信號調制方法和信號解調方法

專利名稱：信號調制方法和信號解調方法
技術領域：
本發明大體上涉及信號調制和解調方法，更具體地，涉及適用于以直接序列擴頻 (Direct Sequence Spread Spectrum，以下簡稱為DSSS)信號作為測距信號的衛星導航系 統中的信號調制和解調方法。
背景技術：
為了利用擴頻碼中頻繁的相位翻轉來精密測距，以及獲得良好的多址接入性能和 抗多徑與干擾性能，全球導航衛星系統(GlobalNavigation Satellite System，以下簡稱 為GNSS)的信號都使用了直接序列擴頻(Direct Sequence Spread Spectrum，以下簡稱為 DSSS)技術。正如本領域內技術人員所知，DSSS可被看作二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,以下簡稱為BPSK)的擴展。圖1是示出了各種調制信號的基帶波形的示意圖。其中，圖1(a)示出了一組擴頻 序列，其被擴頻碼片波形賦形后，與數據信號和射頻載波相乘，得到傳輸信號。傳統的導航測距信號采用矩形擴頻碼片的二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying-Rectangular，以下簡稱為BPSK-R)調制。這種基帶擴頻信號的擴頻序列的碼片形 狀為矩形非歸零碼，如果擴頻序列的發送速率為f。，則一個碼片波形的持續時間為T。= 1/ f。。圖1(b)示出了一段這種信號的基帶波形實例。BPSK-R調制方式實現簡單，被廣泛地用在傳統的全球定位系統(Global Positioning System，以下簡稱為GPS)中，C/A碼、P(Y)碼使用的都是這種調制技術。但隨 著GNSS的發展，這種調制方式的頻譜兼容性以及測距和抗干擾性能的不足日益顯現。為了使多種信號可以更好地共享GNSS的有限頻段，同時進一步提高信號的測距 精度及抗干擾性能，新的信號調制方式不斷呈現。例如業內皆知的二進制偏移載波(Binary Offset Carrier，以下簡稱為B0C)調制。這種調制方式的實現方法是在BPSK-R調制的 基礎上再將信號與一個方波形式的副載波相乘，具體請參考J. W. Betz的“Binary offset carrier modulation for radionavigation，，，Navigation, vol. 48, pp. 227-246, winter 2001-2002。已知，B0C調制有兩個參數副載波頻率仁和擴頻序列速率f。，其中fs彡f。，所以 B0C具體的調制方式可以記為B0C(fs，f。)。圖1(c)給出了一組基帶B0C(2f。，f。)調制信號 的波形實例。在導航領域中，更簡單的記法是將仁和f。都用1. 023MHz進行歸一化，直接記為 B0C(m, n)，其中 m = fs/l. 023MHz, n = fc/l. 023MHz。一個B0C調制信號可以表示為sB0C (t) = Asd (t) gB0C (t) cos (2 31 f0t+ e )其中，As是信號幅度，f。是載波頻率，e是載波相位，d(t)是數據信號，
是基帶boc調制信號。
這里，sgn是符號函數，仁是副載波頻率，V是副載波的相位，{ck}是擴頻序列， p(t)是持續時間為T。的矩形脈沖，即
其他在B0C調制的基礎上，美國與歐盟又在2006年共同提出了一種新的調制方式，即， 復用二進制偏移載波(Multiplexed Binary OffsetCarrier,以下簡稱為MB0C)調制。美國 的全球定位系統和歐洲正在開發的伽利略衛星導航系統在L1/E1 (1575. 42MHz)頻點的民 用信號上都使用這種調制方式。嚴格說來，MB0C調制并不是一種具體的調制方式，而是一個比較寬泛的概念，用于 約束各導航系統信號的頻譜形狀。因此，對于MB0C調制的定義僅限制了信號的功率譜形 狀。一個一般的MB0C信號可以記作MB0C(m，n，r)，其中，m> n > 0，r彡0。其歸一化的功 率譜密度(Power Spectral Density，以下簡稱為PSD)在未經限帶濾波時可以表示為①MB0C(m,n,r)= (1-r)①B0C(n,n)+r ①B0C(m,n)(1)其中，OB0C(n>n)是采用B0C(n，n)調制的信號的功率譜，OB0C(ffljn)是采用B0C(m，n)調 制的信號的功率譜。也即，采用MB0C調制的信號是寬帶信號B0C(m，n)與窄帶信號B0C(n， n)以功率配比r (l_r)合成得到的。圖2示出了 MB0C(6，1，1/11)調制信號在中心頻點左右20MHz范圍內的頻譜形狀。由于MB0C調制的定義對這種調制的具體實現方法沒有任何限制，因此信號的分 量數目、各分量的產生方式，以及各分量的組合方式非常靈活，只要保證最后的合成信號 PSD滿足式(1)的形式即可。已有的MB0C調制的時域實現方式也不唯一。GPS L1頻點的 現代化民用信號L1C使用的調制方式被稱為時分復用二進制偏移載波(Time-Multiplexed Binary Offset Carrier，以下簡稱為TMB0C)調制。而伽利略系統L1公開服務(Open Service，以下簡稱為OS)信號使用的是合成二進制偏移載波(Composite Binary Offset Carrier,以下簡稱為CB0C)調制。關于MB0C調制定義以及TMB0C和CB0C調制的實現方 式，具體請參考 G. Hein，J. Avila-Rodriguez 等人的“MB0C :The new optimized spreading modulation recommended forGalileo LI OS and GPS L1C", Proc. of IEEE/1ON PLANS, San Diego, CA. 2006 :883_892。其中，TMB0C 調制為第 US20080260001 號美國專利。正如本領域內技術人員所知，TMB0C調制是通過時分復用的方式將B0C(n，n)調制 分量與B0C(m，n)調制分量進行組合的。一個TMB0C(m，n，r)調制的信號，在發射時間的一 些時間段內發射B0C(m，n)調制分量，在其余的時間段內發射B0C(n，n)調制分量。這種調 制信號的基帶波形如圖1(d)所示，如圖1(d)所示，示出了 TMB0C(6f。，f。，2/ll)調制的基帶 波形。當兩種信號分量的出現時間比為r時，兩個分量的信號功率比為r，合成信號的自 相關函數為RTMB0C(m,n,r) = (1RB0C(n，n)+rRB0C(m，n)⑵因此，這種信號的PSD可以滿足MB0C定義式的要求。但這種調制方式的不足在于， 無論在發射端還是接收端，都必須要有一套時分復用的切換開關。已知，CB0C調制是通過時域線性疊加的方式將B0C(n，n)調制分量與B0C(m，n)調制分量進行組合的。在所有時刻，CB0C信號的B0C(n，n)調制分量與BOC(m，n)調制分量都 同時出現，在賦以不同的權重后直接通過幅度相加或相減疊加在一起。其中，二者權重的取 值決定了最終的頻譜中B0C(n，n)調制分量與B0C(m，n)調制分量的功率比。CB0C調制信號可以表示為sCB0C(t) = Asd(t)gBPSK_R (t)cos(27if0t + 9)x{^Fsgn[sin(27ifst)l士Wsgn[sin(127ifst)"|}其中，根據在疊加時B0C(n，n)調制分量與B0C(m，n)調制分量之間是相加還是相 減，CB0C調制又可以分為同相CB0C調制和反相CB0C調制，分別記作CB0C+和CB0C_。圖1 (e) 和圖1(f)分別示出了一段CB0C+(6f。，f。，2/ll)調制的基帶信號的波形實例和CB0C_(6f。， f。，2/ll)調制的基帶信號的波形實例。已知，CB0C+調制信號和CB0C_調制信號的頻譜都不滿足MB0C調制的定義。這兩 種調制信號的頻譜分別為 其中，OB0C(n,n)/B0C(ffl,n)是B0C(n，n)調制分量與B0C(m，n)調制分量之間的互相關的 譜。為確保總PSD滿足MB0C定義，在總的發射信號中，只有兩種CB0C的調制信號等功率成 對出現，總的合成信號中的互相關項才能相互抵消。這樣的限制條件使CB0C調制的使用不 夠靈活。而且，與BPSK-R調制、B0C調制、TMB0C調制不同，CB0C調制的信號的時域波形不 是二值的，而存在多個幅度。這就讓發射端和接收端產生這種信號的設備復雜度增加。每 一時刻的信號幅度不能用單比特來表示，而要使用多個比特。在接收機里使用邏輯電路對 這種信號進行相關運算時，多比特的相乘和累加操作都會大大增加接收機的實現復雜度。

發明內容
鑒于上述情況，提出了本發明，進而在確保調制信號滿足MB0C定義的條件下改善 現有技術中出現的問題。本發明提供了一種信號調制和解調方法，其中，該信號調制方法用 于使調制后的每一個信道的信號中的兩個調制分量在載波相位上互相正交，以使調制后的 信號的所有信道的總頻譜滿足特定的頻譜限制條件，以及該信號解調方法用于利用擴頻序 列的互相關性來對經過上述信號調制方法調制的信號進行解調處理。根據本發明的一個方面，信號調制方法包括以下步驟對于第X信道，步驟一，將 服務信號的第X信道基帶信號分別與服務信號的第一方波副載波和第二方波副載波相乘， 得到第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號；步驟二，將 第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號乘以不同放大倍 數，使它們的功率比為(1_PX)/PX ；步驟三，使用第一二進制偏移載波調制基帶信號來調制 第一射頻載波，得到第一射頻信號，并同時使用第二二進制偏移載波調制基帶信號來調制 第二射頻載波，得到第二射頻信號；以及步驟四，根據第一射頻信號和第二射頻信號得到服 務信號的第X信道射頻信號，其中，px為第X信道中所述窄帶B0C分量和所述寬帶B0C分量 的功率比值，以及X表示服務信號的信道號，其中，m是所述服務信號的所述第X信道的頻 譜中所述寬帶B0C分量的方波副載波頻率被1. 023MHz歸一化后的結果；n是所述第X信道 的頻譜中所述窄帶B0C分量的方波副載波頻率被1. 023MHz歸一化后的結果；px是所述服務信號的所述第X信道的頻譜中所述窄帶B0C分量和所述寬帶B0C分量的功率比值；以及每 一 m、n、px組合對應于一種頻譜形狀并被預先設定，并且m > n > 0，px彡0。其中，所述預定的頻譜限制條件為MB0C(m，n，r)。r是服務信號的總頻譜中窄帶 B0C分量和寬帶B0C分量的功率比值，以及每一 m、n、r組合對應于一種頻譜形狀并被預先 設定，并且m > n > 0，r彡0。該信號調制方法還包括對于服務信號的第X信道，準備將要發送的二進制擴頻 序列；將擴頻序列與服務信號的第X信道的二進制電文數據進行異或操作疊加在一起；以 及用矩形非歸零碼波形對疊加后的序列進行脈沖調制，從而得到服務信號的第X信道基帶信號。其中，二進制擴頻序列是由擴頻序列發生器以速率f。產生的或者被事先存儲在 存儲器中而以速率f。讀取的，f。由MB0C(m，n, px)頻譜限制條件中的參數n決定，fc = nXl. 023MHz。當服務信號的第X信道對應于沒有二進制電文數據調制的信道時，二進制電文數 據取恒定值邏輯0。第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號被放在 載波的相互正交的相位上發射。在步驟三中，第一射頻載波與第二射頻載波的頻率相同，相位相差Ji /2。在步驟四中，通過第一射頻信號和第二射頻信號的相加或相減得到服務信號的第 X信道射頻信號。在存在兩個信道的情況下，當第X信道中的第一二進制偏移載波調制基帶信號和 第二二進制偏移載波調制基帶信號的功率比Px與第Y信道中的第一二進制偏移載波調制 基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號的功率比Py不等時，第X信道射頻信號的總 功率與第Y信道射頻信號的總功率的比值為(r-py) / (px-r)，其中，Y表示服務信號的另一信 道號并且取值與X不同。當Px = Py = r時，第X信號射頻信號與第Y信道射頻信號的總功率相等。根據本發明的另一個方面，該信號解調方法包括以下步驟將接收到的調制信號 進行變頻、采樣量化處理，以得到數字中頻信號，并使數字中頻信號與本地復現的同相載波 和正交載波相乘，以得到同相基帶信號和正交基帶信號；在接收端產生與要接收信道信號 相同的擴頻序列，并分別使用兩個符號波形來對擴頻序列進行脈沖編碼調制，以分別得到 本地第一基帶信號和本地第二基帶信號；使同相基帶信號和正交基帶信號分別與第一基帶 信號和第二基帶信號相乘，并將結果送入積分清除濾波器進行預定長度的相干積分，以得 到第一同相相關值^和第二同相相關值12與第一正交相關值Qi和第二正交相關值Q2 ；按 照預定規則對第一同相相關值Ii和第二同相相關值12與第一正交相關值Qi和第二正交相 關值Q2進行組合，以得到同相組合相關值I’和正交組合相關值Q’ ；以及使用捕獲方法以及 跟蹤環路對同相組合相關值I’和正交組合相關值Q’進行處理，以得到解調后的信號。其中，兩個符號波形分別為窄帶B0C符號波形和寬帶B0C符號波形。預定規則為


r對應于要接收信道信號要滿足的MB0C(m，n，r)頻譜限制條件中的兩個分量的功率比。因此，通過本發明的調制方法，能夠使一個服務信號的兩個信道的總頻譜滿足 MB0C(m, n, r)頻譜限制條件。采用本發明調制方式的每一信道的信號，頻譜中均不存在 B0C(n,n)調制分量與B0C(m，n)調制分量之間的互相關的譜，可以在確保總MB0C頻譜限制 不變的基礎上讓不同信道根據不同的應用需要靈活調整頻譜形狀和相對功率強度。而通過 本發明的解調方法，匹配接收機的復雜度與CB0C信號匹配接收機相當，硬件資源耗費少。


圖1是示出了現有技術中各種調制信號的基帶波形的示意圖。圖2示出了現有技術中MB0C(6，1，1/11)調制信號在中心頻點左右20MHz范圍內 的頻譜形狀。圖3是根據本發明的信號調制方法的流程圖。圖4是根據本發明的信號解調方法的流程圖。圖5是根據本發明實施例的調制信號的接收方法的視圖。
具體實施例方式下面將參考附圖詳細描述本發明的各個實施例。應了解，在本發明中，MB0C(m，n, r)頻譜限制條件中的m、n、r的具體定義為m是MB0C信號中寬帶B0C分量的方波副載波頻率被1. 023MHz歸一化后的結果，即 m = fs/l. 023MHz ；n是MB0C信號中窄帶B0C分量的方波副載波頻率被1.023MHz歸一化后的結果， 即n = f。/l. 023MHz,并且同時n也是擴頻碼速率被1. 023MHz歸一化后的結果(即，MB0C 信號是兩種B0C分量的組合，兩種B0C分量的擴頻碼速率都是nX 1. 023MHz，但方波副載 波頻率不同，其中，一種的方波副載波頻率是mX 1.023MHz，另一種的方波副載波頻率是 nXl. 023MHz)；以及r是總頻譜中這兩種B0C分量的功率比值。具體地，(m, n, r)只是個限定，這個限定可以由信號設計者預先設定，任意一種m、 n、r組合都對應于一種頻譜形狀。另外，(m，n，r)限定也可以在信號的具體調制方式設計 之前就被預先設定，然后在這個設計限定的限制之下再設計調制方式。圖3是根據本發明的信號調制方法的流程圖。如圖3所示，根據本發明的信號調 制方法包括以下步驟對于第X信道，S302，將服務信號的第X信道基帶信號分別與服務信號的第一方波副載波和第二 方波副載波相乘，得到第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶 信號；S304，將第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號 乘以不同放大倍數，使它們的功率比為(1_PX)/PX ；S306,使用第一二進制偏移載波調制基帶信號來調制第一射頻載波，得到第一射 頻信號，并同時使用第二二進制偏移載波調制基帶信號來調制第二射頻載波，得到第二射頻信號；以及S308，根據第一射頻信號和第二射頻信號得到服務信號的第X信道射頻信號。其中，px為第X信道所要滿足的MB0C(m，n, px)頻譜限制條件中的參數px ；以及X 表示服務信號的信道號。m是服務信號的第X信道中寬帶B0C分量的方波副載波頻率被1. 023MHz歸一化后 的結果，n是服務信號的第X信道中窄帶B0C分量的方波副載波頻率被1. 023MHz歸一化后 的結果，Px是服務信號的第X信道頻譜中窄帶B0C分量和寬帶B0C分量的功率比值，以及每 一 m、n、px組合對應于一種頻譜形狀并被預先設定，并且m > n > 0，px彡0。另外，預定的頻譜限制條件為MB0C(m，n，r)。r是所述服務信號的總頻譜中所述窄 帶B0C分量和所述寬帶B0C分量的功率比值，以及每一 m、n、r組合對應于一種頻譜形狀并 被預先設定，并且m>n>0，r彡0。該信號調制方法還包括對于服務信號的第X信道，準備將要發送的二進制擴頻 序列；將擴頻序列與服務信號的第X信道的二進制電文數據進行異或操作疊加在一起；以 及用矩形非歸零碼波形對疊加后的序列進行脈沖調制，從而得到服務信號的第X信道基帶信號。其中，二進制擴頻序列是由擴頻序列發生器以速率f。產生的或者被事先存儲在 存儲器中而以速率f。讀取的，f。由MB0C(m，n, px)頻譜限制條件中的參數n決定，fc = nXl. 023MHz。當服務信號的第X信道對應于沒有二進制電文數據調制的信道時，二進制電文數 據取恒定值邏輯0。第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號被放在 載波的相互正交的相位上發射。在S306中，第一射頻載波與第二射頻載波的頻率相同，相位相差/2。在S308中，通過第一射頻信號和第二射頻信號的相加或相減得到服務信號的第X 信道射頻信號。在服務信號存在兩個信道，且該服務信號的總頻譜被限定滿足MB0C(m，n, r)頻 譜限制條件的情況下，當第X信道中的第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏 移載波調制基帶信號的功率比Px與第Y信道中的第一二進制偏移載波調制基帶信號和第 二二進制偏移載波調制基帶信號的功率比Py不等時，第X信道射頻信號的總功率與第Y信 道射頻信號的總功率的比值為(r-py)/(px-r)，其中，Y表示服務信號的另一信道號并且取 值與X不同，以及px、py為預定值。當Px = Py = r時，第X信號射頻信號與第Y信道射頻信號的總功率相等。應了解，在一些衛星導航系統中，同一載波會同時傳輸多個信道的信號，以針對不 同的應用。例如，可以使用同一路載波同時傳輸第一服務信號和第二服務信號，而第一服務 信號包含兩個信道，分別稱為第一服務信號第一信道和第一服務信號第二信道，第二服務 信號也包含兩個信道，分別稱為第二服務信號第一信道和第二服務信號第二信道。這四個 信道的擴頻序列彼此正交。這四個信道的信號通過某種復用方式復合成一個包絡恒定的組 合信號。例如，第一服務信號是沒有加密的OS信號，第二服務信號是需要授權使用的公共 管制服務信號，兩信號都包括數據信道和導頻信道這兩個信道。
然而，應了解，實際上服務信號不僅僅限于包含兩個信道，信道數目的選擇完全根 據應用而設定。在本發明中，以第一服務信號和第二服務信號分別包括兩個信道為例，當然，這僅 是一種典型情況，每個服務信號可以僅包含一個信道或包含多個信道。在具體實施例中，第一服務信號的兩個信道均使用根據本發明的調制方法，從而 使兩個信道總的頻譜滿足MB0C(m，n, r)頻譜限制條件。本領域技術人員應了解，由于第一服務信號的兩個信道總的頻譜滿足MB0C(m，n, r)頻譜限制條件，因此兩個信道各自的頻譜可以但并不必需都滿足MB0C(m，n，r)頻譜限制 條件。例如，可以讓第一服務信號第一信道信號和第一服務信號第二信道的頻譜都滿足 MB0C(m, n, r)限制條件，此時兩信道的功率比可以隨意設置都可以讓總頻譜滿足MB0C(m， n,r)頻譜限制條件。然而，也可以讓第一服務信號第一信道信號頻譜滿足MB0C(m，n，p)限 制條件，P卓r，而第一服務信號第二信道信號頻譜滿足MB0C(m，n, q)限制條件，q興r，也 即第一服務信號第一信道信號中B0C(m，n)分量與B0C(n，n)分量的功率比為p/(l_p)，而 第二信道中這一比值為q/(l_q)。在這種情況下，只要兩信道的功率比為(r-q)/(p-r)，仍 可令兩個信道總的頻譜滿足MB0C(m，n, r)頻譜限制條件。對第一服務信號第一信道，首先準備出要發送的二進制擴頻序列lck}，擴頻序列 可以實時由擴頻序列發生器以速率f。產生，也可以事先存儲在存儲器中，以速率f。讀取。 其中fc的選取由MB0C(m, n, p)頻譜限制條件中的參數n決定，有f。= nXl. 023MHz。擴頻序列{ck}與第一服務信號第一信道的二進制電文數據通過邏輯異或操作疊 加在一起，疊加后的序列被矩形非歸零碼波形進行脈沖編碼調制，得到第一服務信號第一 信道基帶信號& (t)。本領域內技術人員可以理解，如果第一服務信號第一信道對應沒有二 進制電文數據調制的信道，例如導頻信道，可以看作是二進制電文數據取恒定值邏輯0的 情況。將第一服務信號第一信道基帶信號分別與第一服務信號第一方波副載波 和第一服務信號第二方波副載波相乘，其中，第一方波副載波可以寫為Ssc;1(t)= sgn [sin (2 ji fct+ 第二方波副載波可以寫為 Ssc2 (t) = sgn [sin (2 ji fst+ ￥2)],得到第 一服務信號第一信道第一二進制偏移載波調制基帶信號S-fefma)和第一服務信號第一 信道第二二進制偏移載波調制基帶信號s-fefma)，表達式為SB0C(fc,fc)1(t) = S1(t)sgn[sin(2 3ifct+￥1)]SB0C(fs,fc)1(t) = S1(t)sgn[sin(2 3ifst+￥2)]其中，fs表示第一服務信號第二方波副載波的頻率，由MB0C(m，n, p)頻譜限制條 件中的參數m決定，有fs = mX 1. 023MHz。fc是擴頻序列的產生速率，同時也是第一方波 副載波的頻率。通過將這兩個二進制偏移載波調制基帶信號乘以不同的放大倍數，將第一二進制 偏移載波調制基帶信號s-dfma)的振幅調為As11，第二二進制偏移載波調制基帶信號 SB0C(fs, fc)l ⑴的振幅調為as12，使得SBQC(f。 ，fc)l ⑴與 SB0C(fs，fc)1 (t)的功率比為(l_p)/p。對第一服務信號第二信道的處理方法類似，首先將二進制擴頻序列與電文數據通 過邏輯異或操作疊加在一起，并使用矩形非歸零碼波形進行脈沖編碼調制，得到第一服務信號第二信道基帶信號&(0。本領域內技術人員可以理解，如果第一服務信號第二信道對 應沒有二進制電文數據調制的信道，例如導頻信道，可以看作是二進制電文數據取恒定值 邏輯0的情況。之后分別與第一服務信號第一方波副載波Ssc;1 (t)和第一服務信號第二方波 副載波Ss。2(t)相乘，得到第一服務信號第二信道第一二進制偏移載波調制基帶信號SMe(f。, f。)2(t)和第一服務信號第二信道第二二進制偏移載波調制基帶信號SMe(fs,f。)2(t)。之后，通 過將這兩個二進制偏移載波調制基帶信號乘以不同的放大倍數，將第一二進制偏移載波調 制基市{曰“^" SB0C(fc，fc)2 (t)的振幅調為As21，第二二進制偏移載波調制基帶信號SB⑽fs,f。)2(t) 的振幅調為as22,使得SB0C(fc ，fc)2 ⑴與 SB0C(fs，fc)2 (t)的功率比為(l_q)/q。對于第一服務信號第一信道和第二信道，本發明的調制方式均將第一二進制偏移 載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號放置在載波的一對相互正交的相 位上發射。對第一信道，可以使用第一二進制偏移載波調制基帶信號調制第一射頻載波 COS^ZTTfRpt+CpO，得到第一射頻信號SKF11 (t)。同時，使用第二二進制偏移載波調制基帶信 號調制第二射頻載波sini^TifRpt+qh)，得到第二射頻信號sKF12 (t)。其中，fEF為載波頻率， (Pi是第一信道初始載波相位。第一射頻載波與第二射頻載波頻率相同，相位相差n/2。第一射頻信號與第二射頻信號通過相加或相減得到第一服務信號第一信道的射 頻信號，其數學式可以表示為 對第一服務信號第二信道，同樣使用第一二進制偏移載波調制基帶信號調制第一 射頻載波COS(27tfRFt+Cp2)，得到第二信道第一射頻信號SKF21(t)。同時，使用第二二進制 偏移載波調制基帶信號調制第二射頻載波sin(27ifRFt+cp2)，得到第二信道第二射頻信號 SEF22 (t)。第二信道第一射頻信號與第二信道第二射頻信號通過相加或相減得到第一服務信 號第二信道的射頻信號，其數學式可以表示為 因此，最終播發的總的第一服務信號包括第一射頻信號和第二射頻信號。而為了 保證最終播發的總的第一服務信號的頻譜滿足MB0C(m，n，r)限制條件，當p興r時，最終播 發的總的第一服務信號中，第一信道射頻信號功率&與第二信道射頻信號功率&的比值為 (r-q)/(p-r)。當p = q = r時，兩信道射頻信號功率相等。本領域技術人員應了解，本發明的調制方法是將每一信道的射頻信號中第一方波 副載波與第二方波副載波置于載波的兩個相互正交的相位上。而這兩個信道信號的相對相 位可以是同相也可以是正交，視91與(P2的相對取值而定。91與(P2相差0或Ji時，兩個信道 信號中調制第一方波副載波的分量同處于載波的同一相位上，當91與92相差n /2時，兩個 信道信號中調制第一方波副載波的分量分處于載波的兩個相差n/2的相位上。應了解，采用本發明調制方式的每一信道的信號，頻譜中均不存在B0C(n，n)調制 分量與B0C(m，n)調制分量之間的互相關的譜。這是因為這兩個調制分量在載波上彼此正 因此，采用本發明的調制方式，服務信號中各信道的功率無需相等，而且每一信道 信號也不需要載波相位相同。例如，在一個實施例中，當存在兩個信道時，為了讓總頻譜滿 足MB0C(6，1，1/11)的限制，可以讓第一服務信號的第一信道與第二信道的功率比取3/1， 然后第一信道滿足MB0C(6，l，l/33)的頻譜限制，第二信道滿足MB0C(6，1，3/11)的頻譜限 制，雖然每個信道都不滿足MB0C (6，1，1/11)的總頻譜限制，但總頻譜滿足MB0C (6，1，1/11) 的限制，而且這兩個信道的信號的載波相位可以相同也可以彼此正交。因而，采用本發明調制方式可以實現比CB0C調制更為靈活的信道功率配比以及 信道相對相位關系。本領域內技術人員可以理解，不同的MB0C頻譜限制使得信號的測距精 度、解調門限、抗多徑和干擾能力都有不同。使用本發明調制方式可以在確保總MB0C頻譜 限制不變的基礎上讓不同信道根據不同的應用需要靈活調整頻譜形狀和相對功率強度。圖4是根據本發明的信號解調方法的流程圖。如圖4所示，根據本發明的信號解 調方法包括以下步驟S402，將接收到的調制信號進行變頻、采樣量化處理，以得到數字中頻信號，并使 數字中頻信號與本地復現的同相載波和正交載波相乘，以得到同相基帶信號和正交基帶信 號；S404，在接收端產生與要接收信道信號相同的擴頻序列，并分別使用兩個符號波 形來對擴頻序列進行脈沖編碼調制，以分別得到本地第一基帶信號和本地第二基帶信號；S406，使同相基帶信號和正交基帶信號分別與第一基帶信號和第二基帶信號相 乘，并將結果送入積分清除濾波器進行預定長度的相干積分，以得到第一同相相關值L和 第二同相相關值12與第一正交相關值Qi和第二正交相關值Q2 ；S408,按照預定規則對第一同相相關值^和第二同相相關值12與第一正交相關值 Qi和第二正交相關值Q2進行組合，以得到同相組合相關值I’和正交組合相關值Q’ ；以及S410，使用捕獲方法以及跟蹤環路對同相組合相關值I’和正交組合相關值Q’進 行處理，以得到解調后的信號。其中，兩個符號波形分別為窄帶B0C符號波形和寬帶B0C符號波形。預定規則為
^ = ^/IrI9+^/rQ1
,^ ，r對應于要接收信道信號要滿足的MB0C(m，n，r)頻譜限制條件中
的兩個分量的功率比。在本發明的實施例中，由于第一服務信號的兩個信道使用彼此正交的擴頻序列， 所以已知，利用的是擴頻序列良好的互相關性，即，在接收端，接收機可以對兩個信道的信 號分別處理。圖5是根據本發明實施例的調制信號的接收方法的視圖。如圖5所示，接收到的 信號在經過下變頻、采樣量化后變為數字中頻信號。中頻信號sIF首先與本地復現的同相 (I)、正交(Q)載波相乘，得到同相基帶信號^和正交基帶信號sQ。接收機內部產生與要接 收信道信號相同的擴頻序列，并分別使用B0C(m，n)符號波形和B0C(n，n)符號波形對其進 行脈沖編碼調制，分別得到本地第一基帶信號和本地第二基帶信號s2。同相基帶信號Sl與本地第一基帶信號Sl相乘，送入積分清除(I&D)濾波器進行長
12度為的相干積分，得到第一同相相關值II ；同相基帶信號Sl與本地第二基帶信號s2相 乘，送入積分清除(I&D)濾波器進行長度為的相干積分，得到第二同相相關值12。正交基帶信號sQ與本地第一基帶信號Sl相乘，送入積分清除(I&D)濾波器進行 長度為的相干積分，得到第一正交相關值Qi ；正交基帶信號sQ與本地第二基帶信號s2相 乘，送入積分清除(I&D)濾波器進行長度為的相干積分，得到第二正交相關值Q2。四路相關值Ip 12、Qp Q2按照以下規則進行組合，得到同相組合相關值I’和正交 組合相關值Q’，其中，規則為 其中，r對應這個信道信號要滿足的MB0C(m，n, r)限制中的兩分量功率比。合并后的同相組合相關值I’和正交組合相關值Q’即可使用傳統的捕獲方法及跟 蹤環路進行處理。因此，與TMB0C信號的匹配接收方法相比，使用本發明調制信號的接收機在本地 省去了時分復用的切換電路。而與CB0C信號匹配接收機相比，當CB0C接收機在本地直接 用多比特產生多值幅度CB0C信號時，雖然其所需I&D濾波器數量是根據本發明的解調方法 所用的I&D濾波器的一半，但多比特相乘與累加的硬件資源耗費顯然比本發明的解調方法 要高得多。為了達到本地擴頻信號的1比特表達，CB0C接收機同樣需要將I&D濾波器數量 加倍并在積分完成后再加權合并。由此可見，本發明的匹配接收機復雜度與CB0C信號匹配 接收機相當。以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，對于本領域的技 術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修 改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
權利要求
一種信號調制方法，用于使調制后的每一個信道的信號中的寬帶BOC分量和窄帶BOC分量在載波相位上互相正交，以使調制后的信號的所有信道的總頻譜滿足預定的頻譜限制條件，其特征在于，所述信號調制方法包括以下步驟對于第X信道，步驟一，將服務信號的第X信道基帶信號分別與所述服務信號的第一方波副載波和第二方波副載波相乘，得到第一二進制偏移載波調制基帶信號和第二二進制偏移載波調制基帶信號；步驟二，將所述第一二進制偏移載波調制基帶信號和所述第二二進制偏移載波調制基帶信號乘以不同放大倍數，使它們的功率比為(1-px)/px；步驟三，使用所述第一二進制偏移載波調制基帶信號來調制所述第一射頻載波，得到第一射頻信號，并同時使用所述第二二進制偏移載波調制基帶信號來調制所述第二射頻載波，得到第二射頻信號；以及步驟四，根據所述第一射頻信號和所述第二射頻信號得到所述服務信號的第X信道射頻信號，其中，px表示所述第X信道所要滿足的MBOC(m，n，px)頻譜限制條件中的一個參數，以及X表示服務信號的信道號，其中，m是所述服務信號的所述第X信道的頻譜中所述寬帶BOC分量的方波副載波頻率被1.023MHz歸一化后的結果；n是所述第X信道的頻譜中所述窄帶BOC分量的方波副載波頻率被1.023MHz歸一化后的結果；px是所述服務信號的所述第X信道的頻譜中所述窄帶BOC分量和所述寬帶BOC分量的功率比值；并且每一m、n、px組合對應于一種頻譜形狀并被預先設定，并且m＞n＞0，px≥0。
2.根據權利要求1所述的信號調制方法，其特征在于，所述預定的頻譜限制條件為 MBOC(m，η, r)，其中，r是所述服務信號的總頻譜中所述窄帶BOC分量和所述寬帶BOC分量的功率比值，以及 每一 m、η、r組合對應于一種頻譜形狀并被預先設定，并且m > η > 0，r彡0。
3.根據權利要求2所述的信號調制方法，其特征在于，還包括以下步驟 對于所述服務信號的所述第X信道，準備將要發送的二進制擴頻序列；將所述擴頻序列與所述服務信號的所述第X信道的二進制電文數據進行異或操作疊 加在一起；以及用矩形非歸零碼波形對疊加后的序列進行脈沖調制，從而得到所述服務信號的第X信道基帶信號。
4.根據權利要求3所述的信號調制方法，其特征在于，所述二進制擴頻序列是由擴頻序列發生器以速率f。產生的或者被事先存儲在存儲器 中而以速率f。讀取的，其中，f。由MBOC(m，η, ρχ)頻譜限制條件中的參數η決定，fc = nXl. 023MHz。
5.根據權利要求3所述的信號調制方法，其特征在于，當所述服務信號的所述第X信道 對應于沒有二進制電文數據調制的信道時，所述二進制電文數據取恒定值邏輯0。
6.根據權利要求2所述的信號調制方法，其特征在于，所述第一二進制偏移載波調制 基帶信號和所述第二二進制偏移載波調制基帶信號被放在載波的相互正交的相位上發射。
7.根據權利要求2所述的信號調制方法，其特征在于，在所述步驟三中，所述第一射頻載波與所述第二射頻載波的頻率相同，相位相差η /2。
8.根據權利要求2所述的信號調制方法，其特征在于，在所述步驟四中，通過所述第一射頻信號和所述第二射頻信號的相加或相減得到所述服務信號的第X 信道射頻信號。
9.根據權利要求2所述的信號調制方法，其特征在于，在存在兩個信道的情況下，當所述第X信道中的所述第一二進制偏移載波調制基帶信號和所述第二二進制偏移 載波調制基帶信號的功率比Px與第Y信道中的所述第一二進制偏移載波調制基帶信號和 所述第二二進制偏移載波調制基帶信號的功率比Py不等時，所述第X信道射頻信號的總功率與第Y信道射頻信號的總功率的比值為(r-py)/(Ρχ-r)，其中，Y表示服務信號的另一信道號并且取值與X不同。
10.根據權利要求9所述的信號調制方法，其特征在于，當Px= Py = r時，所述第X信 號射頻信號與所述第Y信道射頻信號的總功率相等。
11.一種信號解調方法，用于利用擴頻序列的互相關性來對經過權利要求1至10中任 一項調制的信號進行解調處理，其特征在于，所述信號解調方法包括以下步驟將接收到的調制信號進行變頻、采樣量化處理，以得到數字中頻信號，并使所述數字中 頻信號與本地復現的同相載波和正交載波相乘，以得到同相基帶信號和正交基帶信號；在接收端產生與要接收信道信號相同的擴頻序列，并分別使用兩個符號波形來對所述 擴頻序列進行脈沖編碼調制，以分別得到本地第一基帶信號和本地第二基帶信號；使所述同相基帶信號和所述正交基帶信號分別與所述第一基帶信號和所述第二基帶 信號相乘，并將結果送入積分清除濾波器進行預定長度的相干積分，以得到第一同相相關 值I1和第二同相相關值I2與第一正交相關值Q1和第二正交相關值Q2 ；按照預定規則對所述第一同相相關值I1和所述第二同相相關值I2與所述第一正交相 關值Q1和所述第二正交相關值Q2進行組合，以得到同相組合相關值I’和正交組合相關值 Q，；以及使用捕獲方法以及跟蹤環路對所述同相組合相關值I’和所述正交組合相關值Q’進行 處理，以得到解調后的信號。
12.根據權利要求11所述的信號解調方法，其特征在于，所述兩個符號波形分別為窄 帶BOC符號波形和寬帶BOC符號波形。
13.根據權利要求12所述的信號解調方法，其特征在于，所述預定規則為 其中，r對應于要接收信道信號要滿足的MBOC (m，η, r)頻譜限制條件中的兩個分量的 功率比。
全文摘要
本發明提出了一種信號調制和解調方法。該信號調制方法包括對于第X信道，將服務信號的第X信道基帶信號分別與服務信號的第一方波副載波和第二方波副載波相乘，得到第一和第二二進制偏移載波調制基帶信號；將第一和第二二進制偏移載波調制基帶信號乘以不同放大倍數，使其功率比為(1-px)/px；使用第一二進制偏移載波調制基帶信號調制第一射頻載波，得到第一射頻信號，并同時使用第二二進制偏移載波調制基帶信號調制第二射頻載波，得到第二射頻信號；以及根據第一射頻信號和第二射頻信號得到服務信號的第X信道射頻信號。通過本發明，能夠使一個服務信號的所有信道的總頻譜滿足特定的頻譜限制條件。
文檔編號H04B1/707GK101854326SQ20101018477
公開日2010年10月6日 申請日期2010年5月20日 優先權日2010年5月20日
發明者馮振明, 姚錚, 陸明泉 申請人:清華大學