一種對不同調制信號的通用解調實現方法

專利名稱：一種對不同調制信號的通用解調實現方法
技術領域：
本發明涉及通信信號處理領域，尤其涉及一種對不同調制信號的通用解調實現方 法。
背景技術：
隨著現代通信技術的不斷發展，不少接收機已經突破單一的頻段和模式，從傳統 的單信道、單頻段、單模式向標準化的多信道、多波段、多模式系統發展，以滿足在全部通信 頻段、各種信道調制方式下的通信需求。目前常用的模擬和數字調制方式有AM、FM、PM、DSB、 SSB，ASK、FSK、PSK和QAM等，在常規方法中，每種調制信號都需要一個專門的硬件電路來解 調，如果要實現多信號的通用解調，則接收機會極其復雜、體積重量都很大，硬件資源消耗 也很大。一種常用的實現通用解調器的技術途徑是利用FPGA芯片，采用數字式解調器，用 不同的算法實現載波跟蹤、碼元定時及信號解調。其主要做法是把這些不同算法的設計文 件經過編譯后形成FPGA的位流文件存入計算機的存儲器中，當需要使用某個解調算法時， 監控單元把該文件配置到FPGA中，以實現選用的解調方式。本發明所采用的方法，用同一 硬件電路對不同調制信號進行解調，且不需要每次更改FPGA配置文件，更加方便快捷。基于坐標旋轉的計算機(C0RDIC)算法的基本思想是用一系列與運算基數相關的 角度不斷偏擺從而逼近所旋轉的角度，它可以把圓周旋轉、直線旋轉和雙曲線旋轉到同一 個C0RDIC迭代方程里，為同一硬件可編程器件實現多功能解調奠定基礎，而且由于C0RDIC 算法將復雜的算術運算轉化成了移位和加法運算，大大降低了硬件實現的復雜度，在非擴 展收斂域下，C0RDIC算法所能覆蓋的角度范圍為[-99.8°，+99.8° ]，而采用擴展收斂域 后，適用范圍更廣。

發明內容
本發明的目的是提供一種對不同調制信號的通用解調實現方法。對不同調制信號的通用解調實現方法的步驟如下1)從接收機端獲取信號載波信息，利用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋 轉模式，生成兩路正交的本地載波信號；2)將接收機端輸出信號與兩路正交的本地載波信號混頻，生成兩路帶有信息的信 號；3)將兩路帶有信息的信號經過低通濾波器，濾除二次諧波分量，得到兩路正交信 號；4)將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端，采用 擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交 信號的平方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值；5)根據不同調制信號，對平方根運算值濾波或對反正切運算值差分，得到信號的 解調信息。
所述的從接收機端獲取信號載波信息，利用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標 下旋轉模式，生成兩路正交的本地載波信號步驟為根據接收機端收到的信號載波信息，選取系統時鐘頻率f。lk和頻率控制字W輸入 到相位累加器，生成相位信息e，并輸入到的直接數字頻率合成模塊Zin輸入端，經采用擴 展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋轉模式迭代后，在直接數字頻率合成模塊x。ut輸出端 得到本地載波余弦信號，在直接數字頻率合成模塊y。ut輸出端得到本地載波正弦信號。采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋轉模式迭代公式為xJ+1 = xro jyj(l-2J_2)j 彡 0 時，yJ+1 = yj+ o jXj(1-2J_2)zJ+1 = Zj- o jtan-1 (1_2J"2)xJ+1 = xr o jyj2"Jj > 0 時，yJ+1 = Yj+ o jXj2-jzj+1 = Zj_ o jtanf其中，o j為本級運算控制字，Xj.yj.Zj為本級迭代器輸入端，Xj+1、yj+1、zj+1為下一 級迭代器輸入端，j = 0，0，0，1，2，. . . N-1為迭代序列。設初始值為xin = 1/K，yin = 0，zin= e，采用擴展收斂域后，尺度因子K = 3. 29352，最大收斂角度 0max = 3.3141。迭代輸出值為x。ut= cos 0 , yout = sin 0 , zout = 0，即 0 = 2 ti fct, fc 即為本地 端載波頻率。111;和f。的關系式為fc=^~W式中，fclk是系統時鐘頻率，W是頻率控制字，N是W的位寬，fc是直接數字頻率合 成的輸出頻率。所述的將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端， 采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路 正交信號的平方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值 步驟為將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端，采用擴 展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交信 號的平方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值。采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式迭代公式為xJ+1 = x廠 o jyj(l-2J_2)對于j ( 0 yJ+1 = yj+ o jXj (1-2J_2)zJ+1 = Zj- o jtan-1 (1_2J"2)xJ+1 = Xj- o jyj2-J對于j > 0 yJ+1 = yj+ o jXj2"jzJ+1 = Zj- o jtadd
6f-1, K >0式中，o"廣-sgn(八)=\
I + 1，力 <0其中，o j為本級運算控制字，Xj.yj.Zj為本級迭代器輸入端，Xj+1、yj+1、zj+1為下一 級迭代器輸入端，j = 0，0，0，1，2，. . . N-1為迭代序列。初始值為xin = Xl(t)、yin = xQ(t)、zin = 0，xx (t)、xQ(t)為兩路濾除二次諧波分 量后的正交信號，采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，最終迭代結果為xout =K」x〗(0 + x2Q(t)yout = 0
X0(t)zOM( = tan"]
xI(t) 其中，通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交信號的平方根運算值，通用解調模塊 zout輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值。綜合考慮尺度因子和收斂角度范圍的折衷 辦法，當我們選取迭代序列j = 0，0，0，1，2，...時，最大收斂角度為= tan"1 (2^) + 2tan'1 (2°) + ^；tan"1 (2"')^=00 3.3141
/=0
N _尺度因子為=+ )2 3.29352
N=co所述的根據不同調制信號，對平方根運算值濾波或對反正切運算值差分，得到信 號的解調信息的步驟為根據不同的調制信號，調幅AM信號由通用解調模塊x。ut輸出端信號減去平均直流 分量得到解調信息，抑制載波的雙邊帶DSB信號由通用解調模塊x。ut輸出端直接得到解調 信息，抑制載波單邊帶SSB信號由通用解調模塊x。ut輸出端直接得到解調信息，調頻FM信 號由通用解調模塊z。ut輸出端信號經差分后濾除直流分量得到解調信息，M進制振幅鍵控 MASK信號由通用解調模塊z。ut輸出端直接得到解調信息，M進制移頻鍵控MFSK信號由通用 解調模塊z。ut輸出端信號差分后得到解調信息，M進制移相鍵控MPSK信號由通用解調模塊 zout輸出端直接得到解調信息，M進制正交振幅調制MQAM信號由通用解調模塊x。ut輸出端 信號濾波和通用解調模塊z。ut輸出端信號差分后聯合求值得到解調信息。本發明與現有技術相比具有有益效果1)直接數字頻率合成和通用解調模塊共同構成本發明，且兩者都采用擴展收斂域 的C0RDIC算法，綜合考慮尺度因子，可使收斂角度擴大到3. 3141，根據需要選擇合適的迭 代序列，收斂角度可以更大，這就使得無需對輸入信號進行預先處理，擴展了適用范圍。2)本發明采用正交化線性模型解調，這里僅列出八種常用解調方式，其他可使用 正交化方法解調的單載波調制方式都能使用本發明進行解調，且不需要增加額外硬件電 路，通用性強。3)本發明對部分調制信號的頻偏不敏感，即使接收端本地載波存在頻偏，仍能有 效地進行解調，具有良好的抗載頻失配特性。4)本發明解調精度跟迭代次數有關，增加迭代次數可以提高運算精度，當數據位 寬為帶符號12比特時，可表示為-4096 4095，當數據位寬為帶符號16比特時，可表示為-32768 32767。而采用C0RDIC算法流水線結構可進一步提高運算速度。5)由于C0RDIC算法將復雜的算術運算轉化成了移位和加法運算，可以大大降低 硬件實現的復雜度且易于實現，同時本發明將多種解調方式集成在同一個硬件模塊中，靈 活性強，通用性能突出。


圖1是對不同調制信號的通用解調實現方法原理2是直接數字頻率合成結構框3是采用C0RDIC算法實現直接數字頻率合成原理4是C0RDIC算法一級迭代結構5是采用擴展收斂域C0RDIC算法實現直接數字頻率合成迭代結構6是采用擴展收斂域C0RDIC算法實現通用解調模塊迭代結構圖
具體實施例方式對不同調制信號的通用解調實現方法的步驟如下1)從接收機端獲取信號載波信息，利用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋 轉模式，生成兩路正交的本地載波信號；2)將接收機端輸出信號與兩路正交的本地載波信號混頻，生成兩路帶有信息的信 號；3)將兩路帶有信息的信號經過低通濾波器，濾除二次諧波分量，得到兩路正交信 號；4)將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端，采用 擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交 信號的平方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值；5)根據不同調制信號，對平方根運算值濾波或對反正切運算值差分，得到信號的 解調信息。所述的從接收機端獲取信號載波信息，利用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標 下旋轉模式，生成兩路正交的本地載波信號步驟為根據接收機端收到的信號載波信息，選取系統時鐘頻率f。lk和頻率控制字W輸入 到相位累加器，生成相位信息e，并輸入到的直接數字頻率合成模塊Zin輸入端，經采用擴 展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋轉模式迭代后，在直接數字頻率合成模塊x。ut輸出端 得到本地載波余弦信號，在直接數字頻率合成模塊y。ut輸出端得到本地載波正弦信號。采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋轉模式迭代公式為xJ+1 = x廠 o jyj(l-2J_2)j 彡 0 時，yJ+1 = yj+ o jXj (1_2J_2)zJ+1 = Zj- o jtarT1 (1_2J"2)xJ+1 = Xj- o jyj2-Jj > 0 時，yJ+1 = yj+o jXj2-jzJ+1 = Zj- o jtadd
81, z, >0式中，ex二 sgn(z ) = j其中，o j為本級運算控制字，Xj.yj.Zj為本級迭代器輸入端，Xj+1、yj+1、zj+1為下一 級迭代器輸入端，j = 0，0，0，1，2，. . . N-1為迭代序列。設初始值為Xin= 1/K，yin = 0，zin= e，采用擴展收斂域后，尺度因子K = 3. 29352，最大收斂角度 0max = 3.3141。迭代輸出值為x。ut= cos 0 , yout = sin 0 , zout = 0，即 0 = 2 Ji fct, fc 即為本地 端載波頻率。111;和f。的關系式為fc=^W式中，fclk是系統時鐘頻率，W是頻率控制字，N是W的位寬，fc是直接數字頻率合 成的輸出頻率。所述的將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端， 采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路 正交信號的平方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值 步驟為將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端，采用擴 展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交信 號的平方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值。采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式迭代公式為xJ+1 = Xj-o jyj(l-2J"2)對于j ( 0 yJ+1 = yj+ o jXj (1_2J_2)zJ+1 = Zj- o jtarT1 (1_2J"2)xJ+1 = Xj- o jyj2-J對于j > 0 yJ+1 = yj+ o jXj2"jzJ+1 = Zj- o jtadd其中，o j為本級運算控制字，Xj.yj.Zj為本級迭代器輸入端，Xj+1、yj+1、zj+1為下一 級迭代器輸入端，j =0,0,0,1,2,...N-1為迭代序列。初始值為xin = Xl(t)、yin = xQ(t)、zin = 0，xx (t)、xQ(t)為兩路濾除二次諧波分 量后的正交信號，采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，最終迭代結果為xmt =K^xj(t) + x2Q(t)yout = 0
‘‘x0 (t)zout = tan"]
Xj(t)其中，通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交信號的平方根運算值，通用解調模塊 zout輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值。綜合考慮尺度因子和收斂角度范圍的折衷
一 1， yj>0 +1’ yj < o辦法，當我們選取迭代序列j =0,0,0,1,2,...時，最大收斂角度為
0腿=K|w=m = tan-1(2";v) + 2tan"1 (2°) + J；tan"1 (2"') 3.3141
尺度因子為 JCc =V2-V2-nVl + (2"')2
3.29352
1=0
所述的根據不同調制信號，對平方根運算值濾波或對反正切運算值差分，得到信 號的解調信息的步驟為 根據不同的調制信號，調幅AM信號由通用解調模塊x。ut輸出端信號減去平均直流 分量得到解調信息，抑制載波的雙邊帶DSB信號由通用解調模塊x。ut輸出端直接得到解調 信息，抑制載波單邊帶SSB信號由通用解調模塊x。ut輸出端直接得到解調信息，調頻FM信 號由通用解調模塊z。ut輸出端信號經差分后濾除直流分量得到解調信息，M進制振幅鍵控 MASK信號由通用解調模塊z。ut輸出端直接得到解調信息，M進制移頻鍵控MFSK信號由通用 解調模塊z。ut輸出端信號差分后得到解調信息，M進制移相鍵控MPSK信號由通用解調模塊 zout輸出端直接得到解調信息，M進制正交振幅調制MQAM信號由通用解調模塊x。ut輸出端 信號濾波和通用解調模塊z-輸出端信號差分后聯合求值得到解調信息。具體分析為
0099](1)調幅AM信號解調
0100]設AM 調制信號為 s(t) = [l+Qm(t)]cos2 3ifct
0101]式中Q為調幅系數，m(t)為調制信息，fc為載波頻率。假設接收端本地載波有一 個頻差為f。+ A f,經過直接頻率合成后兩路本地正交載頻與接收信號混頻后可得
0102]x7 (0 二 [1 + Qm(t)] cos 27rfct * cos(2^-(/c + A/)0
0103]= ++ Af)t + cos(2M/r)]
0104](0 = [1 + Qm(t)] cos 27fct * sin(2^(/c + A/>)
0105]= —+ ⑴][sin(2^-(2 fc + Af)t + sin(2^A/ )]
0106]濾除二次諧波并整理后可得
0107]I = [l+Qm(t)]cos2 Aft,
0108]Q = [1+Qm(t)]sin2 Aft,
0109]經通用解調模塊做平方根運算得
0110]Sm (0 = V/2 + S2 =V(1 + Qm{t)f cos2 27rAft + (1 + Qm{t)f sin2 IjtNft
0111]=\ + Qm{t)
0112]調制信號m(t)由1+Qm(t)減去平均直流分量1或直接將1+Qm(t)濾去直流得到。
0113](2)抑制載波的雙邊帶DSB信號解調
0114]設DSB調制信號的時域表達式為
0115]sDBS(t) = m(t) cos co ct
0116]其中m(t)是調制信息，《。是載波頻率。假設在接收機端本地載波有一個頻差，與 直接頻率合成兩路本地載波正交信號混頻后，可得 X； (t) = sDBS (t) * cos(oc + Ad))t = ~m{t)[cos(2coc + Aco)t + cos(A V]
權利要求
一種對不同調制信號的通用解調實現方法，其特征在于它的步驟如下1)從接收機端獲取信號載波信息，利用擴展收斂域CORDIC算法的圓周坐標下旋轉模式，生成兩路正交的本地載波信號；2)將接收機端輸出信號與兩路正交的本地載波信號混頻，生成兩路帶有信息的信號；3)將兩路帶有信息的信號經過低通濾波器，濾除二次諧波分量，得到兩路正交信號；4)將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端，采用擴展收斂域CORDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊xout輸出端得到兩路正交信號的平方根運算值，在通用解調模塊zout輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值；5)根據不同調制信號，對平方根運算值濾波或對反正切運算值差分，得到信號的解調信息。
2.根據權利要求1所述的一種對不同調制信號的通用解調實現方法，其特征在于所述 的從接收機端獲取信號載波信息，利用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋轉模式，生 成兩路正交的本地載波信號步驟為根據接收機端收到的信號載波信息，選取系統時鐘頻率f。lk和頻率控制字W輸入到相 位累加器，生成相位信息e，并輸入到的直接數字頻率合成模塊Zin輸入端，經采用擴展收 斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋轉模式迭代后，在直接數字頻率合成模塊x。ut輸出端得到 本地載波余弦信號，在直接數字頻率合成模塊y。ut輸出端得到本地載波正弦信號。采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下旋轉模式迭代公式為xJ+1 = x廠 0仏.(1-2竹) zJ+1 = Zj-o j.tanH)xJ+I = xJ- 0 jyfj > 0 時，yJ+1 = Yj+ o jXj2-J zJ+1 = Zj- o jtan-^^fl, zj>0式中， =Sgn(W = i—^其中，o」為本級運算控制字，yj, Zj為本級迭代器輸入端，xJ+1, yj+1、zJ+1為下一級 迭代器輸入端，j = 0，0，0，1，2，. . . N-1為迭代序列。設初始值為xin = 1/K，yin = 0,zin = 0，采用擴展收斂域后，尺度因子K = 3. 29352， 最大收斂角度= 3.3141。迭代輸出值為x。ut = cos 0 , yout = sine , zout = 0，即e = 2 Ji fct, fc即為本地端載 波頻率。f。lk*f。的關系式為式中，fclk是系統時鐘頻率，w是頻率控制字，N是W的位寬，fc是直接數字頻率合成的 輸出頻率。
3.根據權利要求1所述的一種對不同調制信號的通用解調實現方法，其特征在于所述 的將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端，采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x-輸出端得到兩路正交信號的平 方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值步驟為將兩路正交信號輸入通用解調模塊xin輸入端和通用解調模塊yin輸入端，采用擴展收 斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，在通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交信號的 平方根運算值，在通用解調模塊z。ut輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值。 采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式迭代公式為xJ+1 = x廠 0仏.(1-2竹) )j_2〉對于 j 彡 o yJ+i = Yj+o jXjd-2^2) zj+l=z 廠 0 itanH)xJ+I = xJ- 0 jyf 對于 j > 0 yJ+1 = yj+ o jXj 2_ Zj+i = zj_ o jtan_12"式中，cry = —= _f-1，力 <o其中，o j為本級運算控制字，XJ.YJ.ZJ為本級迭代器輸入端，xJ+1,yJ+1,zJ+1為下一級迭 代器輸入端，j = 0，0，0，1，2，. . . N-1為迭代序列。初始值為xin = Xl(t)、yin = xQ(t)、zin = 0，Xl(t)、xQ(t)為兩路濾除二次諧波分量后 的正交信號，采用擴展收斂域C0RDIC算法的圓周坐標下向量模式，最終迭代結果為xout = K^jx^(t) + x2g(t)Yout = 0z0ut = tan"[Xr(t)其中，通用解調模塊x。ut輸出端得到兩路正交信號的平方根運算值，通用解調模塊z。ut 輸出端得到兩路正交信號的反正切運算值。綜合考慮尺度因子和收斂角度范圍的折衷辦 法，當我們選取迭代序列j =0,0,0,1,2,...時，最大收斂角度為L =|么= tan-1(2^) + 2tan-1(2°) + Xtan-1(2")|w=o0 3.3141/=0尺度因子為Kc =V2-V2-nVl + (2-')2/=0 3.29352N=<x>
4.根據權利要求1所述的一種對不同調制信號的通用解調實現方法，其特征在于所述 的根據不同調制信號，對平方根運算值濾波或對反正切運算值差分，得到信號的解調信息 的步驟為根據不同的調制信號，調幅AM信號由通用解調模塊x。ut輸出端信號減去平均直流分量 得到解調信息，抑制載波的雙邊帶DSB信號由通用解調模塊x。ut輸出端直接得到解調信息， 抑制載波單邊帶SSB信號由通用解調模塊x。ut輸出端直接得到解調信息，調頻FM信號由通 用解調模塊z。ut輸出端信號經差分后濾除直流分量得到解調信息，M進制振幅鍵控MASK信 號由通用解調模塊z。ut輸出端直接得到解調信息，M進制移頻鍵控MFSK信號由通用解調模 塊z。ut輸出端信號差分后得到解調信息，M進制移相鍵控MPSK信號由通用解調模塊z。ut輸出端直接得到解調信息，M進制正交振幅調制MQAM信號由通用解調模塊x。ut輸出端信號濾 波和通用解調模塊z。ut輸出端信號差分后聯合求值得到解調信息。
全文摘要
本發明公開了一種對不同調制信號的通用解調實現方法。先采用直接數字頻率合成方法，通過擴展收斂域的CORDIC算法中圓周坐標下旋轉模式，產生兩路本地正交載波信號，與接收機端輸出信號合成同向支路數據xI(t)和正交支路數據xQ(t)，再經過低通濾波器，濾除二次諧波分量，然后將兩路信號輸入到擴展收斂域CORDIC算法圓周坐標下向量模式的通用解調模塊，根據不同的調制方式選擇平方根運算值或反正切運算值經過濾波或差分，得到解調信息。本發明將多種解調方式集成在同一硬件中，靈活性強，通用性能突出，同時將復雜的算術運算轉化成了移位和加法運算，可以大大降低硬件實現的復雜度，且具有較好的抗載頻失配特性。
文檔編號H04L27/32GK101977176SQ20101050451
公開日2011年2月16日 申請日期2010年10月12日 優先權日2010年10月12日
發明者李式巨, 李蕓, 楊杰, 王安定, 王曰海, 高明 申請人:浙江大學