的效果圖，從圖中可以看出，在添 加VFMS動態失配整形算法后，裝置在輸出IKHz信號時，其諧波成分明顯減少，這說明動態 失配整形器具有消除非線性諧波失真的能力。圖7給出了揚聲器系統裝置按1V、2V、3V有效值輸入掃頻信號時，在1米處獲得的 系統幅頻響應曲線。從圖中能夠看出，在頻率大于SKHz以后，系統頻響幅度下降較為嚴重， 這與所選用揚聲器單元本身的頻響性能有關，由于本實施例中所選用揚聲器單元本身在高 于SKHz以后幅頻響應有較大衰減，造成了 8元陣列系統的幅頻響應也有較大衰減；另外，隨 著輸入電壓的升高，揚聲器系統輸出聲壓幅度也會逐漸升高。圖8給出了系統的總諧波失 真曲線，從圖中可以看出，在IKHz附近的低頻區域，總諧波失真較大，說明系統在低頻段輸 出信號的音質水平較差，而在遠離低頻段之后，系統輸出信號的諧波失真較小，一般情況下 都在以下；另外，隨著輸入信號電壓幅度的升高，系統諧波失真逐漸變大，在個別頻點 上，諧波失真變化較嚴重。為了說明依據本發明實施的揚聲器系統裝置所具有的空域局部聲場控制能力，我 們仿真了在陣元間距較大時8元線陣列的聲場分布情況。如圖9所示，我們按0. 1米陣列間 距在空間位置上布放了 8個揚聲器單元組成線陣列；然后，將IKHz單頻正弦信號送到系統 中，由Σ -Δ調制器產生出3比特Σ -Δ編碼信號后，再轉換為8個通道的2元數據碼流， 并送至這8個揚聲器單元進行空間輻射，通過線性疊加這些單元的輻射聲場，我們獲得了 8 元陣列的空域聲場分布和總諧波失真曲線，如圖10、11和12、13所示。圖10給出了在輻射半徑r為5米處，該系統在空間位置上所輻射聲場的幅度分布 圖，圖11給出了在θ =0度、Φ從-90度到+90度變化的過程中系統輻射聲場的幅度變 化曲線。從這些曲線上可以看出，在線陣列的對稱軸附近區域內聲壓分布較平坦，變化較為 緩慢，在偏離線陣列對稱軸較遠的空間區域內，聲壓衰減較大，約有25dB的聲壓衰減，這說 明系統裝置具有一定的空域聲場控制能力，通過選擇較大的陣列孔徑和較多調制的比特位 數，本裝置能夠在陣列的軸向對稱區域內保持較大的聲壓分布，在偏離對稱區域后，聲壓分 布有明顯的衰減。圖12給出了在輻射半徑r為5米處，揚聲器系統在空間位置上所輻射聲場信號的 總諧波失真分布圖，圖13給出了在θ =0度、Φ從-90度到+90度變化的過程中系統在各方位上所輻射聲場信號的總諧波失真變化曲線。觀察這些曲線可以看出，在陣列的對稱 軸附近區域內，總諧波失真較小，說明信號音質水平較好，在偏離陣列對稱軸較遠的空間區 域內，總諧波失真迅速上升，說明信號音質水平明顯變差。通過這些仿真曲線能夠看出，依 據本發明實施的揚聲器系統裝置，在陣列具有較大孔徑尺度的情況下具有較為明顯的聲場 控制效果，該聲場控制效果與常規的線陣列波束形成不同，因為系統的各陣元通道所輻射 的信號都是音源信號的部分比特位信息，而常規波束形成的各陣元輻射信號都是音源信號 的副本，正因為系統各陣元輻射信號的信息量不同，使其所產生的聲場在空間上不僅僅存 在聲壓幅度的大小變化，而且還存在著諧波失真、可懂度及音質水平方面的大小變化，這說 明依據本發明實施的系統裝置，具有較好的局部聲場控制能力，從而為語音的私密傳輸提 供了一種較好的實現方式。 以上對本發明的特定實施例結合圖示進行了說明，但本發明的保護內容不僅僅限 定于以上實施例，在本發明的所屬技術領域中，只要掌握通常知識，就可以在其技術要旨范 圍內，進行多種多樣的變更。
權利要求
一種全數字式揚聲器裝置，其特征在于包括一用于將模擬輸入音源信號轉換為高比特PCM編碼格式數字信號的A/D轉換器(1)；一用于升采樣操作的插值濾波器(2)，該插值濾波器的輸入端與所述A/D轉換器(1)的輸出端連接；一用于完成多比特∑ Δ編碼調制和噪聲整形的∑ Δ調制器(3)，該∑ Δ調制器(3)的輸入端與所述插值濾波器(2)的輸出端連接；一用于削減由陣元之間頻響一致性差異所引起的非線性失真的動態失配整形器(4)，該動態失配整形器(4)的輸入端與∑ Δ調制器(3)的輸出端連接；一用于增強輸出端負載驅動能力的差分型緩沖器(5)，該差分型緩沖器(5)的輸入端與所述動態失配整形器(4)的輸出端連接；一用于實現電聲轉換的揚聲器陣列(6)，所述揚聲器陣列(6)與所述差分型緩沖器(5)的輸出端連接。
2.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于所述插值濾波器(2)按照過采樣率對A/ D轉換器(1)輸出的數字信號進行內部插值處理后，再進行濾波操作，將其帶外周期性延拓 部分的頻譜濾除。
3.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于所述Σ-Δ調制器(3)按照現有Σ-Δ調 制算法的信號處理流程，對插值濾波器(2)輸出的過采樣信號進行噪聲整形處理，將噪聲 能量推擠到音頻帶之外。
4.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于所述Σ-Δ調制器(3)采用移位加法運 算，其使用的參數用CSD編碼表示。
5.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于所述Σ-Δ調制器(3)將Σ -Δ調制產 生的N比特編碼信號轉換成為對應于2Ν個傳輸通道上的等位權二元編碼信號。
6.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于所述動態失配整形器(4)通過采用陣元 選擇算法將由陣元之間頻響差異引入的非線性諧波失真頻譜進行整形操作，壓低帶內諧波 失真成份的強度，將其功率推擠到帶外高頻段。
7.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于所述差分型緩沖器(5)將動態失配整形 器(4)送入的單通道數字信號轉換成為雙通道差分輸出信號。
8.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于所述揚聲器陣列(6)的陣元由動圈式揚 聲器或壓電式揚聲器單元按照一定的陣列布放方式組成。
全文摘要
本發明公開了一種基于多比特∑-Δ調制的全數字式揚聲器系統裝置。該裝置包括一A/D轉換器、一插值濾波器、一∑-Δ調制器、一動態失配整形器、一緩沖器和一揚聲器陣列。本發明采用多比特∑-Δ調制技術實現了整個音頻傳輸鏈路的全數字化，有效降低了揚聲器系統的硬件實現成本和復雜度，便于實現系統的集成化，縮減系統體積和功耗，且本發明具有較好的局部聲場控制能力，為語音的私密傳輸提供了一種較好的實現方式。
文檔編號H04R3/00GK101986721SQ20101051542
公開日2011年3月16日 申請日期2010年10月22日 優先權日2010年10月22日
發明者周建明, 楊軍, 柴國強, 馬登永 申請人:蘇州上聲電子有限公司