光ofdm接收器、光傳輸系統、副載波分離電路、以及副載波分離方法

專利名稱：光ofdm接收器、光傳輸系統、副載波分離電路、以及副載波分離方法
技術領域：
本發明涉及光通信。本發明特別涉及光OFDM (orthogonal frequencydivision multiplexing，正交頻分復用)傳輸系統的光OFDM接收器、光傳輸系統、副載波分離電路、 以及副載波分離方法。本申請基于2008年2月22日在日本申請的特愿2008-041306號、以及2008年9 月19日在日本申請的特愿2008-241489號要求優先權，并在這里引用其內容。
背景技術：
由于因特網等的業務量的增大，期待光傳輸系統的大容量化，但現在，光纖的可傳 輸頻帶被使用到幾乎接近于極限，期待在相同傳輸頻帶中能夠傳輸更多的信息的頻率利用 效率高的傳輸方式。OFDM (orthogonal frequency division multiplexing,正交頻分復 用)利用光頻率的正交性，即使是在鄰接信道的信號重疊的狀態下也能夠沒有干擾地傳遞 信號，因此能夠增大頻率利用效率，被期待作為下一代光通信方式。作為接收光OFDM信號的方法，有進行相干接收，進行利用在無線技術中使用的手 法的副載波分離的方法(例如，參照非專利文獻1)。此外，作為接收光OFDM信號的其它方 法，有在光領域中使用馬赫曾德爾延遲干涉計對副載波進行分離，進行直接接收(平方律 檢波)的方法(例如，參照專利文獻1、非專利文獻2)。非專利文獻 1 :S. L. Jansen, I. Morita, and H. Tanaka， “ 16 X 52. 5—Gb/s， 50-GHz spaced,P0LMUX-C0-0FDM transmission over 4, 160 km of SSMFenabled by MIMO processing" , EC0C2007, PD 1. 3, Berlin, Germany專利文獻1 日本專利3789784號# 專禾I」文 ^ 2 :A. Sano, H. Masuda, Ε. Yoshida, Τ. Kobayashi, Ε. Yamada, Y. Miyamoto, F. Inuzuka, Y. Hibino, Y. Takatori, K. Hagimoto, Τ. Yamada, and Y. Sakamaki, “ 30X100-Gb/s all-optical OFDM transmissionover 1300km SMF with 10R0ADM nodes"，EC0C2007, PDl. 7，Berlin, Germany

發明內容
發明要解決的問題在非專利文獻1中，以與無線同樣的方式接收光OFDM信號。因此，也必須傳輸保 護間隙(guard interval)、訓練信號(training signal)等信息數據以外的信號，存在傳輸 率變高10% 20%的問題。因此，除了向電路要求的速度增大之外，信號頻帶擴大，與僅傳 輸信息數據的情況相比，頻率利用效率降低。此外，在專利文獻1、非專利文獻2的方式中，由于利用光的直接接收，所以與相干 接收相比靈敏度差。此外，由于不能夠進行在電領域中的利用相位信息的信號處理的均衡、 即偏振模色散補償、色度色散補償、頻帶補償等，所以存在容易發生偏振模色散、色度色散、頻帶限制引起的劣化的問題。本發明正是在這樣的背景下完成的，其目的在于提供一種能夠獲得如下所示的優 點的光OFDM接收器、光傳輸系統、副載波分離電路、以及副載波分離方法。·能夠以單純的電路來分離光OFDM信號。 接收靈敏度優越。·能夠補償偏振模色散、色度色散、頻帶限制等導致的符號間干擾。·對偏振復用的光OFDM信號，能夠通過均衡器進行偏振分離。 通過數字信號處理，能夠不受損失、頻帶等的限制而對色度色散進行補償。·不需要傳輸保護間隙、訓練信號等向電路要求的速度增大的信號。因此，向電路 要求的速度不會增大，不會信號頻帶增大而頻率利用效率降低。用于解決課題的方案本發明的第一方式的副載波分離電路，接收由2個副載波A和B構成的光OFDM信 號并對副載波成分進行分離，其中，具備第一光接收電路，射入接收信號光和第一本地振 蕩光并轉換為基帶電信號；第一模/數轉換電路，將該基帶電信號轉換為數字信號；第一頻 移電路，以上述副載波A的中心頻率變為零的方式對該轉換后的數字信號進行頻移；以及 第一運算電路，對該頻移了的信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號進行 相加，分離上述副載波A的成分。在本發明的副載波分離電路中，上述第一運算電路具備延遲器，將上述頻移了的 上述信號延1/2符號時間；以及加法器，將上述頻移了的上述信號和將上述頻移了的信號 延遲1/2符號時間后的上述信號相加，分離上述副載波A的上述成分。在本發明的副載波分離電路中，上述第一運算電路也可以在上述加法之外，進一 步從上述頻移了的信號減去將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號，分離上述副 載波B的成分。在本發明的副載波分離電路中，也可以還具備第二頻移電路，以上述副載波B的 中心頻率變為零的方式，對通過上述第一模/數轉換電路轉換了的上述數字信號進行頻 移；以及第二運算電路，將該頻移了的信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的 信號相加，分離上述副載波B的成分。在本發明的副載波分離電路中，也可以還具備第二光接收電路，射入上述接收信 號光和第二本地振蕩光，轉換為基帶電信號；第二模/數轉換電路，將從該第二光接收電路 輸出的上述基帶電信號轉換為數字信號；第二頻移電路，以上述副載波B的中心頻率變為 零的方式，對通過上述第二模/數轉換電路轉換了的上述數字信號進行頻移；以及第二運 算電路，將通過上述第二頻移電路頻移了的信號、和將通過上述第二頻移電路頻移了的上 述信號延遲1/2符號時間后的信號相加，分離上述副載波B的成分。本發明的光OFDM接收器具備本發明的副載波分離電路；以及第一解調器，上述 第一運算電路對分離了的上述副載波A的上述成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，上 述第一解調器對上述第一運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后的信號 進行解調。本發明的光OFDM接收器具備本發明的副載波分離電路；以及第一解調器，上述 第一運算電路對分離了的上述副載波B的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述第
8一解調器對上述第一運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后的信號進行 解調。本發明的光OFDM接收器具備本發明的副載波分離電路；以及第二解調器，上述 第二運算電路對分離了的上述副載波B的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述第 二解調器對上述第二運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后的信號進行 解調。在本發明的光OFDM接收器中，也可以將上述第一本地振蕩光設定為上述副載波A 或B的光頻率，或設定為進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理的各運算電路能夠補 正為上述副載波A或B的上述光頻率的頻率范圍中的光頻率。本發明的光OFDM接收器具備本發明的副載波分離電路；以及第二解調器，上述 第二運算電路對分離了的上述副載波B的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述第 二解調器對上述第二運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后的信號進行 解調。在本發明的光OFDM接收器中，上述第一運算電路也可以對分離了的上述副載波A 的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，針對上述第一光接收電路，將上述第一本地振 蕩光設定為上述副載波A的中心的光頻率，或設定為進行上述均衡處理和上述載波相位恢 復處理的上述第一運算電路能夠補正為上述副載波A的中心的光頻率的頻率范圍中的光 頻率，針對上述第二光接收電路，將上述第二本地振蕩光設定為上述副載波B的中心的光 頻率，或設定為進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理的上述第二運算電路能夠補正 為上述副載波B的中心的光頻率的頻率范圍中的光頻率。在本發明的光OFDM接收器中，也可以將上述第一本地振蕩光設定為上述副載波A 和上述副載波B之間的中心的光頻率，或設定為進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處 理的各運算電路能夠補正為上述副載波A和上述副載波B之間的中心的光頻率的頻率范圍 中的光頻率。在本發明的光OFDM接收器中，上述第一運算電路也可以是數字信號處理電路，其 具備均衡器，由橫向濾波器構成；以及設定部，設定為第一模式，該第一模式將該橫向濾 波器的系數設定為將向上述第一運算電路的輸入信號、和將上述輸入信號延遲1/2符號時 間后的信號相加。在本發明的OFDM接收器中，也可以是上述設定部選擇上述第一模式或第二模式 的任何一方，該第二模式設定為從向上述第一運算電路的上述輸入信號減去將上述輸入信 號延遲1/2符號時間后的上述信號，上述第一解調器在上述第一模式的設定時取得上述副 載波A的信號，在上述第二模式的設定時取得上述副載波B的信號。本發明的副載波分離電路對由N(N是2以上的整數)個副載波構成的光OFDM信 號進行接收，分離副載波成分，其中，具備至少1個系統的光接收電路，分別射入接收信號 光和至少1個系統的本地振蕩光，轉換為基帶電信號；至少1個系統的模/數轉換電路，分 別將該基帶電信號轉換為數字信號；N個系統的頻移電路，以所希望的副載波的中心頻率 成為零的方式，對該轉換了的數字信號進行頻移；N系統的頻帶限制濾波器，以與所希望的 副載波的信號頻帶寬度相同的通帶的信號通過的方式，對通過這些N個系統的頻移電路分 別頻移了的信號分別進行頻帶限制；以及N個系統的加法器，將通過這些N個系統的頻帶限制濾波器分別頻帶限制了的信號、和將上述頻帶限制了的上述信號延遲1/2符號時間后的 信號分別相加，分離上述N個副載波的成分。在本發明的副載波分離電路中，上述至少1個系統的本地振蕩光是N個系統的本 地振蕩光，上述至少1個系統的光接收電路是分別射入上述接收信號光和上述N個系統的 本地振蕩光并分別轉換為基帶電信號的N個系統的光接收電路，上述至少1個系統的模/ 數轉換電路是將從上述N個系統的光接收電路分別輸出的上述基帶電信號分別轉換為數 字信號的N個系統的模/數轉換電路，上述N個系統的頻移電路也可以以上述所希望的副 載波的上述中心頻率變為零的方式，對通過上述N個系統的模/數轉換電路分別轉換了的 上述數字信號分別進行頻移。本發明的光OFDM接收器具備本發明的副載波分離電路；N個系統的數字信號處 理電路，對上述N個副載波的成分分別進行均衡處理和載波相位恢復處理；以及N個系統的 解調器，對通過這些N個系統的數字信號處理電路分別進行了上述均衡處理和上述載波相 位恢復處理后的信號進行解調。在本發明的光OFDM接收器中，上述N個系統的本地振蕩光也可以設定為針對上述 N個系統的光接收電路的各自所希望的副載波的中心頻率、或進行上述均衡處理和上述載 波相位恢復處理的上述N個系統的數字信號處理電路各自能夠補正為上述所希望的副載 波的中心光頻率的頻率范圍中的光頻率。本發明的副載波分離電路，接收由N個副載波構成的光OFDM信號，分離副載波成 分，其中，具備光接收電路，射入接收信號光和本地振蕩光并轉換為基帶電信號；模/數轉 換電路，將該基帶電信號轉換為數字信號；頻移電路，以最低或最高的副載波的中心頻率變 為零的方式，對該轉換了的數字信號進行頻移；以及運算電路，通過將從該頻移電路輸出的 電信號的符號相位延遲以(k/N)T(k是0到N-I的整數，T是1個符號時間)決定的時間后 的N個信號Ek、與在N個系統的關于相位的系數的各系統中包含的N個系數分別相乘，求取 第1個(1是0到N-I的整數)的系統中包含的N個乘法信號中的第k個乘法信號是以[數1] (j是虛數單位)決定的N個系統的乘法信號，對各系統中包含的N個乘法信號進 行相加來求取N個系統的加法信號，分離上述N個副載波的成分。 在本發明的副載波分離電路中，上述運算電路具備分路部，對將從上述頻移電路 輸出的上述電信號進行N分路；延遲部，連接于上述分路部之后，使這些分路了的信號的符 號相位分別延遲以(k/N) T決定的上述時間，輸出上述N個信號Ek ；加法部，對通過上述延 遲部延遲了的上述N個信號Ek進行相加；以及乘法部，設置在上述延遲部和上述加法部之 間，對于向第1個加法部輸入的信號中的第k個輸入的上述信號Ek，乘以上述關于相位的系 數中的、在第1個系統中包含的第k個系數。本發明的光OFDM接收器具備本發明的副載波分離電路；和N個解調器，上述運 算電路對分離的上述N個副載波的成分分別進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述N個 解調器從上述運算電路的輸出信號分別解調N個副載波的信號。在本發明的光OFDM接收器中，上述運算電路是對從上述頻移電路輸出的上述電
10信號進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理的數字信號處理電路，該數字信號處理電 路包含具有N抽頭的(1/N)的延遲抽頭的N次橫向濾波器型適應均衡器，該橫向濾波器型 適應均衡器具有乘法部，對于向第1個輸出端子輸入的第k個輸入信號Ek乘以抽頭系數， 輸出以[數 2]e々、Ek決定的乘法信號，進行乘以該抽頭系數的數字信號處理。在本發明的光OFDM接收器中，上述光接收電路也可以是光正交接收電路。在本發明的光OFDM接收器中，上述信號光是偏振復用信號，上述各個光接收電路 是偏振分集型光接收電路，各個上述模/數轉換電路以X偏振信號用和Y偏振信號用的2 組模/數轉換電路構成，上述各個解調器對X偏振信號和Y偏振信號進行解調。在本發明的光OFDM接收器中，具備色度色散補償電路，對通過各個上述模/數轉 換電路而轉換的數字信號，通過數字信號處理對傳輸路的色度色散進行補償。在本發明的光OFDM接收器中，上述色度色散補償電路通過橫向濾波器構成。在本發明的光OFDM接收器中，上述色度色散補償電路具備離散傅里葉變換部， 進行離散傅里葉變換，將時間區域的信號變換為頻率區域的信號；均衡部，對傅里葉變換了 的各頻率成分的信號施加與根據色度色散的相位旋轉相反的相位旋轉；以及離散逆傅里葉 變換部，對于從該均衡部輸出的頻率區域的信號進行離散逆傅里葉變換，變換為時間區域 的信號并輸出。在本發明的OFDM接收器中，具備色散測定部，根據副載波間的傳播延遲時間差 來測定傳輸光纖的色度色散量，設定上述色度色散補償電路的色散補償量。在本發明的光OFDM接收器中，具備差分譯碼器，對相當于各個副載波的上述解 調器的各個輸出信號進行差分譯碼。此外，也能夠從作為具備本發明的光OFDM接收器的光傳輸系統的觀點來看待本 發明。本發明的副載波分離方法，接收由2個副載波A和B構成的光OFDM信號并對副載 波成分進行分離，其中，射入接收信號光和本地振蕩光并轉換為基帶電信號，將該基帶電信 號轉換為數字信號，以上述副載波A的中心頻率變為零的方式對該轉換后的數字信號進行 頻移，對該頻移了的信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號進行相加，分 離上述副載波A的成分。發明的效果根據本發明，能夠使用延遲器、加法器、減法器等單純的電路來分離光OFDM信號。 此外，根據本發明，由于使用相干接收，所以與光的直接接收相比，接收靈敏度優越。此外， 根據本發明，由于進行利用數字信號處理的均衡，所以能夠補償偏振模色散、色度色散、頻 帶限制等導致的符號間干擾。此外，根據本發明，對偏振復用的光OFDM信號，能夠通過均衡 器進行偏振分離。此外，由于本發明不需要傳輸保護間隙、訓練信號等信息數據以外的信 號，所以對電路的要求速度不會增大，也不會信號頻帶增大而頻率利用效率降低。此外，根 據本發明，通過數字信號處理，能夠不受損失、頻帶等的限制而對色度色散進行補償，因此能夠大幅度提高色散補償量。


圖1是表示第一實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖2是表示第一實施方式的光OFDM接收器的結構的具體例的圖。圖3是說明在第一實施方式中的本振光的頻率的設定方法的圖。圖4A是說明在第一實施方式中2個副載波的OFDM信號的分離的圖，是表示從頻 移電路輸出的信號的圖。圖4B是說明在第一實施方式中2個副載波的OFDM信號的分離的圖，是表示將頻 移電路的輸出信號延遲1/2個符號后的信號的圖。圖4C是說明在第一實施方式中2個副載波的OFDM信號的分離的圖，是表示圖4A 和圖4B所示的2個信號的和的圖。圖4D是說明在第一實施方式中2個副載波的OFDM信號的分離的圖，是表示圖4A 和圖4B所示的2個信號的差的圖。圖5是表示第二實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖6是表示第三實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖7A是說明在第三實施方式中本振光的頻率的設定方法的圖，是將本振光的頻 率設定為信號光的副載波A的中心頻率附近的情況下的圖。圖7B是說明在第三實施方式中本振光的頻率的設定方法的圖，是將本振光的頻 率設定為信號光的副載波B的中心頻率附近的情況下的圖。圖8是說明在第四實施方式中本振光的頻率的設定方法的圖。圖9是表示第五實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖10是表示第六實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖11是表示第七實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖12是說明在第七實施方式中本振光的頻率的設定方法的圖。圖13是表示第八實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖14是表示第九實施方式的光OFDM接收器的結構的具體例的框圖。圖15是表示第十實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖16是表示圖15所示的色度色散補償電路的橫向濾波器的圖。圖17是表示第十一實施方式的色度色散補償電路的結構的框圖。圖18是用于說明圖17所示的色度色散補償電路的工作的圖。圖19是表示第十二實施方式的光OFDM接收器的色度色散補償電路的結構的框 圖。圖20是用于說明圖19所示的色度色散補償電路的工作的圖。圖21是表示第十三實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖22是表示第十四實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。圖23是表示圖22所示的光OFDM接收器中的、將波長1574. 5nm、50GHz間隔、10波 長的lllGbit/s、偏振復用2副載波QPSK-0FDM信號，在色散位移光纖中進行線性中繼傳輸 的情況下的Q值的傳輸距離依賴性的測定結果的圖。
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圖24是說明對各副載波取得與前面的符號的差分進行譯碼的方式的圖。圖25是說明在同一符號內，在副載波彼此求取差分進行譯碼的方式的圖。附圖標記說明1、1Α、1Β、1-1、1-2、. . ·、1_N 本振光2、2Α、2Β、2-1、2-2、· · ·、2_N 光正交接收電路3、3Α、3Β、3-1、3-2、. . ·、3_N 模 / 數轉換電路4、4Α、4Β、4-1、4-2、· · ·、4_N 頻移電路5、5Α、5Β、5-1、5-2、· · ·、5_N 延遲器6、6Α、6Β、6-1、6-2、· · ·、6_N 加法器7減法器8、8A、8B、8-1、8_2、. . .、8_N 數字信號處理電路9、9Α、9Β、9-1、9-2、· · ·、9_N 解調器10數字信號處理電路(以橫向濾波器的系數與OFDM副載波分離運算一致的方式 設定的均衡器)11-1、11-2.....Il-N頻帶限制濾波器21 90度光混合耦合器22平衡接收器23重采樣電路24使用了 CMA算法的適應均衡器25載波相位恢復電路26使用了 LMS算法的適應均衡器27、27A、27B、27C色度色散補償電路30、40串/并行轉換部31、41離散傅里葉變換部32、42 均衡部33、43離散逆傅里葉變換部34、46并/串行轉換部35、45數據保持部44加法電路50色散測定電路60差分譯碼部
具體實施例方式以下，使用附圖對本發明的實施方式進行說明。(第一實施方式)參照圖1對本發明的第一實施方式的光OFDM接收器的結構進行說明。圖1是表 示本發明的第一實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。信號光是2個副載波的光OFDM 信號，各副載波分別設為例如是以QPSK(4相相移鍵控)被調制。再有，在以下將本地振蕩 光(local oscillatorlight)簡稱為本振光(L0 light)。本振光1是連續光。各副載波的調制格式除了 QPSK之外，能夠是BPSK(2相相移鍵控)、強度調制、正交振幅調制、多相相移 鍵控等的任意的調制方式。將輸送信息的符號的1個單位稱為1個符號，各副載波的信號例如是以 11. lGSymbols/s( = 11. lGBaud/s)等調制。在QPSK的情況下，因為能夠以ISymbol獲取4 個值(2的平方)，所以作為信息的傳遞速度成為22. 2Gbit/s。在OFDM信號中，由多個副載波構成的合成信號被稱為OFDM塊或OFDM幀，此外， 優選在發送側，全部副載波的符號的開始時刻和結束時刻一致，將這稱為沒有偏差(skew)。 此外，在使用本發明的光OFDM接收器的光傳輸系統、光傳輸方法中，沒有保護間隙、訓練符 號，OFDM塊的長度和各副載波的符號的長度一致，1個OFDM塊與1個符號相等。因此，在本 發明中不區分1個OFDM塊和1個符號而進行說明。使信號光和本振光1射入由90度光混合耦合器和光檢測器構成的光正交接收電 路2。在光正交接收電路2中，在90度光混合耦合器的輸出中，分離為信號光的I相成分和 Q相成分，I相成分和Q相成分分別在光檢測器轉換成電信號。作為光檢測器，可以考慮平 衡接收器和不是平衡接收器的通常的光檢測器，但從接收靈敏度和除去DC偏移的觀點出 發，優選是平衡接收器。當信號光和本振光1的偏振方向不一致時，不產生信號光的I相成分和Q相成分， 因此通常，90度光混合耦合器為偏振分集結構(polarization diversity structure)。即， 用偏振光束分離器將信號光成分分離為X偏振和Y偏振，此外，將本振光2分路為1 1，射入 2個90度光混合耦合器。S卩，當使信號光的X偏振成分和使本振光的一半與X偏振一致的成分射入X偏振 用的90度光混合耦合器時，在90度光混合耦合器的輸出中，分離為信號光的X偏振成分的 I相成分和Q相成分，X偏振成分的I相成分和Q相成分分別在光檢測器中被轉換為電信 號。此外，當使信號光的Y偏振成分和使本振光的一半與Y偏振一致的成分射入Y偏振用 的90度光混合耦合器時，在90度光混合耦合器的輸出中，分離為信號光的Y偏振成分的I 相成分和Q相成分，Y偏振成分的I相成分和Q相成分分別在光檢測器中被轉換為電信號。或者，不采用偏振分集結構，而以使本振光的偏振方向與信號光的偏振一致的方 式進行控制也可。為此，以從90度光混合耦合器的輸出產生的信號光的I相成分和Q相成 分變為最大的方式，使用偏振控制器等對本振光的偏振方向進行控制。或者，將檢測信號光 的偏振方向的偏振檢測器設置在光正交接收電路內，以本振光的偏振方向與信號光的偏振 一致的方式使用偏振控制器等對本振光的偏振方向進行控制也可。通過模/數轉換電路3，由信號光的I相成分和Q相成分構成的模擬的電信號在時 間上離散化(采樣)，然后被轉換為被數值量化的數字信號。由于有信號光的I相成分和Q 相成分的2個成分，所以使用2個模/數轉換電路。此外，在使用偏振分集結構時，由于有X 偏振成分的I相成分和Q相成分以及Y偏振成分的I相成分和Q相成分這4個成分，所以 使用4個模/數轉換電路。作為模/數轉換電路，使用4位到16位左右的精度。在本發明 者的實驗驗證中，使用8位精度的模/數轉換電路。采樣速度與后述的構成數字信號處理電路8的均衡器的工作相關。在以與符號速 度相等的速度進行采樣，使用以符號率進行工作的均衡器進行均衡的情況下(符號率均衡 器)，在采樣時刻例如被最優化為符號的中心的情況下，能夠獲得信號的全部信息并對信號
14進行均衡，但在不能夠將采樣時刻最優化到符號的中心的情況下，均衡性能劣化。在不能將 采樣時刻最優化到符號的中心的情況下，以分數間隔進行采樣，使用分數間隔均衡器進行 均衡，由此可以不考慮采樣的定時相位。因此，優選以符號速度的2倍以上進行過采樣，使 用分數間隔均衡器進行均衡。此外，如后述那樣，為了分離2個副載波的OFDM信號，進行1/2個符號的延遲，因 此以2的倍數進行過采樣。進而在此時，當進行副載波的分離時，作為副載波信號有效的成 分僅包含在1個符號時間的一半中，因此為了使用該部分以分數間隔進行采樣，使用分數 間隔均衡器進行均衡，優選以符號速度的4倍以上進行過采樣，使用分數間隔均衡器進行 均衡。在本發明者的實驗驗證中，以符號速度的4倍進行了采樣。即，因為對1個 符號以4點進行采樣，所以是4Sample/Symb0l。在本發明者的實驗驗證中，因為符號 速度是11. lGSymbol/s，所以采樣速度是44.4GSample/S。為了獲得該采樣，實際上以 44. 4GSample/S進行采樣也可，或使用數值內插等，對以其它采樣速度進行了采樣的信 號進行重采樣也可。在本發明者的實驗驗證中，對以50GSample/S進行了采樣的信號以 44. 4GSample/s進行重采樣。在數字信號對I、Q信號一并處理的話，能夠作為復素數來一并處理。在分別處理 I、Q信號的情況下，將其分別作為不同的實數進行處理，對I信號用、Q信號用需要各自的電 路。在本發明的說明中，在模擬電路中將I、Q信號分別作為實數來處理，在轉換為數字信號 之后，一并作為復素數來處理并進行說明。接著，使用頻移電路(自動頻率控制電路)4，對由2個副載波信號A、B構成的光 OFDM信號轉換為數字的后電信號，以一方的副載波、例如副載波A的中心頻率變為零的方 式，進行頻移。頻移電路4的功能是，在后述的數字信號處理電路8中檢測出副載波頻率 的頻率偏移、相位偏移，以該偏移成為零的方式，在頻移電路4中使信號的頻率位移。因為 向頻移電路4的輸入信號是數字信號，所以為了將信號的頻率位移f，通過對數字信號乘以 exp (j2 π ft)來實現(j是虛數單位，t是時間)。接著，通過加法器6，進行對使用延遲器5將頻移電路4的輸出信號延遲1/2個符 號(與1/20FDM塊相等)后的信號、與不延遲的信號的和的運算。通過和的運算，取出2個 副載波中的副載波A成分，此外，除去另一方的副載波B成分。此外，通過減法器7，進行對 將頻移電路4的輸出信號延遲1/2個符號(與1/20FDM塊相等)后的信號、與不延遲的信 號的差的運算(即，從被頻移了的信號，減去將該頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信 號)，由此除去副載波A成分，此外，取出副載波B成分。將該工作稱為OFDM副載波分離運 算。針對該工作，在后面使用圖4A 圖4D進行說明。作為數字信號處理電路8的一個結構例，可以舉出由適應均衡器和載波相位恢復 電路構成的、對取出的副載波成分的信號進行均衡、估計發送器的調制信號的結構。作為均衡器(第一均衡器)能夠使用由橫向濾波器構成的線性均衡器。此外，能 夠使用具備判定反饋的非線性均衡器。決定均衡器的橫向濾波器的系數的算法使用CMAKonstantModulus Algorithm 恒模算法)。CMA不使用副載波的相位信息，此外，由于能夠僅以振幅為一定的這樣的信息 決定均衡器的系數，所以能夠進行不使用訓練信號的盲均衡。
進而，將以CMA均衡并進行載波相位恢復而解調的信號作為訓練信號的替代，以 使用 LMS (Least Mean Square 最小均方)、RLS (RecursiveLeast Square 遞歸最小二乘 方)算法的第二均衡器進一步進行均衡，能夠提高均衡性能。此外，將基于使用了 CMA的第一均衡器的均衡輸出而解調的信號作為訓練信號的 替代，用LMS、RLS算法以第二均衡器進行均衡，在第二均衡器的抽頭系數穩定之后，替代基 于使用了 CMA的第一均衡器的均衡輸出而解調的信號，將基于第二均衡器的輸出而解調的 信號作為訓練信號的替代，返回第二均衡器而進行均衡也可。由此，能夠不使根據CMA的第 一均衡器工作而進行均衡。此外，由于不使用均衡性能低的根據CMA的第一均衡器，所以能 夠提高均衡性能。在均衡器對各種符號間干擾、例如偏振模色散、色度色散、頻帶限制等進行補償。 由此，能夠提高偏振模色散耐力、色度色散耐力、頻帶限制耐力。這意味著不使用在非專利 文獻1等中使用的以循環前綴(cyclic prefix)等構成的保護間隙，就能夠提高偏振模色 散耐力、色度色散耐力。在均衡器的均衡之后，進行載波相位恢復。在QPSK的情況下使用4次方，對載波 相位進行補正，確定各副載波信號的絕對相位。通常在N值的相移鍵控的情況下，通過計算 向均衡器的輸入信號的N次方，從而對載波相位進行補正，確定各副載波信號的絕對相位。 此外，利用相位的偏移的信息來控制頻移電路4。因為相位的變化速度是頻率，所以能夠檢 測頻率偏移。最后，以解調器9解調信號，進行符號判定。在圖2中表示包含這些具體例的結構。附圖標記21是90度光混合耦合器，附圖標 記22是平衡接收器，附圖標記23是對以不同于符號速度的整數倍的采樣速度采樣的信號， 使用數值內插以符號速度的整數倍進行重采樣的重采樣電路，附圖標記24是使用了 CMA算 法的適應均衡器，附圖標記25是載波相位恢復電路，附圖標記26是使用了 LMS算法的適應 均衡器。以載波相位恢復電路25檢測出頻率、相位的誤差，控制頻移電路4。此外，將CMA 側的解調器9的輸出作為參照信號，使用LMS算法以適應均衡器26進行適應均衡。圖3表示說明在第一實施方式中設定本振光的頻率的方法的圖。本振光1的頻率 設定為與信號光的OFDM信號中的希望接收的副載波、例如副載波A(在圖中略記為SC-A) 的中心頻率一致，或設定為其附近。在這里，“附近”指的是均衡器和載波相位恢復電路能夠 將本振光1的頻率補正為例如副載波A的中心頻率的頻率范圍中的光頻率。再有，該頻率 范圍例如對應于使用的激光、處理的信號的符號率來決定。一個設定方法如下所述。因為信號光的頻率通過被稱為ITU-T grid的頻率來決 定，所以通過使用光濾波器、波長計、光頻譜分析儀等進行計測，由此求取信號光的波長。而 且，通過使用光濾波器、波長計、光頻譜分析儀等，以與信號光的OFDM信號中的希望接收的 副載波的中心頻率一致、或位于其附近的方式對本振光的頻率進行控制。通過這樣設定本振光，在光正交接收電路的輸出中顯現的轉換為基帶的電的頻譜 中，副載波A的中心頻率位于零附近。因此，僅使頻移電路4稍微工作就能夠將副載波A的 中心頻率控制為零。進而，通過這樣設定，能夠將副載波A的解調所需要的基帶的電路的頻 帶減小。圖4A 圖4D是說明在第一實施方式中2個副載波的OFDM信號的分離的圖。2個 副載波A、B中，以副載波A的成分的中心頻率成為零的方式進行頻移。這時，副載波成分B的中心頻率僅位移副載波間隔。當將使頻移電路4的輸出延遲1/2個符號(與1/20FDM塊 相等)后的信號(參照圖4B)、與未延遲的信號(參照圖4A)以1:1相加時(參照圖4C)， 在同一符號重疊的部分中，副載波成分B抵消，僅顯現副載波成分A。另一方面，在圖4C中以斜線表示的部分中，副載波成分A、B混合。因此，通過將數 字信號處理電路8中包含的橫向濾波器型均衡器的系數，以減小斜線部分的系數、增大僅 是副載波A顯現的部分的系數的方式來決定系數，從而能夠作為均衡器的輸出信號取出副 載波成分A。此外，當將使頻移電路4的輸出延遲1/2個符號(與1/20FDM塊相等)后的信號、 與未延遲的信號以1 1相減時(參照圖4D)，在同一符號重疊的部分中，副載波成分A抵消， 僅顯現副載波成分B。在圖4D中以斜線表示的部分中，副載波成分A、B混合。通過將數字 信號處理電路8中包含的橫向濾波器型均衡器的系數，以減小斜線部分的系數、增大僅是 副載波B顯現的部分的系數的方式來決定系數，從而能夠作為均衡器的輸出信號取出副載 波成分B。在使用現有的與無線相同的手法的光OFDM中，形成有以循環前綴構成了保護間 隙的OFDM幀(也稱為OFDM塊)，但在本發明中不需要保護間隙。在現有的OFDM中通過對 有保護間隙的OFDM幀進行FFT來分離各副載波，但在本發明中對副載波分離不使用FFT。此外，在本發明中不使用保護間隙，此外，使用沒有利用訓練信號的盲均衡，因此 其特征在于，符號的構成方法、發送器結構與在光區域中使用馬赫曾德爾延遲干涉計對副 載波進行分離，直接接收(平方律檢波)的方法相同，能夠使用與直接接收方式相同的發送
ο作為光OFDM信號的產生器(發送器、產生方法)，如非專利文獻1所示的發送器那 樣，能夠利用使多個副載波產生，按該副載波的每一個分別以QPSK等進行調制的方法。或者，在將二進制數據信號轉換為多個并行信號(串并行轉換)之后，對并行信號 的每一個(分別對應于各副載波)以QPSK等進行了調制之后，一并進行IFFT (逆傅里葉變 換)，由此生成調制信號，對其進行D/A轉換，通過模擬調制信號驅動光調制器，從而能夠生 成光OFDM信號。S卩，以與非專利文獻2表示的發送器相同的方法，即使是不使用保護間隙、 訓練符號的結構也能夠使光OFDM信號產生。(本發明的第二實施方式)參照圖5對本發明的第二實施方式的光OFDM接收器的結構進行說明。圖5是表 示本發明的第二實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。到模/數轉換電路3為止的部 分與本發明的第一實施方式相同。從模/數轉換電路3輸出的數字信號被2分路，頻移電路4以后的結構設置為副 載波A用和副載波B用的2個系統。頻移電路4A，以轉換為數字的電信號的由2個副載波 A、B構成的OFDM信號的一方的副載波A的中心頻率變為零的方式進行頻移。在數字信號 處理電路8A中，檢測出副載波頻率的頻率偏移、相位偏移，以該偏移成為零的方式控制頻 移電路4A。接著，通過加法器6A，對使用延遲器5A將頻移電路4A的輸出延遲1/2個符號(與 1/20FDM塊相等)后的信號、與不延遲的信號以1:1進行加法運算。2個副載波中，取出副 載波成分A，此外，除去副載波成分B。通過數字信號處理電路8A進行了均衡和載波相位恢復之后，通過解調器9A進行解調。頻移電路4B，以轉換為數字的電信號的由2個副載波A、B構成的OFDM信號的一 方的副載波B的中心頻率變為零的方式進行頻移。在數字信號處理電路8B中，檢測出副載 波頻率的頻率偏移、相位偏移，以該偏移成為零的方式控制頻移電路4B。之后與副載波A同 樣地進行解調。(本發明的第三實施方式)參照圖6對本發明的第三實施方式的光OFDM接收器的結構進行說明。圖6是表 示本發明的第三實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。光OFDM接收器設置有2個系統 (系統A和系統B)，信號光被2分路并輸入到各光OFDM接收器。以與由2個副載波A、B構 成的光OFDM信號的一方的副載波A的中心頻率一致，或在其附近的方式設定本振光IA的
光頻率。使信號光和本振光IA射入由90度光混合耦合器和光檢測器構成的光正交接收電 路2A。在90度光混合耦合器的輸出中分離為信號光的I相成分和Q相成分，通過光檢測器 轉換為電信號，通過模/數轉換電路3A，由信號光的I相成分和Q相成分構成的模擬的電信 號被離散化、量化，轉換為數字信號。頻移電路4A以OFDM信號的一方的副載波A的中心頻率成為零的方式進行頻移。 在數字信號處理電路8A中，檢測出副載波頻率的頻率偏移、相位偏移，以該偏移成為零的 方式控制頻移電路4A。接著，通過加法器6A，對使用延遲器5A將頻移電路4A的輸出延遲1/2個符號(與 1/20FDM塊相等)后的信號、與不延遲的信號以1:1進行加法運算。2個副載波中，取出副 載波成分A，此外，除去副載波成分B。進而，通過數字信號處理電路8A進行了均衡和載波 相位恢復之后，通過解調器9A解調副載波成分A。為了取出副載波B，以與由2個副載波A、B構成的光OFDM信號的一方的副載波B 的中心頻率一致，或在其附近的方式設定本振光IB的光頻率。光正交接收電路2B以后，通 過與系統A相同的工作來解調副載波成分B。圖7A和圖7B表示說明在第三實施方式中設定本振光的頻率的方法的圖。如圖7A 所示，以轉換為基帶時的副載波A的中心頻率成為零附近的方式，將本振光IA的頻率設定 在信號光的副載波A的中心頻率附近。當這樣設定時，頻移電路4A的頻移量變為很少。進 而，通過這樣設定，能夠減小副載波A的解調所需要的基帶的模擬電路的頻帶。此外，同樣 地通過將本振光IB的頻率設定在信號光的副載波B的中心頻率附近，能夠對副載波B獲得 同樣的效果(參照圖7B)。(本發明的第四實施方式)本發明的第四實施方式的結構，與第一或第二實施方式是相同的結構。可是，本振 光1的頻率的設定方法不同。圖8表示說明在第四實施方式中設定本振光的頻率的方法的 圖。將本振光1的頻率設定在副載波A、B間的中心的光頻率附近。再有，與上述同樣地， “附近”指的是均衡器和載波相位恢復電路能夠將本振光1的頻率補正為副載波A、B間的中 心的光頻率的頻率范圍中的光頻率。當這樣設定時，在轉換為基帶的OFDM信號中，副載波 A、B間的中心的光頻率變為零附近，副載波A、B的中心頻率分別位移副載波間隔的頻率的 一半。通過這樣設定，能夠使副載波A、B的解調所需要的基帶的模擬電路的頻帶為最小。
通過對該模擬信號進行數字化，通過頻移電路4頻移副載波間隔的頻率的一半， 從而能夠將副載波A或者B的中心頻率設定在零附近，能夠以與第一或第二實施方式相同 的結構進行解調。(本發明的第五實施方式)參照圖9對本發明的第五實施方式的光OFDM接收器的結構進行說明。圖9是表 示本發明的第五實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。附圖標記10是數字信號處理電 路，但第五實施方式的數字信號處理電路是以橫向濾波器的系數與OFDM副載波分離運算 一致的方式進行設定的均衡器。在像這樣作為均衡器使用由橫向濾波器構成的均衡器的情況下，如果以橫向濾波 器的系數與OFDM副載波分離運算一致的方式進行設定的話，不需要使用用于OFDM副載波 分離運算的延遲器、加法器(或減法器)。在沒有符號間干擾的情況下，例如通過將橫向濾 波器的延遲1/2個符號的抽頭、和不延遲的信號抽頭的系數設為1:1，能夠在2個副載波中， 取出副載波成分A。此外，例如通過將橫向濾波器的延遲1/2個符號的抽頭、和不延遲的信 號抽頭的系數設為1:_1，能夠取出副載波成分B。因此，例如具備選擇第一模式和第二模式的任一方的模式的單元，該第一模式以 將向橫向濾波器的輸入信號與將該輸入信號延遲1/2符號時間后的信號相加的方式設定 橫向濾波器的系數，該第二模式以從向橫向濾波器的輸入信號減去將該輸入信號延遲1/2 符號時間之后的信號的方式設定橫向濾波器的系數。在有符號間干擾的情況下，雖然不單 純，但通過適應均衡算法對系數進行最優化，獲得副載波成分A或副載波成分B。(本發明的第六實施方式)參照圖10對本發明的第六實施方式的光OFDM接收器進行說明。圖10是表示本發 明的第六實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。與第二實施方式不同之處在于接收信 號(信號光)是N副載波光OFDM信號。對轉換為數字的電信號，以所希望的副載波的中心
頻率成為零的方式，通過頻移電路4-1、4-2.....4-N進行頻移，通過頻帶限制濾波器11-1、
11-2.....Il-N以與所希望的副載波的信號頻帶寬度相同的通帶的信號通過的方式進行頻
帶限制，之后進行副載波分離電路之后的工作。由此能夠獲得所希望的副載波信號。再有，通過頻帶限制濾波器11-1、11_2.....Il-N進行頻帶限制的理由如下所述。
在將要分離的副載波作為k的情況下，通過進行利用加法器的加法運算，能夠除去位于副 載波k的兩鄰、并且基帶的頻譜與副載波k重疊的副載波(k-Ι)、副載波(k+Ι)。可是，在存 在與該副載波(k_l)、(k+l)分別鄰接的副載波(k-2)、(k+2)的情況下，該副載波(k-2)、副 載波(k+2)不被加法運算除去而從加法器輸出。同樣地，副載波(k-4)、副載波(k+4)等也 不在加法運算中被除去而從加法器輸出。因此，使用頻帶限制濾波器，例如以與副載波k的 信號頻帶寬度相同的通帶的信號通過的方式進行頻帶限制。這樣的話，能夠從加法器僅分 離所希望的副載波k。(本發明的第七實施方式)參照圖11對本發明的第七實施方式的光OFDM接收器的結構進行說明。圖11是 表示本發明的第七實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。與第三實施方式不同之處在 于接收信號(信號光)是N副載波光OFDM信號。光OFDM接收器設置有N個系統，信號光 被N分路并輸入到各光OFDM接收器。
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以與由N個副載波構成的光OFDM信號的各個副載波的中心頻率一致，或在其附近
的方式設定各本振光1-1、1_2.....1-N的光頻率。以各副載波的中心頻率成為零的方式，
通過頻移電路4-1、4-2.....4-N進行頻移，通過頻帶限制濾波器11-1、11-2.....Il-N以與
所希望的副載波的信號頻帶寬度相同的通帶的信號通過的方式進行頻帶限制，之后進行副 載波分離電路之后的工作。由此能夠獲得所希望的副載波信號。圖12是說明在第七實施方式中設定本振光的頻率的方法的圖。表示獲得第k個 (k是1到N的整數)的副載波的情況。將本振光l_k的頻率設定在由N個副載波構成的光 OFDM信號的第k個副載波的中心頻率附近。當這樣設定時，轉換為基帶的第k個副載波的 中心頻率成為零附近。由此，頻移電路4-k所需要的頻移量變為很少，此外，能夠減小解調 所需要的基帶的模擬電路的頻帶。(本發明的第八實施方式)參照圖13對本發明的第八實施方式的光OFDM接收器的結構進行說明。圖13是 表示本發明的第八實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。接收信號(信號光)是N副 載波的光OFDM信號，在到模/數轉換電路3為止與其它實施方式相同。對被轉換為數字的 電信號，以最低或最高的副載波的中心頻率成為零的方式通過頻移電路4進行頻移。對頻移電路4的輸出的電信號進行分路，通過延遲器61-2 61-N延遲以(k/N) T (在這里，k是從0到N-I的整數，T是1個符號時間)決定的時間的符號相位，輸出N個信 號(以下，作為信號Ek)。其中，在k為0的情況下，不使從頻移電路4輸出的電信號延遲， 因此信號EO與頻移電路4的輸出相同。此外，信號El是從延遲器61-2輸出的信號，信號 E2是從延遲器61-3輸出的信號。以下同樣地，信號EN是從延遲器61-N輸出的信號。以加 法器對N個信號Ek進行相加，由此分離副載波。加法器是N個(第0個加法器63-1 第 (N-I)個加法器63-N)，能夠分離N副載波。在向第1個(在這里，1是0到N-I的整數，j 是虛數單位)加法器輸入的信號中，通過對第k個輸入信號，乘以以下式決定的關于相位的 系數[數3]
"j^'k't e Ν ,Ek
(1)(即，除去了“*Ek”的部分。以下，作為系數wlk)，能夠分離副載波。具體地，使用 乘法器62-11,62-21，. . .，62-N1，分別將頻移電路4的輸出與系數wll，w21，. . .，wNl相乘。 此外，使用乘法器62-12，62-22，. . ·，62-N2，將延遲器61_2的輸出與系數wl2，w22，. . ·，wN2 分別相乘。此外，使用乘法器62-13，62-23，. . .，62-N3，將延遲器61_3的輸出與系數wl3， w23，...，wN3分別相乘。以下同樣地，使用乘法器62-1Ν，62-2Ν，. . .，62-NN，將延遲器61-N 的輸出與系數wlN，w2N, · · ·，wNN分別相乘。此外，以最低或最高的副載波的中心頻率成為零的方式，在不頻移的情況下也能 夠分離副載波。在該情況下，與式(1)的系數不同。進而，由這些延遲器和乘法器以及這些乘法器的輸出處的加法器構成的N副載波 分離電路，是具有(1/N) T的延遲抽頭的N次橫向濾波器，在沒有符號間干擾的情況下，通過
20將數字信號處理電路8-1 8-N中包含的均衡器的橫向濾波器的系數以式⑴的方式進行 設定，能夠省去N副載波分離電路。作為具體的例子，作為數字信號處理電路8-1 8-N中 包含的均衡器，使用具有(1/N)T的延遲抽頭(N抽頭)的N次橫向濾波器型適應均衡器。該 橫向濾波器型適應均衡器，具有乘法單元，對向第1個(1是0到N-I的整數)的輸出端子 輸入的第k個(k是0到N-I的整數)的輸入信號Ek，乘以以式⑴決定的抽頭系數(即， 除去“ · Ek”的部分)，進行對這些抽頭系數進行乘法運算的數字信號處理。通過使用CMA、其它的算法進行適應均衡的最優化，橫向濾波器的系數以能夠分離
N副載波的方式而被決定。在均衡和載波相位恢復之后，通過解調器9-1.....9-N解調N
副載波的發送符號。此外，同樣地，即使在以最低或最高的副載波的中心頻率成為零的方式 不進行頻移的情況下，也能夠以具有(1/N)T的延遲抽頭的N次的橫向濾波器進行副載波分 離。在該情況下，與式(1)的系數不同。(本發明的第九實施方式)本發明的第九實施方式是信號光為偏振復用信號光的情況。即使在信號光為偏振 復用信號的情況下，光OFDM接收器的結構也能應用上述實施方式的全部結構。但是，光正 交接收電路2必須為偏振分集結構。作為數字信號處理電路8以后的結構，必須具備X偏 振用和Y偏振用的2系統的數字信號處理電路和解調器。適應均衡電路能夠以同一算法實 現偏振分離。此外，在X偏振和Y偏振的光頻率不完全相同的情況下，頻移電路4以后必須 采用X偏振用和Y偏振用的2個系統的電路結構。圖14是表示第九實施方式的光OFDM接收器的結構的具體例子的框圖。與圖2的 不同之處在于，射入90度混合耦合器21的信號光是偏振復用2副載波的OFDM信號光。此 外與圖2的不同之處在于，適應均衡器24、26的輸出，是輸出X偏振信號和Y偏振信號的2 組。CMA均衡器(適應均衡器24)、LMS均衡器(適應均衡器26)也發揮偏振分離的作用， 能夠獲得X偏振的副載波A(X，SC-A)、X偏振的副載波B(X，SC-B)、Y偏振的副載波A(Y， SC-A)、Y偏振的副載波B (Y，SC-B)這4個輸出。(本發明的第十實施方式)參照圖15和圖16對本發明的第十實施方式進行說明。圖15是表示本發明的第 十實施方式的光OFDM接收器的結構的框圖。本實施方式的特征在于，在模/數轉換電路3 的后級設置了色度色散補償電路27。在光纖中傳播后的光信號，通過光纖的色度色散，受到 依賴于頻率的延遲的影響，與鄰接符號進行干擾。因此，存在引起接收后的符號錯誤率的惡 化的問題。在現有的直接檢波型的接收器中，使用如下方法，即在OE轉換之前使用光學的色 散補償元件進行色散補償的方法。該方法由于光學色散補償元件的損失、大小、通過頻帶等 的限制，能夠補償的色散量被較大地限制。相對于此，在本實施方式中，其特征在于，對OE 轉換、模/數轉換后的數字信號，通過數字信號處理進行色散補償，因此能夠不受損失、頻 帶等的限制來對色度色散進行補償，能夠大幅提高色散補償量。在本實施方式中，如圖15所示，設置4個系統的色度色散補償電路27，用于同相/ 正交成分、X/Y偏振。在各個色度色散補償電路27中，需要附加與傳輸路的色度色散相反的 延遲，在本實施方式中，如圖16所示，使用橫向濾波器。當將傳輸路的色度色散作為D時， 色度色散補償電路27的響應函數，在頻率區域中表示為，
H(f) = exp(-j(3i λ 2Df 2/c))(2)。在這里，c是光速，λ是信號的波長。橫向濾波器的系數，能夠通過進行逆傅里葉變換，從(2)式的脈沖響應來求取。在 lllGbit/s的2副載波偏振復用的OFDM信號中，在將采樣速率作為55. 5GS/s的情況下，在 使用3000km的1. 3 μ m零色散單模光纖(色散量62000pS/nm)的情況下，如果將橫向濾波 器的次數(m)作為4096左右的話，能夠充分抑制色度色散導致的損失。再有，將本振光1的頻率設定在OFDM信號的中心附近(2個副載波的情況下是副 載波A、B間的中心的頻率附近)更有效。這是因為，能夠緩和對后級的模/數轉換電路3 的頻帶的要求，并且能夠使起因于本振光1和各副載波的頻率差的色散補償量的誤差為最 小。如果通過事前測定等而獲知色度色散的值的話，只要對橫向濾波器的系數賦予固 定值即可，因此不需要應用CMA等的適應算法。因此，與使用適應濾波器的情況相比，能夠 期待運算量的降低。再有，圖16所示的橫向濾波器構成為具備將輸入信號依次延遲的延遲器71-2 71-m;對輸入信號乘以系數wl的乘法器72-1 ；對以延遲器71_2 71_m延遲的信號分別乘 以系數w2 wm的乘法器72-2 72_m ；以及將乘法器72_2 72_m的輸出相加的加法器 73。(本發明的第十一實施方式)參照圖17和圖18對本發明的第十一實施方式進行說明。圖17是表示本發明的 第十一實施方式的光OFDM接收器的色度色散補償電路27A的結構的框圖。本實施方式的 特征在于，對接收的時間區域的信號進行離散傅里葉變換，在頻率區域進行均衡。參照圖18說明本實施方式的色度色散補償的工作。圖18的縱軸是頻率，橫軸是 時間。因為色度色散的影響，輸入信號的各副載波根據波長而傳播延遲時間相異。圖18的 輸入信號由平行四邊形來圖示的理由，是為了表現各副載波的傳播延遲時間不同。由此對 于圖18的上段表示的輸入信號長度L，由于色度色散的影響而在各副載波波長的傳播延遲 時間中產生差，所以在圖18中段表示的光信號中產生Ml、M2那樣的突出部。結果，受到色 度色散的影響的光信號的長度，是對輸入信號長度L加上突出部M1、M2的長度而成為N(> L)。因此，即使通過將L個數據構成的塊作為單位對該輸入信號進行離散傅里葉變 換，由于來自鄰接塊的信號的干擾進入兩端附近的信號，所以不能夠進行正確的色散補償。 為了回避該情況，對L個數據，將加上稍前的Ml個、稍后的M2個的合計N( = L+M1+M2)個 數據作為1個塊，進行離散傅里葉變換、逆傅里葉變換的處理即可。在這里，Ml、M2需要采 用比色度色散產生的延遲量大的時間寬度。在本實施方式的色度色散補償電路27A中，對輸入的信號，將N個數據作為1個 塊，通過串/并行轉換部30進行串/并行轉換，通過離散傅里葉變換部31施加離散傅里葉 變換，變換成頻率區域的信號，通過均衡部32對各頻率成分施加以(2)式賦予的相位旋轉 之后，通過離散逆傅里葉變換部33施加離散逆傅里葉變換，變換成時間區域的信號。這時， 各塊的兩端附近的信號(前半部分M1點，后半部分M2點)包含來自鄰接塊的干擾，因此 需要拋棄該部分。再有，并/串行轉換部34對來自離散逆傅里葉變換部33的輸出信號進
22行并/串行轉換。因此，如圖17所示，在數據保持部35保持串/并行轉換部30的輸出的后半部分 M1+M2個的量的數據，在接下來的塊中在時間軸上的前半部分進行讀取。然后，在離散傅里 葉變換后，施加以(2)式賦予的相位旋轉，進行離散逆傅里葉變換，返回時間區域。這時，在 時間軸上除去各塊的兩端Ml個、M2個的量的數據，連結中央的L( = N-M1-M2)個的數據， 由此能夠獲得被正常地色度色散補償了的信號。針對本實施方式的離散傅里葉變換部31、離散逆傅里葉變換部33，將1個塊的數 據數N作為2的冪乘，應用高速傅里葉變換、高速逆傅里葉變換算法，由此當然能夠謀求計 算的高效化。在該情況下的運算量是Nlog2N的次數(order)。相對于此，在以橫向濾波器 構成的情況下，運算量以N2增加。因此，在本實施方式中，在抽頭數大的區域中，在運算量 降低的方面具有效果。此外，如本實施方式那樣，通過將色度色散補償電路27A置于數字信號處理電路8 的前級，能夠抑制在數字信號處理電路8中使用的均衡器的抽頭數，能夠使相對于運算負 載的降低和信道的時間變動的耐力提高。(本發明的第十二實施方式)參照圖19和圖20對本發明的第十二實施方式進行說明。圖19是表示本發明的 第十二實施方式的光OFDM接收器的色度色散補償電路27B的結構的框圖。在本實施方式 中，將輸入信號的L個數據作為1塊而通過串/并行轉換部40進行串/并行轉換，通過離 散傅里葉變換部41而在L個數據的前后分別附加Ml個、M2個值為零的數據，作為N(= L+M1+M2)個塊。然后對這些塊進行離散傅里葉變換。進而，進行利用均衡部42的相位旋轉 賦予、以及利用離散逆傅里葉變換部43的離散逆傅里葉變換的處理，將來自離散逆傅里葉 變換部43和加法電路44的輸出信號以并/串行轉換部46進行并/串行轉換。結果，在輸 出的N個數據的前半部分的Ml個中，容納有前面的符號的干擾成分，在接著其的M2個部分 中，容納有減去向前面的符號的干擾成分后的值。同樣地，在N個數據中，在最后的M2個的部分中，容納有接下來的符號的干擾成 分，在其稍前的Ml個部分中，容納有減去向接下來的符號的干擾成分后的值。因此，如圖20 所示，通過加法電路44，將在數據保持部45中保持的N個數據的后半部分M1+M2個的數據， 加到接下來的塊的數據，從而能夠除去符號間的干擾，能實現分散補償的功能。在本實施方式中，與使用橫向濾波器的情況相比，能夠通過使用FFT、IFFT期待運 算量的降低。此外，通過插入零，能夠省略該部分的運算，由此能夠期待可降低FFT運算時 的運算量的效果。(本發明的第十三實施方式)參照圖21對本發明的第十三實施方式進行說明。在本實施方式中，其特征在于， 根據模/數轉換后的信號，通過色散測定電路50測定傳輸光纖的色度色散量，基于其結果 設定色度色散補償電路27C的色散量。在OFDM信號中，使用不同頻率(即，不同波長)的副載波，但通過色度色散的影 響，傳播延遲按波長的每一個而不同。因此，在本實施方式中，采用通過測定該延遲時間差， 求取色度色散量的結構。為了實現該結構，例如也可以使用與通常的數據發送階段區別地 設置色散測定階段(Phase)，在發送側發送色散測定用的試驗信號的方式。在該情況下，以在各副載波之間取得同步的低頻的時鐘信號(頻率f)對各副載波的振幅或相位進行調制， 作為試驗信號發送。通過在接收側檢測出任意的2組副載波之間(波長間隔△ λ)的相位 差Δ θ，從而求取延遲時間差，測定色度色散。這時，色度色散D能夠通過下式求取。D = (Δ Q /2nf A λ)(3)此外，代替區分數據發送階段和色散測定階段而發送試驗信號，也可以采用對數 據信號重疊低頻的時鐘信號，在接收側通過數字濾波器抽出該頻率成分來測定相位差的方 式。如本實施方式那樣，通過僅以OFDM接收器進行色度色散測定，從而不需要系統導 入時的色度色散測定作業，能夠期待維護運用的便利性的改善。(本發明的第十四實施方式)參照圖22到25對本發明的第十四實施方式進行說明。在本實施方式中，其特征 在于，設置對各副載波用的解調器的輸出信號進行差分譯碼的差分譯碼部60。當光纖中的傳播為長距離時，由于光纖中的非線性光學效應，在接收信號光的相 位中重疊與光信號的強度成比例的調制成分。因此，與本振光的相位差變得不穩定，容易脫 離鎖相，由此存在錯誤率急速惡化的問題。在這里，當脫離鎖相時，基準相位位移，容易發生 突發錯誤產生的現象。因此，當將使用DQPSK符號等而預先被差分編碼的OFDM信號作為發 送信號來使用，在接收側對解調器的輸出應用差分譯碼時，即使在基準相位位移的情況下， 由于與稍前的符號的相位的差分不變化，所以能夠抑制突發錯誤的產生。圖23表示將波長1574. 5nm、50GHz間隔、10波長的lllGbit/s、偏振復用2副載波 QPSK-0FDM信號，在色散位移光纖中進行線性中繼傳輸的情況下的Q值的傳輸距離依賴性 的測定結果。圖23的橫軸是距離(km)，縱軸是Q值(dB)。再有，虛線的圖表是以光纖的輸 入功率為-5dBm進行WDM傳輸的情況、并且沒有WDM差分譯碼的情況。此外，實線的圖表是 以光纖的輸入功率為_5dBm進行WDM傳輸的情況、并且有WDM差分譯碼的情況。在該例子中，差分譯碼通過對于各副載波求取與前面的符號的差分來進行。在這 里，Q值與符號錯誤率BER具有BER= (1/2) erfc (Q/V (2))(4)的關系。再有，erfc表示補余誤差函數。在不進行差分譯碼的情況下，隨著傳輸距離增加，通過非線性光學效應的影響，Q 值急劇劣化(即，錯誤率劣化)，相對于此，在進行差分譯碼的情況下，Q值的劣化被降低，在 超過2000km的區域中，進行差分編碼能夠獲得較高的Q值。再有，在上述例子中，如圖24所示，采用對各副載波求取與前面的符號的差分來 進行譯碼的方式。通過來自其他波長的非線性效應，各副載波受到的相位位移，由于副載波 間的頻率間隔狹窄，所以受到大致相同的相位位移量。因此，如圖25那樣，在使用在同一符 號內在副載波彼此求取差分來進行譯碼的方式的情況下，能夠抵消非線性光學效應導致的 相位位移，所以是有效的。如以上說明的那樣，通過使用差分譯碼，能夠抑制非線性光學效應的影響導致的 突發錯誤的產生，能夠實現傳輸距離的延伸。再有，在上述實施方式中，在頻移電路和解調器之間設置的結構要素(除了第六 實施方式(圖10)和第七實施方式(圖11))、或在頻帶限制濾波器和解調器之間設置的結構要素(第六實施方式和第七實施方式的情況)，相當于本發明的各種運算電路(運算電 路、第一運算電路、或第二運算電路)。此外，在上述實施方式中，在到進行均衡處理和載波相位恢復處理的電路的前級 為止而配置的電路，相當于本發明的副載波分離電路。再有，將與圖4C關聯地說明的結構 (即，將數字信號處理電路8中包含的橫向濾波器型均衡器的系數構成為，減小圖4C的斜線 部分的系數，增大僅是副載波成分A顯現的部分的系數，取出副載波成分A作為均衡器的輸 出信號)組入本發明的副載波分離電路中也可。以上，對本發明的實施方式進行了說明，但本發明并不限定于上述實施方式，在不 脫離本發明的主旨的范圍內，能夠進行結構的附加、省略、置換、以及其它變更。例如，在上述實施方式中，作為光接收電路舉出光正交接收電路為例進行了說明， 但使用光正交接收電路以外的光接收電路也能進行副載波分離。由于通過使用光正交接收 電路能夠同時取出I相成分和Q相成分，因此電路規模變小，因此優選使用光正交接收電 路。此外，例如，也可以適合地組合上述實施方式。本發明不被上述說明所限定，僅添 附的要求的范圍所限定。產業上的利用可能性本發明能夠利用于高性能的光OFDM傳輸系統的實現。
權利要求
一種副載波分離電路，接收由2個副載波A和B構成的光OFDM信號并對副載波成分進行分離，其中，具備第一光接收電路，射入接收信號光和第一本地振蕩光并轉換為基帶電信號；第一模/數轉換電路，將該基帶電信號轉換為數字信號；第一頻移電路，以上述副載波A的中心頻率變為零的方式對該轉換后的數字信號進行頻移；以及第一運算電路，對該頻移了的信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號進行相加，分離上述副載波A的成分。
2.根據權利要求1所述的副載波分離電路，其中，所述第一運算電路具備延遲器，將上述頻移了的上述信號延遲1/2符號時間；以及加法器，將上述頻移了的上述信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的上述 信號相加，分離上述副載波A的上述成分。
3.根據權利要求1所述的副載波分離電路，其中，上述第一運算電路在上述加法之外， 進一步從上述頻移了的信號減去將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號，分離上 述副載波B的成分。
4.根據權利要求1所述的副載波分離電路，其中，還具備第二頻移電路，以上述副載波B的中心頻率變為零的方式，對通過上述第一模/數轉換 電路轉換了的上述數字信號進行頻移；以及第二運算電路，將該頻移了的信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號 相加，分離上述副載波B的成分。
5.根據權利要求1所述的副載波分離電路，其中，還具備第二光接收電路，射入上述接收信號光和第二本地振蕩光，轉換為基帶電信號；第二模/數轉換電路，將從該第二光接收電路輸出的上述基帶電信號轉換為數字信號；第二頻移電路，以上述副載波B的中心頻率變為零的方式，對通過上述第二模/數轉換 電路轉換了的上述數字信號進行頻移；以及第二運算電路，將通過上述第二頻移電路頻移了的信號、和將通過上述第二頻移電路 頻移了的上述信號延遲1/2符號時間后的信號相加，分離上述副載波B的成分。
6.一種光OFDM接收器，其中，具備權利要求2所述的副載波分離電路；以及第一解調器，上述第一運算電路對分離了的上述副載波A的上述成分進行均衡處理和載波相位恢 復處理，上述第一解調器對上述第一運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后 的信號進行解調。
7.一種光OFDM接收器，其中，具備權利要求3所述的副載波分離電路；以及第一解調器，上述第一運算電路對分離了的上述副載波B的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述第一解調器對上述第一運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后 的信號進行解調。
8.—種光OFDM接收器，其中，具備權利要求4所述的副載波分離電路；以及第二解調器，上述第二運算電路對分離了的上述副載波B的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述第二解調器對上述第二運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后 的信號進行解調。
9.根據權利要求6至8的任一項所述的光OFDM接收器，其中，將上述第一本地振蕩光 設定為上述副載波A或B的光頻率，或設定為進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理 的各運算電路能夠補正為上述副載波A或B的上述光頻率的頻率范圍中的光頻率。
10.一種光OFDM接收器，其中，具備權利要求5所述的副載波分離電路；以及 第二解調器，上述第二運算電路對分離了的上述副載波B的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述第二解調器對上述第二運算電路進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理后 的信號進行解調。
11.根據權利要求10所述的光OFDM接收器，其中，上述第一運算電路對分離了的上述副載波A的成分進行均衡處理和載波相位恢復處理，針對上述第一光接收電路，將上述第一本地振蕩光設定為上述副載波A的中心的光頻 率，或設定為進行上述均衡處理和上述載波相位恢復處理的上述第一運算電路能夠補正為 上述副載波A的中心的光頻率的頻率范圍中的光頻率，針對上述第二光接收電路，將上述 第二本地振蕩光設定為上述副載波B的中心的光頻率，或設定為進行上述均衡處理和上述 載波相位恢復處理的上述第二運算電路能夠補正為上述副載波B的中心的光頻率的頻率 范圍中的光頻率。
12.根據權利要求6至8的任一項所述的光OFDM接收器，其中，將上述第一本地振蕩光 設定為上述副載波A和上述副載波B之間的中心的光頻率，或設定為進行上述均衡處理和 上述載波相位恢復處理的各運算電路能夠補正為上述副載波A和上述副載波B之間的中心 的光頻率的頻率范圍中的光頻率。
13.根據權利要求6所述的光OFDM接收器，其中， 上述第一運算電路是數字信號處理電路，具備 均衡器，由橫向濾波器構成；以及設定部，設定為第一模式，該第一模式將該橫向濾波器的系數設定為將向上述第一運 算電路的輸入信號、和將上述輸入信號延1/2符號時間后的信號相加。
14.根據權利要求13所述的光OFDM接收器，其中，上述設定部選擇上述第一模式或第 二模式的任何一方，該第二模式設定為從向上述第一運算電路的上述輸入信號減去將上述 輸入信號延遲1/2符號時間后的上述信號，上述第一解調器在上述第一模式的設定時取得上述副載波A的信號，在上述第二模式 的設定時取得上述副載波B的信號。
15.一種副載波分離電路，對由N(N是2以上的整數)個副載波構成的光OFDM信號進 行接收，分離副載波成分，其中，具備至少1個系統的光接收電路，分別射入接收信號光和至少1個系統的本地振蕩光，轉換 為基帶電信號；至少1個系統的模/數轉換電路，分別將該基帶電信號轉換為數字信號；N個系統的頻移電路，以所希望的副載波的中心頻率變為零的方式，對該轉換了的數字 信號進行頻移；N個系統的頻帶限制濾波器，以與所希望的副載波的信號頻帶寬度相同的通帶的信號 通過的方式，對通過這些N個系統的頻移電路分別頻移了的信號分別進行頻帶限制；以及N個系統的加法器，將通過這些N個系統的頻帶限制濾波器分別頻帶限制了的信號、和 將上述頻帶限制了的上述信號延遲1/2符號時間后的信號分別相加，分離上述N個副載波 的成分。
16.根據權利要求15所述的副載波分離電路，其中，上述至少1個系統的本地振蕩光是N個系統的本地振蕩光，上述至少1個系統的光接收電路是分別射入上述接收信號光和上述N個系統的本地振 蕩光并分別轉換為基帶電信號的N個系統的光接收電路，上述至少1個系統的模/數轉換電路是將從上述N個系統的光接收電路分別輸出的上 述基帶電信號分別轉換為數字信號的N個系統的模/數轉換電路，上述N個系統的頻移電路以上述所希望的副載波的上述中心頻率變為零的方式，對通 過上述N個系統的模/數轉換電路分別轉換了的上述數字信號分別進行頻移。
17.一種光OFDM接收器，其中，具備權利要求16所述的副載波分離電路；N個系統的數字信號處理電路，對上述N個副載波的成分分別進行均衡處理和載波相 位恢復處理；以及N個系統的解調器，對通過這些N個系統的數字信號處理電路分別進行了上述均衡處 理和上述載波相位恢復處理后的信號進行解調。
18.根據權利要求17所述的光OFDM接收器，其中，上述N個系統的本地振蕩光設定為 針對上述N個系統的光接收電路的各自所希望的副載波的中心頻率、或進行上述均衡處理 和上述載波相位恢復處理的上述N個系統的數字信號處理電路各自能夠補正為上述所希 望的副載波的中心光頻率的頻率范圍中的光頻率。
19.一種副載波分離電路，接收由N個副載波構成的光OFDM信號，分離副載波成分，其 中，具備光接收電路，射入接收信號光和本地振蕩光并轉換為基帶電信號；模/數轉換電路，將該基帶電信號轉換為數字信號；頻移電路，以最低或最高的副載波的中心頻率變為零的方式，對該轉換了的數字信號 進行頻移；以及運算電路，通過將從該頻移電路輸出的電信號的符號相位延遲以(k/N)T(k是0到N-I 的整數，T是1個符號時間)決定的時間后的N個信號Ek、與在N個系統的關于相位的系數 的各系統中包含的N個系數分別相乘，求取第1個(1是0到N-I的整數)的系統中包含的 N個乘法信號中的第k個乘法信號是以 [數4](j是虛數單位)決定的N個系統的乘法信號，對各系統中包含的N個乘法信號進行相 加來求取N個系統的加法信號，分離上述N個副載波的成分。
20.根據權利要求19所述的副載波分離電路，其中， 上述運算電路具備分路部，對將從上述頻移電路輸出的上述電信號進行N分路；延遲部，連接于上述分路部之后，使這些分路了的信號的符號相位分別延遲以(k/N)T 決定的上述時間，輸出上述N個信號Ek ；加法部，對通過上述延遲部延遲了的上述N個信號Ek進行相加；以及 乘法部，設置在上述延遲部和上述加法部之間，對于向第1個加法部輸入的信號中的 第k個輸入的上述信號Ek，乘以上述關于相位的系數中的、在第1個系統中包含的第k個系 數。
21.一種光OFDM接收器，其中，具備權利要求19所述的副載波分離電路；以及 N個解調器，上述運算電路對分離的上述N個副載波的成分分別進行均衡處理和載波相位恢復處理，上述N個解調器從上述運算電路的輸出信號分別解調N個副載波的信號。
22.根據權利要求21所述的光OFDM接收器，其中，上述運算電路是對從上述頻移電路輸出的上述電信號進行上述均衡處理和上述載波 相位恢復處理的數字信號處理電路，該數字信號處理電路包含具有N抽頭的(1/N)的延遲抽頭的N次橫向濾波器型適應均 衡器，該橫向濾波器型適應均衡器具有乘法部，對于向第1個輸出端子輸入的第k個輸入信 號Ek乘以抽頭系數，輸出以 [數5]tmJ達 k*te N ,Ek決定的乘法信號，進行乘以該抽頭系數的數字信號處理。
23.根據權利要求6 14、17、18、21、22的任一項所述的光OFDM接收器，其中，所述光接收電路是光正交接收電路。
24.根據權利要求6 14、17、18、21 23的任一項所述的光OFDM接收器，其中， 上述信號光是偏振復用信號，上述各個光接收電路是偏振分集型光接收電路，上述各個模/數轉換電路以X偏振信號用和Y偏振信號用的2組模/數轉換電路構成， 上述各個解調器對X偏振信號和Y偏振信號進行解調。
25.根據權利要求6 14、17、18、21 24的任一項所述的光OFDM接收器，其中，具備 色度色散補償電路，對通過上述各個模/數轉換電路而轉換的數字信號，通過數字信號處 理對傳輸路的色度色散進行補償。
26.根據權利要求25所述的光OFDM接收器，其中，上述色度色散補償電路通過橫向濾 波器構成。
27.根據權利要求25所述的光OFDM接收器，其中， 上述色度色散補償電路具備離散傅里葉變換部，進行離散傅里葉變換，將時間區域的信號變換為頻率區域的信號；均衡部，對傅里葉變換了的各頻率成分的信號施加與根據色度色散的相位旋轉相反的 相位旋轉；以及離散逆傅里葉變換部，對于從該均衡部輸出的頻率區域的信號進行離散逆傅里葉變 換，變換為時間區域的信號并輸出。
28.根據權利要求25至27的任一項所述的光OFDM接收器，其中，具備色散測定部， 根據副載波間的傳播延遲時間差來測定傳輸光纖的色度色散量，設定上述色度色散補償電 路的色散補償量。
29.根據權利要求6 14、17、18、21 28的任一項所述的光OFDM接收器，其中，具備 差分譯碼器，對相對于各個副載波的上述解調器的各個輸出信號進行差分譯碼。
30.一種光傳輸系統，其中，具備權利要求6 14、17、18、21 29的任一項所述的光 OFDM接收器。
31.一種副載波分離方法，接收由2個副載波A和B構成的光OFDM信號并對副載波成 分進行分離，其中，射入接收信號光和本地振蕩光并轉換為基帶電信號， 將該基帶電信號轉換為數字信號，以上述副載波A的中心頻率變為零的方式對該轉換后的數字信號進行頻移， 對該頻移了的信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號進行相加，分離 上述副載波A的成分。
全文摘要
實現高性能的光OFDM接收器。一種副載波分離電路，接收由2個副載波A和B構成的光OFDM信號并對副載波成分進行分離，其中，射入接收信號光和本地振蕩光并轉換為基帶電信號，將該基帶電信號轉換為數字信號，以上述副載波A的中心頻率變為零的方式對該轉換后的數字信號進行頻移，對該頻移了的信號和將上述頻移了的信號延遲1/2符號時間后的信號進行相加，分離上述副載波A的成分。
文檔編號H04J14/00GK101946438SQ20098010481
公開日2011年1月12日 申請日期2009年2月20日 優先權日2008年2月22日
發明者佐野明秀, 宮本裕, 小林孝行, 山田英一, 工藤理一, 石原浩一 申請人:日本電信電話株式會社