專利名稱：正交頻分復用接收器的信道延遲估計及循環前綴平均方法
正交頻分復用接收器的信道延遲估計及循環前綴平均方法
技術領域：
本發明涉及一種在正交頻分復用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing,OFDM)接收器中，用于信噪比的提高與載波間干擾的減少而添加循 環前綴與主要OFDM信號時所需的最大信道延遲的準確的估計方法，及利用被測量的最大 信道延遲以求得要使用于循環前綴(Cyclic Prefix, CP)求平均的循環前綴的一部分的方法。
背景技術：
OFDM方式為將用于通訊會話而被分配的頻率帶域幅分割成多個窄帶頻率子帶的 寬帶調制方式，各個子帶包括無線頻率(射頻，Radio Frequency, RF)副載波，且各個副載 波對其它子信道分別包括的射頻副載波以數學方式進行正交。所述副載波的正交性允許其 個別頻譜與其它載波之間無干擾地進行重疊。由于將頻率帶域幅分割成多個正交子帶，因 此OFDM方式可以達到較高的數據傳送速度與非常有效的使用頻率帶域幅。在使用這樣的OFDM方式的系統中，為了消除可能會通過多重路徑干擾衰落 (Multipath Fading)而發生的符號間干擾(Inter Symbol Interference, ISI)，使長度與 可能發生的最大多重路徑干擾延遲(Multipath Delay)(以下稱為“最大信道延遲”)所相 應的循環前綴位于主要OFDM符號(Main OFDM Symbol)的前端。該方法能在因多重路徑干 擾衰落而發生的最大信道延遲小于循環前綴的長度的情況下，可以完全消除ISI。但是這 會變成系統冗余(System Redundancy)，會導致頻譜效率(Spectral Efficiency)的降低。 其中循環前綴(CP)是指在用于防止信道間干擾而插入于保護間隔(Guard Interval, GI) 區間的信號，在OFDM傳送方式中為了消除因多重路徑引起的符號間干擾而插入GI。但是當 GI區間沒有信號時，副載波正交性會消失，同時會發生信道間干擾。為了防止發生此干擾， 將符號區間后端的一部分信號進行復制并插入，并稱該信號為循環前綴(CP)。而且，使用這樣的OFDM方式之系統其最大缺點之一為當存在載波頻率偏移 (Carrier Frequency Offset)時，或是當收發器之間的相對變動而產生信道變動(Channel Variation)時，由此發生載波間干擾(Inter-carrier Interference, ICI)，從而導致接收 器性能的嚴重低下。這種情況下，當沒有ISI時，循環前綴與主要OFDM符號的后端部分是準確一致的 信號。因此，在OFDM接收器中不丟棄該循環前綴，而是添加到與主要OFDM符號的循環前綴 所相同的部分后求得平均(將此稱為CP求平均)，由此可以提高如下的性能。首先，改善主 要OFDM符號中以添加來求得平均部分的信噪比。另外，可以減少載波間干擾。為了采用這樣的CP求平均方法，需要僅采用循環前綴中沒有ISI的部分，因為如 果使用存在ISI的部分進行CP求平均，反而導致接收器性能低下。因此，為此需要測量最 大信道延遲，從而只將不存在ISI的部分利用于CP求平均。現有的技術也有提出過與CP求平均類似的方法。并且這時考慮信道延遲擴展 (Channel Delay Spread)，而提出過采用循環前綴的一部分的方法。但是對最大信道延遲進行測量而并非對延遲擴展進行測量而使用的方法還沒有被提出過。另外，這樣對延遲擴 展進行測量的方法以前雖然提出過很多，但在OFDM接收器中對最大信道延遲進行測量的 具體方法與將其連接于CP求平均的方法至今未被提出過。
發明內容為了解決上述問題，本發明的目的在于提供一種在OFDM接收器中采用CP求平均 方法以測量最大信道延遲從而達到最大性能的方法，及利用這樣被測量的最大信道延遲以 求得被使用于CP求平均的循環前綴的一部分的方法，從而改善信噪比和減少載波間干擾， 以提高OFDM接收器的性能。為了達到上述目的，本發明的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，在適用于 OFDM接收器的最大信道延遲的估計方法中，對信道沖激響應(Channel Impulse Response, CIR)的平均功率進行估計，并對所述被估計的值乘于可設定的數而決定第一個閾值 (Threshold)T1后，當個別抽樣(Sample)功率小于所述閾值T1時，使所述抽樣值為O而抑 制噪音，并利用噪音抑制(Suppression)后的CIR對最大信道延遲進行估計。這時，特征在于，將所述CIR分成長度大于1的延遲群(Delay Group)，并利用所述 延遲群的能量。另外，特征在于，將所述延遲群的大小設置為與典型的市區(Typical urban6, TU6)信道的最大信道延遲即50 μ s所相應的值，并設置為大于所述值的最小的2的冪乘的數。另外，特征在于，將所述延遲群的能量經一個以上的OFDM符號進行累積，并將所 述估計的CIR的平均功率在相同的OFDM符號進行累積后，利用由此求得的累積CIR平均功率。另外，特征在于，對所述累積CIR平均功率乘于可設定的數而決定出第二個閾值T2 后，在累積的延遲群能量中從延遲最大的延遲群的能量開始與所述閾值T2進行比較，從而 求得大于所述閾值T2且延遲最大的延遲群的指數(Index)后，對最大信道延遲進行估計。另外，特征在于，用于決定所述閾值T2所使用的可設定的數采用如下方式進行設 定并使用當多普勒擴展(Doppler Spread)或信道波動較大時將所述可設定的數設為較 大的值，當多普勒擴展或信道波動較小時設為較小的值而使用的方式，以及越是高階調制 方案(Higher Modulation Scheme)，越設置成較小值而使用的方式。另外，特征在于包括對CIR的平均功率進行估計的步驟；所述被估計的CIR平 均功率乘于可設定的常數，從而決定出第一個閾值T1,并利用該值而區分為延遲信道成分 (Delayed Channel Component)與不需要的噪音成分后，當判斷為噪音成分時消除所述噪 音的噪音抑制步驟；將所述CIR的抽樣分成適當大小的延遲群，并求得每個所述延遲群的 群內CIR成分的能量的延遲群平均功率估計步驟；使所述被估計的延遲群的能量值在一定 數的OFDM符號期間執行累積運算(Accumulation)的累積延遲群運算步驟；使被估計的 CIR平均功率在一定數的OFDM符號期間執行累積運算的累積CIR平均功率估計步驟；及利 用所述被估計的累積CIR平均功率而決定出第二個閾值T2，并將該值與累積延遲群能量的 大小進行比較后，找出能量大于T2且延遲最大的延遲群，從而決定最大信道延遲的步驟。另外，特征在于，將通過所述最大信道延遲的估計方法而估計的最大信道延遲，通過下述公式1及公式2而利用于CP求平均。準備利用的循環前綴的開始點=L*(D+1)公式1準備利用的循環前綴的結束點=循環前綴的結束點公式2這時，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數。如上所述，本發明提供一種在OFDM接收器中采用CP求平均方法，為了達到最大性 能而準確地對最大信道延遲進行測量的方法及裝置；并且提供一種利用被測量的最大信道 延遲而求得使用于CP求平均的循環前綴中的一部分的方法及裝置。從而通過CP求平均來 提高信噪比及減少載波間干擾，從而達到提高OFDM接收器性能的效果。
圖1為典型的OFDM收發系統的構成圖；圖2為求得CIR的各種示例圖；圖3為使用依據離散傅立葉反變換(IDFT)的頻率軸插值的信道估計方法的示意 圖；圖4為根據本發明的最大信道延遲的估計方法的示意圖；圖5為根據本發明圖4的噪音抑制的示意圖；圖6為根據本發明的最大信道延遲的示意圖；圖7為采用了根據本發明的最大信道延遲的測量方法的CP求平均方案示意圖；以 及圖8為根據本發明最大信道延遲的估計步驟的流程圖。
具體實施方式圖1為典型的OFDM收發系統構成圖，圖2為求得CIR的各種示意圖，圖3為使 用依據離散傅立葉反變換(Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT)的頻率軸插值 (Interpolation)的信道估計方法的示意圖。在對本發明的最大信道延遲估計方法的實施例進行說明之前，先對適用于OFDM 接收器的現有的普通實施例進行說明。其為本發明技術之前必須要執行的構成及方法，從 理論的展開及理解的便利考慮，先對此進行說明后，再對本發明進行詳細的敘述。典型的OFDM收發系統如圖1。一般的OFDM發送器如圖1所示，由信道編碼器(Channel Encoder) 110，交織器 (Interleave!·) 120，符號映射器(Symbol Mapper) 130, IDFT 模塊 140，循環前綴(CP)插入 (Insertion)模塊 150，數模轉換器(Digital-to-Analog Converter，DAC) 160，基帶射頻轉 換器(BB-to-RF converter) 170，以及天線180等構成。在這種情況下，所述信道編碼器110是指，為了提高對加性高斯白噪聲(Additive White Gaussian Noise，AWGN)、多重路徑干擾及時間選擇性衰落干擾(Time-selective Fading Interference)等的收發系統的可信度(Reliability)，而通過已研制好的方法對 原來的數據添加少量的冗余(Redundancy)(或奇偶校驗，Parity)的過程。所述交織器120所執行的作用是將區間誤差轉換成離散誤差。原因在于，一般使 用的信道譯碼(Channel Coding)方法對區間誤差較為脆弱。
所述符號映射器130為將比特流(Bit Stream)映射(Mapping)成符號的模塊，與 此相應的有M進制正交幅度調制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)、M進制相移鍵 控(Phase-shift Keying, PSK)等。所述IDFT模塊140為執行OFDM調制(Modulation)的過程，循環前綴插入150起 如下作用為了消除長度小于一定大小的多重路徑干擾衰落所發生的ISI的影響，將IDFT 模塊140輸出即主要OFDM符號的后端部分添加到符號前端。直到循環前綴插入150為止 是數字信號流，DAC所執行的作用即為將此轉換成模擬信號。最后將被數模轉換的模擬基 帶(Baseband)信號通過基帶射頻轉換器(BB_to-RF converter) 170而轉換成射頻信號，并 通過天線180而進行發送。如圖1所示，普通的OFDM接收器由天線210、射頻基帶轉換器 (RF-to-BBconverter) 220> Il ^ ^ (Analog-to-Digital Converter, ADC) 230、 ^L 字前端(Digital Front-End) 240、循環前綴消除(Removal)器250、離散傅立葉變換 (Discrete Fourier Transform, DFT)模塊260、符號同步裝置(Symbol Synchronizer) 255、 信道估計器(Channel Estimator) 275、符號去映射器(SymbolDemapper) 270、解交織器 (Deinterleaver) 280、以及信道解碼器(ChannelDecoder) 290 等構成。過程的簡單的說明如下首先將通過天線210而接收的信號通過射頻基帶轉換器 220而轉換成模擬基帶信號，并且所述信號經模數轉換器230而轉換為數字基帶信號。數字 前端模塊240執行各種功能，具體包括自動增益控制(Auto Gain control，AGC)、直流偏 移(DC offset)消除器、IQ 不平衡補償器，臨道干擾(Adj acent Channel Interference, ACI)/同道干擾(Co-charmel Interference,CCI)消除濾波器、載波頻率錯誤補償器、以及 采樣頻率錯誤補償器等。在這種情況下，符號同步裝置255與循環前綴消除器250執行如下作用尋找不發 生ISI的主要OFDM符號的開始點后消除循環前綴，只將主要OFDM符號傳達到下一個步驟 即DFT模塊260。所述信道估計器275起到對信道的頻率響應進行估計的作用，以此為基礎，符號 去映射器270起到將原來的比特流進行恢復的作用，在大多數情況下，通過軟判決(Soft Decision)將比特流并非以二進制數碼表現，而是以軟價值(Soft Value)形態進行表現后 傳遞到下一個過程。所述解交織器280對應于發送器的交織器120而執行相反的動作，而信道解碼器 290利用附加的冗余(或者奇偶校驗)，對信道中所發生的誤差進行更正或者檢測。在這樣的OFDM接收器中，對接收信號進行DFT模塊260后通過符號去映射器 270將原來的比特流進行解調，而在使用相移鍵控與正交幅度調制等的符號映射(Symbol Mapping)法的情況下，需要對信道的頻率應答進行估計才能進行解調。但是，如采用了 差分調制(Differential Modulation)的地面數字多媒體廣播(Terrestrial-Digital Multimedia Broadcasting, T-DMB)系統中，不用對信道頻率的應答進行估計，也有可能將 原來的數據解調出來。而且，普通的OFDM接收器中可以通過多種方法求得信道脈沖響應(以下稱為 “CIR”)。圖2對此進行了說明，首先，當需要對信道的頻率應答進行估計才可以進行解調的 情況下(情況I)，對所估計的信道的頻率應答進行IDFT后可以求得CIR，當并非一定要對信道的頻率應答進行估計的情況下(情況II)，利用通過符號去映射器而恢復的原數據與 DFT的輸出，得到附加的信道頻率應答后對此進行IDFT，由此可以得到CIR。但大多情況下使用如下方式為了達到符號同步與頻率同步，除了一般的OFDM符 號以外，在接收器中還將已知的特殊符號以周期性地進行配置后進行傳送。例如，在CMMB 移動電視系統中將信標符號以25ms的間距周期性地進行傳送，而在T-DMB移動電視系統中 將基準相位符號(Phase ReferenceSymbol)以周期性地進行傳送，在無線局域網(WLAN)系 統中將長/短訓練符號(Long/Short Training Symbol)在每個幀進行傳送。在這種情況 下(情況III)，對特殊符號進行DFT后，利用已知的頻域數據(Domain Data)，對信道的頻 率應答進行估計后同樣對此進行IDFT，由此可以求得CIR。一方面，在情況I的情況下，還有一種信道估計器自身包括用于求出CIR的過程的 方法。例如，在提供有導頻副載波的系統中，利用所述方法對信道頻率應答進行估計，其中 時間插值模塊310與頻率軸插值方法較多地被利用。其中如下的頻率軸插值方法較為廣泛 地被使用對時間軸插值的結果進行IDFT而求得CIR后，將不需要的成分如混迭(Alias) 成分進行消除的噪音/混迭抑制模塊320方法。這時，消除了不需要的成分的CIR即為想 要求得的CIR。這可以從圖3中進行確認。本發明提供一種，利用如上所述實例的多種方法而得出的CIR，求出最大信道延遲 的方法。以下，參照附圖對本發明的一實施例進行詳細說明。圖4為根據本發明的最大信 道延遲的估計方法的示意圖；圖5為根據圖4的噪音抑制的示意圖，圖6為根據本發明的最 大信道延遲的示意圖，圖7為采用了根據本發明的最大信道延遲的測量方法的CP求平均方 案(CP Averaging Scheme)示意圖，圖8為最大信道延遲的估計步驟的流程圖。如圖4及圖8所示，利用CIR而求得最大信道延遲的方法是由多個子模塊而構成。對最大信道延遲估計方法進行詳細說明如下。首先，利用CIR平均功率估計模塊，執行對CIR的平均功率進行估計的步驟 (S510)。接下來，所述被估計的CIR平均功率乘于如T1 = λχ，為可設定的常數，其中λ為 一預定比值，X為CIR的平均功率，從而決定第一個閾值T1，并利用該值區分出延遲信道成 分與不需要的噪音成分后，當判斷出噪音成分時，為了消除該成分而執行利用噪音抑制模 塊的噪音抑制步驟(S520)。接下來，將所述CIR的采樣分成適當大小的延遲群，每個所述延遲群均利用用 于求得群內CIR成分能量的延遲群平均功率估計模塊，執行延遲群平均功率估計步驟 (S530)。累積延遲群運算模塊將被估計的該些延遲群的能量值在一定數的OFDM符號期間 執行累積運算(Accumulation)，利用所述累積延遲群運算模塊，執行累積延遲群運算步驟 (S540)。接下來，累積延遲群運算模塊將被估計的CIR平均功率在一定數的OFDM符號期間 執行累積運算，利用所述累積延遲群運算模塊執行累積CIR平均功率估計步驟(S550)。最后，利用如下估計最大信道延遲的模塊來對適用于OFDM接收器的最大信道延 遲進行估計步驟(S560)。估計最大信道延遲的模塊，利用被估計的累積CIR平均功率決定 出第二個閾值T2,并將該值與累積延遲群能量的大小進行比較后，找出具有大于T2的能量且延遲最大的延遲群，由此決定出最大信道延遲。另一方面，如圖5所示，本發明在CIR中區分出延遲信道成分與噪音成分后消除噪 音成分，可以求得更加準確的CIR，從而能更加準確地對最大信道延遲進行估計。這要根據 CIR的平均功率與構成CIR的個別抽樣值的功率的比值大小來進行判斷。一般情況下，接收器所工作的信噪比為大于OdB的值。并且在CIR信號中延遲信 道成分所相應的抽樣數與整個抽樣數相比非常少。即，整個信號功率僅集中于幾個抽樣的 延遲信道成分中。因此，存在有延遲信道成分的抽樣平均功率遠大于只存在噪音的抽樣平均功率。 利用該事實決定出適當的閾值后，功率小于該值的抽樣，可以認為延遲信道成分不存在而 只存在噪音的可能性較高。這能使在之后求得延遲群的平均功率時能提高其準確性。另外，在本發明中將消除噪音的CIR信號分成包括一定數采樣的延遲群，并求得 每個延遲群的能量之后，利用該些值對最大信道延遲進行估計，從而提高延遲信道成分存 在時與不存在時的識別能力。S卩，當延遲群內存在延遲信道成分時，大部分的延遲信道成分在噪音抑制步驟中 不能被消除，而被保留下來。一般的信道延遲譜具有基本信道脈沖響應譜，并且由該基本信 道脈沖響應譜(CIR Profile)的延遲版本(Delayer Version)而構成。例如，TO6信道變成基本信道脈沖響應譜，而移動單頻網(Mobile SFN)信道以TO6 信道脈沖響應譜與其延遲版本相加的形態構成。當延遲群的大小能足夠包含基本信道脈沖響應譜時，延遲群的總能量的值遠大于 個別采樣類別的延遲信道成分的能量。但是在噪音的情況下，大部分都在噪音抑制過程中 被消除掉而只剩下一部分，并且個別采樣所包含的噪音本身就小于信號，因此只存在有噪 音的延遲群的能量與被保存下來的個別采樣類別的能量沒有多少差異。從而將各個采樣組 成延遲群后的能量在有延遲信道成分與沒有延遲信道成分時的差距會變得非常大。另外，本發明所提供的分為延遲群的方法，可以減少在之后的過程中求出經各個 OFDM符號的累積值時所需的存儲器的量。具體地講，當所使用的延遲群的大小設為L時，可 以將所需的存儲器的量減少為1/L。并且，在這種情況下，延遲群的大小最好根據前面敘述的基本信道脈沖響應的延 遲大小來決定。例如，TTO信道的延遲大小為50 μ s，該長度在手持數字視頻廣播(Digital Video Broadcasting Handheld, DVB-Η)的8MHz帶寬+8K模式中相當于46個抽樣，而在中 國移動多媒體廣播(CMMB)的8MHz帶寬模式(Bandwidth Mode)中相當于50個抽樣。但是循環前綴的長度大部分使用以2的冪乘的數，因此當延遲群的大小也為約數 時較為方便，因此優選地決定為大于等于基本CIR延遲大小的最小的2的冪乘。即，前面所 述的DVB-H與CMMB的例子中最好決定為64個抽樣。另外，本發明提供如下方法由于OFDM收發器之間的相對變動等，會隨著時間CIR 會發生變化，這種情況下，有必要從時間的角度對平均的最大信道延遲進行估計時，使CIR 延遲群的能量在一定數量的OFDM符號進行累積的方法。在這種情況下，決定出閾值T2而 所需的CIR平均功率也同樣需要在相同的OFDM符號進行累積，其中所述閾值T2使用于決 定出最大信道延遲。另一方面，本發明所提供的最大信道延遲估計的最后步驟中，各延遲群的累積能量決定出比累積CIR平均功率所導出的閾值T2更大的最大延遲。這時的閾值T2優選地絕 決定為αχ，其中λ為一預定比值，χ為累積CIR的平均功率，在這種情況下的α值為，如 圖6所示，可以設定為固定的值而使用，也可以以自適應(Adaptive)方式進行運用。這時，增大α值時較小的延遲信道成分被忽略的可能性變大，跟著循環前綴的更 多部分被使用于CP求平均的可能性變大。這時由被忽略的延遲信道成分發生ISI，從而會 導致性能低下。相反，循環前綴的更多部分被利用，從而使得噪音抑制效果與載波間干擾抑 制效果變大。因此可以通過如下方法，以自適應方式進行運用。第一，測量信道波動或者多普勒擴展后，由于這些值越大載波間干擾的影響越大， 因此將α值設定為使更多的循環前綴的部分被利用于CP求平均。第二，在高階調制方案(例如，16-正交幅度調制與Q相移鍵控相比是高階調制方 案)中對ISI的影響比較敏感，因此將α值設置地較小，從而對較小的延遲信道成分也進 行檢測而最大程度的降低ISI的影響。本發明中，將通過本發明所提供的方法而得到的最大信道延遲設為D時，該值如 以下公式所示，被使用于決定出CP求平均時所使用的循環前綴的部分。準備利用的循環前綴的開始點=L*(D+1)公式1準備利用的循環前綴的結束點=循環前綴的結束點公式2這時，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數。本發明提供的用于決定第-個閾值T1所使用的λ值、決定第二個閾值T2所使用 的α值、延遲群的大小L、用于求得累積時的OFDM符號數N是以參數化(Parametric)體 現。例如，在以硬連線邏輯(Hard-wired Logic)體現的情況下，意味著可以使以寄存 器形態進行設定。因此希望根據被使用的系統、信道環境、調制方案等特性來適當地進行設 定后進行使用。特別是，在α值在檢測多普勒擴展等后自動被設定而使用時，能進一步提 高CP求平均的性能。以上對本發明優選的實施例進行了示圖及說明，但本發明并不限于上述的特定實 施例，并且在不超出權利要求范圍所要求的本發明范疇的范圍內，在該技術領域的普通技 術人員肯定能有多種變換實施，但是對這樣的變換實施不能與本發明的技術思想或前景區 別開來進行理解。
權利要求
一種適用于正交頻分復用接收器的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，對信道沖激響應的平均功率進行估計，并對所述被估計的值乘于可設定的數，以決定第一個閾值后，當個別抽樣功率小于所述第一個閾值時，使所述抽樣值為0而抑制噪音，并利用噪音抑制后的信道沖激響應對最大信道延遲進行估計。
2.權利要求1所述的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，將所述信道沖激響應分 成長度大于1的延遲群，并利用所述延遲群的能量。
3.權利要求1所述的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，將所述延遲群的大小設 置為與典型的市區信道的最大信道延遲即50^ s所相應的值，并設置為大于所述值的最小 的2的冪乘的數。
4.權利要求2所述的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，將所述延遲群的能量經 一個以上的正交頻分復用符號進行累積，并且將所述被估計的信道沖激響應的平均功率在 正交頻分復用符號與延遲群能量的累積時相同的正交頻分復用符號期間進行累積，從而求 得累積信道沖激響應平均功率，并利用所述累積信道沖激響應平均功率進行估計。
5.權利要求4所述的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，對所述累積信道沖激響 應平均功率乘于可設定的數而決定出第二個閾值后，在累積的延遲群能量中從延遲最大的 延遲群的能量開始與所述第二個閾值進行比較，從而求得大于所述第二個閾值且延遲最大 的延遲群的指數后，進行估計。
6.權利要求5所述的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，用于決定所述閾值T2所 使用的可設定的數采用如下方式來進行設定并使用當多普勒擴展或信道波動較大時將 所述可設定的數設為較大的值，當多普勒擴展或信道波動較小時設為較小的值而使用的方 式，以及越是高階調制方案，越設置成較小值而使用的方式。
7.一種利用根據權利要求1至6中任意一項所述的最大信道延遲的估計方法而被估計 出來的最大信道延遲，通過下述公式1及公式2而利用于循環前綴求平均的方法。準備利用的循環前綴的開始點=L*(D+1)公式1準備利用的循環前綴的結束點=循環前綴的結束點公式2這時，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數。
8.一種適用于正交頻分復用接收器的最大信道延遲的估計方法，其特征在于，包括如 下步驟對信道沖激響應的平均功率進行估計的步驟；所述被估計的信道沖激響應平均功率乘于可設定的常數，從而決定出第一個閾值，并 利用該值而區分為延遲信道成分與不需要的噪音成分后，當判斷為噪音成分時消除所述噪 音的噪音抑制步驟；將所述信道沖激響應的抽樣分成適當大小的延遲群，并求得每個所述延遲群的群內信 道沖激響應成分的能量的延遲群平均功率估計步驟；使所述被估計的延遲群的能量值在一定數的正交頻分復用符號期間執行累積運算 (Accumulation)的累積延遲群運算步驟；使被估計的信道沖激響應平均功率在一定數的正交頻分復用符號期間執行累積運算 的累積信道沖激響應平均功率估計步驟；以及利用所述被估計的累積信道沖激響應平均功率而決定出第二個閾值，并將該值與累積延遲群能量的大小進行比較后，找出能量大于所述第二個閾值且延遲最大的延遲群，從而 決定最大信道延遲的步驟。
9. 一種利用權利要求8的最大信道延遲的估計方法而估計出來的最大信道延遲，通過 下述公式1及公式2而利用于循環前綴求平均的方法。準備利用的循環前綴的開始點=L*(D+1)公式1準備利用的循環前綴的結束點=循環前綴的結束點公式2這時，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數。
全文摘要
本發明涉及一種正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)接收器的信道延遲估計及循環前綴平均方法，在使用正交頻分復用方式的通訊系統中所工作的OFDM接收器對最大信道延遲(Channel Delay)進行估計的方法，更具體地講，提供一種用于提高信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)與減少載波間干擾，以添加循環前綴(Cyclic Prefix，CP)與主要OFDM信號時所需的最大信道延遲的估計方法，同時提供一種利用被測量的最大信道延遲，以求得要使用于CP求平均(Averaging)的循環前綴的一部分的方法，從而提高OFDM接收器的性能之效果。
文檔編號H04L27/26GK101938446SQ201010217898
公開日2011年1月5日 申請日期2010年6月22日 優先權日2009年6月25日
發明者金范珍 申請人:芯光飛株式會社