零中頻的載波自適應濾波方法和系統以及零中頻接收機的制作方法

專利名稱：零中頻的載波自適應濾波方法和系統以及零中頻接收機的制作方法
技術領域：
本發明屬于通信技術領域，尤其涉及一種零中頻的載波自適應濾波方法和系統以
及零中頻接收機。
背景技術：
近年來，隨著無線通信技術的飛速反戰，無線通信系統產品越來越普及，成為當今 人類信息社會發展的重要組成部分。射頻接收機位于無線通信系統的最前端，其結構和性 能直接影響著整個通信系統。優化設計結構和選擇合適的制造工藝，以提高系統的性能價 格比，是射頻工程師追求的方向。 零中頻接收機因不需要片外高Q值帶通濾波器、可以實現單片集成而受到人們的 廣泛重視。具體地，請參見圖l所示的零中頻接收機的結構框圖。零中頻接收機的結構較 超外差接收機簡單很多。其工作過程如下接收到的射頻信號經帶通濾波器(RF BPF)和低 噪聲放大器(LNA)放大后，與互為正交的兩路本振信號混頻，分別產生同相和正交兩路基 帶信號，由于本振信號頻率與射頻信號頻率相同，因此混頻后直接產生基帶信號。同相和正 交兩路基帶信號分別經過各自對應的低通濾波器(LPF)和可變增益放大器(VGA)，以完成 信道選擇和增益調整功能。由此可見，零中頻接收機最吸引人之處在于下變頻過程中不需 要經過中頻，且鏡像頻率就是射頻信號本身，不存在鏡像頻率干擾，可以省去原超外差結構 中必需的鏡像抑制濾波器及中頻濾波器均可省略，這樣，一方面取消了外部元件，有利于系 統的單片繼承，降低成本，另一方面，系統所需的電路模塊以及外部節點數減少，降低了接 收機的功耗，并減小了射頻信號受外部干擾的機會。 但是零中頻接收機本身也存在缺陷，例如直流偏差、本振泄露和IQ失衡等。
具體地，對于本振泄露，如圖2所示，零中頻結構的本振頻率與信號頻率相同，如 果混頻器的本振口與射頻口之間的隔離性能不好，本振信號就很容易從混頻器的射頻口輸 出，再通過低噪聲放大器泄漏到天線，輻射到空間，形成對鄰道的干擾。 對于直流偏差，直流偏差是零中頻方案特有的一種干擾，它是由自混頻 (Self-Mixing)引起的，泄漏的本振信號可以分別從低噪放的輸出端、濾波器的輸出端及天 線端反射回來，或泄漏的信號由天線接收下來，進入混頻器的射頻口 。它和本振口進入的本 振信號相混頻，差拍頻率為零，即為直流。同樣，進入低噪放的強干擾信號也會由于混頻器 的各端口隔離性能不好而漏入本振口 ，反過來和射頻口來的強干擾相混頻，差頻為直流。這 些直流信號將疊加在基帶信號上，并對基帶信號構成干擾，被稱為直流偏差。直流偏差往往 比射頻前端的噪聲還要大，使信噪比變差，同時大的直流偏差可能使混頻器后的各級放大 器飽和，無法放大有用信號。當自混頻隨時間發生變化時，直流偏差問題將變得十分復雜。 這種情況可在下面的條件下發生當泄漏到天線的本振信號經天線發射出去后又從運動的 物體反射回來被天線接收，通過低噪放進入混頻器，經混頻產生的直流偏差將是時變的。
對于I/Q失配，采用零中頻方案進行數字通信時，如果同相和正交兩支路不一致， 例如混頻器的增益不同，兩個本振信號相位差不是嚴格的90° ，會引起基帶1/Q信號的變化，即產生I/Q失配問題。1/Q失配在基帶上的表現也是出現一個直流偏置。以前I/Q失配 問題是數字設計時的主要障礙，隨著集成度的提高，I/Q失配雖已得到相應改善，但設計時 仍應引起足夠的重視。 針對直流偏差，現有技術中常用的方法是交流耦合(AC Coupling)。將下變頻后的 基帶信號用電容隔直流的方法耦合到基帶放大器，以此消除直流偏差的干擾。對于直流附 近集中了比較大能量的基帶信號，這種方法會增加誤碼率，不宜采用。因此減少直流偏差干 擾的有效方法是將欲發射的基帶信號進行適當的編碼并選擇合適的調制方式，以減少基帶 信號在直流附近的能量。此時可以用交流耦合的方法來消除直流偏差而不損失直流能量。 缺點是要用到大電容，增大了芯片的面積。但這種方法在WCDMA等擴頻調試中明顯不適用， 在寬帶的擴頻調試中，零頻及其附近的區域被有效信號占據。還有一些基于獨立的校準信 號的方法，但這些方法不得不中斷有效信號的傳輸來對IQ的非平衡進行校準。比如使用特 殊的信號源輸入接收機，用于檢測IQ的失衡程度，再進行補償，這樣就不能正常的接收手 機的信號了。

發明內容
本發明的目的在于提供一種零中頻的載波自適應濾波方法和系統以及零中頻接
收機，能夠有效抑制直流分量和I/Q失配，并且不需要對有效信號進行中斷，而且可以在 WCDMA下行信號或者CDMA下行信號接收機系統中應用中應用。 為實現上述目的，本發明提供一種零中頻的載波自適應濾波方法，包括對經過第 一 FIR濾波器濾波的I信號和經過第二 FIR濾波器濾波的Q信號進行解擴，然后利用EVM 方法計算解擴后的I信號和Q信號在星座圖的坐標與理想星座坐標之間的誤差，根據所述 誤差調整所述第一 FIR濾波器和第二 FIR的濾波器的系數，直至調整前后第一 FIR濾波器 和第二 FIR的濾波器的系數之差均小于預定的閾值。 另一方面，本發明實施例還提供一種零中頻的載波自適應濾波系統，包括第一
FIR濾波器、第二 FIR濾波器、解擴單元、EVM計算單元、系數調整單元； 其中，所述第一 FIR濾波器用于根據濾波器系數，對I信號進行過濾； 所述第二FIR濾波器用于根據濾波器系數，對Q信號進行過濾； 所述解擴單元用于對經過所述第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器過濾的I信號和
Q信號進行解擴； 所述EVM計算單元用于利用EVM方法計算所述解擴后的I信號和Q信號在星座圖 上的坐標與理想星座坐標之間的誤差； 所述系數調整單元，用于根據所述誤差調整所述第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波 器的系數； 比較單元，用于比較調整前后第一 FIR濾波器和第二 FIR的濾波器的系數之差均 小于預定的值，如果是，則觸發系數調整單元停止濾波器系數的調整；如果否，則觸發系數 調整單元繼續調整濾波器系數。 再一方面，本發明實施例還提供一種零中頻接收機，包括上述的零中頻的載波自 適應濾波系統。 通過本發明實施例，能夠有效抑制I信號和Q信號中的直流分量，并且還能夠抑制1/Q失配，本發明實施例在實現上述抑制的過程中，不需要中斷有效信號的接收，采用自適 應的工作機制，并且能夠適用于擴頻調制中。


為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現 有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖是本發明 的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據 這些附圖獲得其他的附圖。
圖1是現有技術中零中頻接收機的結構框圖；
圖2是現有技術中產生本振泄露的原理圖； 圖3是本發明實施例提供的一種零中頻的載波自適應濾波方法的示意圖；
圖4是本發明實施例一提供的一種零中頻的載波自適應濾波方法的示意圖；
圖5是本發明實施例一中星座圖的示意圖； 圖6是本發明實施例二提供的一種零中頻的載波自適應濾波系統的示意圖；
圖7是本發明實施例二中系數調整單元的具體實現示意圖。
具體實施例方式
為使本發明實施例的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本發明實施例 中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是 本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員 在沒有作出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
本發明實施例提供一種零中頻的載波自適應濾波方法，如圖3所示，該方法包括
步驟S301 :對經過第一 FIR(有限沖擊響應濾波器)濾波器濾波的I信號和經過 第二 FIR濾波器濾波的Q信號進行解擴。 這里，I和Q信號是將零中頻接收機中的原始I信號和Q信號進行解調并經過模 數轉換得到的數字信號。數字形式的I信號和Q信號中攜帶了直流分量和不平衡分量。
步驟S302 :利用EVM方法計算解擴后的I信號和Q信號在星座圖的坐標與理想星 座坐標之間的誤差。 步驟S303 :根據所述誤差調整所述第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器的濾波器系 數，直到調整前后的第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器的濾波器系數之差小于預定的值。
調整的目的在于，消除誤差的惡化。計算調整后的濾波器系數可以基于LMS (Least Mean Square,最小均方根自適應方法)算法。該算法容易實現，能夠降低成本。
當調整前后的第一FIR濾波器和第二FIR濾波器的濾波器系數之差小于預定的值 時，步驟S302中計算的誤差將很小，可以認為第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器對I信號 和Q信號中的直流分量和不平衡分量進行了充分的抑制。 以下以一個實施例詳細說明本發明提供的零中頻的載波自適應濾波方法的具體 實現。 實施例一 本實施例一提供一種零中頻的載波自適應濾波方法，在本實施例中，第一FIR濾波器用于過濾I信號，第二 FIR濾波器用于過濾Q信號，并且兩個FIR濾波器都是高通濾波 器，并且兩個濾波器的濾波器系數均是可調的。
如圖4所示，該方法包括 步驟S401 :初始化第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器的濾波器系數。 上述初始化可以是將濾波器系數重置為預先設定的固定值，也可以是將其設定為
上次工作中最后調整的濾波器系數值。 步驟S402 :對第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器過濾輸出的I信號和Q信號進行 解擴； 步驟S403 :計算在星座圖中步驟S402解擴后的I信號和Q信號的星座坐標與理 想星座坐標之間的距離，將上述計算得到的距離作為誤差。 在數字部分，解擴后的I信號和Q信號的組合形成了所謂的星座圖。請參見圖5， 在零中頻接收機中的I信號和Q信號組合在星座圖的理想位置應該是4個點，這四個位 置的坐標(稱為理想星座坐標)分別為(l，l)、 (-1， -1)、 (1， -1)和(-l，l)。但是在實際 中，如圖5所示，由于直流分量和IQ失衡導致I信號和Q信號的坐標偏離上述理想星座 坐標。計算解擴后的I信號和Q信號的星座坐標與理想星座坐標之間的距離可以通過水 平距離平方與垂直距離平方求和，再取方根得到，例如，如果解擴后的I信號和Q信號分 別為(1. 1，1.5)，則解擴后的I信號和Q信號的星座坐標與理想星座坐標(l，l)的距離為
1-1) + (1. 5-l)2]1/2。這里計算得到的距離即利用EVM方法計算得到的誤差。
本實施例提供的方法的目的在于逐漸調整FIR濾波器的濾波器系數，以使上述計 算的距離值逐漸減小，也即消除上述誤差，使解擴后的I信號和Q信號的星座坐標盡量趨近 于理想的星座坐標。 步驟S404 :將步驟S403計算得到的誤差、經過第一 FIR濾波器過濾后的當前I信 號和逼近系數之間的乘積與第一 FIR濾波器的當前濾波器系數的和，作為第一 FIR濾波器 的調整后的濾波器系數；將步驟S403中計算的誤差、經過第二FIR濾波器過濾后的當前Q 信號和逼近系數之間的乘積與第二 FIR濾波器的當前濾波器系數的和，作為第二 FIR濾波 器的調整后的濾波器系數。 上述過程實際上是迭代過程中的一次迭代實現，如果將調整前的第一FIR濾波器 和第二FIR濾波器的濾波器系數分別記為wi(n-l)和wq(n-l)，將計算得到的調整后的第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器的濾波器系數分別記為wi (n)和wq (n)，將本次迭代過程步驟 S403計算得到的誤差記為e(n)，將本次迭代過程中的經過FIR濾波器過濾的I信號和Q信 號分別記為I和Q，則計算調整后的濾波器系數wi(n)和wq(n)可以用下面兩個式子表示
wi (n) = wi (n_l) +Mu*e (n) *I (式子1) wq (n) = wq (n_l) +Mu*e (n) *Q (式子2) 其中，Mu為逼近系數，取值范圍為(O，l)，即0 < Mu < 1。 步驟S405 :按照步驟S404中計算得到的調整后的第一 FIR濾波器的濾波器系數 和第二 FIR濾波器的濾波器系數分別調整第一 FIR濾波器的濾波器系數和第二 FIR濾波器 的濾波器系數。 步驟S406 :比較調整前后第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器的濾波器系數之差均 小于預定的閾值，如果是，則執行步驟S407 :結束迭代，固定FIR濾波器的系數；如果否，則
7返回繼續執行步驟S402。 每次迭代過程都通過步驟S406比較前后兩次迭代得到的濾波器系數是否小于預 定的閾值，這樣，如果小于預定的閾值，則步驟S403中計算得到的誤差也就可以認為是充 分小，從而可以認為調整濾波器系數以后，I信號和Q信號的直流分量和IQ失衡得到了充 分的抑制。 通過本實施例一提供的方法，有效抑制I信號和Q信號中的直流分量，并且還能夠 抑制1/Q失配，本方法在實現上述抑制的過程中，不需要中斷有效信號的接收，采用自適應 的工作機制，并且能夠適用于擴頻調試中。
實施例二 本發明實施例二相應提供一種零中頻的載波自適應濾波系統，如圖6所示，該系 統包括第一 FIR濾波器601、第二 FIR濾波器602、解擴單元603、 EVM計算單元604、系數 調整單元605和比較單元606 ; 其中，第一 FIR濾波器601用于根據濾波器系數，對I信號進行過濾；第二 FIR濾 波器602用于根據濾波器系數，對Q信號進行過濾；第一 FIR濾波器601和第二 FIR濾波器 602均是高通濾波器。 解擴單元603用于對經過第一 FIR濾波器601和第二 FIR濾波器602過濾的I信 號和Q信號進行解擴； EVM計算單元604用于利用EVM方法計算上述解擴后的I信號和Q信號在星座圖 上的坐標與理想星座坐標之間的誤差；這里的誤差為在星座圖中解擴后的I信號和Q信號 的星座坐標與理想星座坐標之間的差距。 系數調整單元605用于根據所述誤差調整所述第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器 的系數； 比較單元606，用于比較調整前后第一 FIR濾波器601和第二 FIR的濾波器602的 濾波器系數之差均小于預定的值，如果是，則觸發系數調整單元停止濾波器系數的調整；如 果否，則觸發系數調整單元繼續調整濾波器系數。
其中，如圖7所示，系數調整單元605可以包括 乘法運算子單元6051 ，用于計算所述EVM計算單元604得到誤差、經過第一 FIR濾 波器601過濾后的當前I信號和逼近系數之間的乘積；還用于計算的所述EVM計算單元604 得到誤差、經過第二 FIR濾波器602過濾后的當前Q信號和逼近系數之間的乘積；
加法運算子單元6052 ，用于將計算所述誤差、經過第一 FIR濾波器601過濾后的當 前I信號和逼近系數之間的乘積與第一 FIR濾波器601的當前濾波器系數的和，得到調整 后的第一FIR濾波器601的濾波器系數；還用于計算所述誤差、經過第二FIR濾波器602過 濾后的當前Q信號和逼近系數之間的乘積與第二 FIR濾波器602的當前濾波器系數的和， 得到調整后的第二 FIR濾波器602的濾波器系數； 系數調整觸發單元6053，用于觸發第一 FIR濾波器601將其濾波器系數調整為所 述計算得到的調整后的第一FIR濾波器601的濾波器系數；還用于觸發第二FIR濾波器602 將其濾波器系數調整為所述計算得到的調整后的第二 FIR濾波器602的濾波器系數。
上述逼近系數的取值范圍可以是(0， 1)，即0到1的開區間。 通過本發明實施例提供的系統，能夠有效抑制I信號和Q信號中的直流分量，并且還能夠抑制1/Q失配，本系統在實現上述抑制的過程中，不需要中斷有效信號的接收，采用
自適應的工作機制，并且能夠適用于擴頻調試中。 實施例三 本實施例相應提供一種零中頻接收機，該零中頻接收機包括上述實施例二中描述 的零中頻的載波自適應濾波系統。在實際中，零中頻的載波自適應濾波系統可以在零中頻 接收機中的DSP上實現。 以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人 員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應 視為本發明的保護范圍。
權利要求
一種零中頻的載波自適應濾波方法，其特征在于，包括對經過第一FIR濾波器濾波的I信號和經過第二FIR濾波器濾波的Q信號進行解擴，然后利用EVM方法計算解擴后的I信號和Q信號在星座圖的坐標與理想星座坐標之間的誤差，根據所述誤差調整所述第一FIR濾波器和第二FIR的濾波器的系數，直至調整前后第一FIR濾波器和第二FIR的濾波器的系數之差均小于預定的閾值。
2. 根據權利要求l所述的方法，其特征在于，所述根據所述誤差調整所述第一FIR濾波 器和第二 FIR的濾波器的系數包括將所述計算的誤差、經過第一 FIR濾波器過濾后的當前I信號和逼近系數之間的乘積 與第一 FIR濾波器的當前系數的和，作為第一 FIR濾波器的調整后的系數；將所述計算的誤差、經過第二 FIR濾波器過濾后的當前Q信號和逼近系數之間的乘積 與第二 FIR濾波器的當前系數的和，作為第二 FIR濾波器的調整后的系數。
3. 根據權利要求2所述的方法，其特征在于，所述逼近系數的取值范圍為0到1。
4. 根據權利要求1至3中任意一項所述的方法，其特征在于，所述誤差為在星座圖中解 擴后的I信號和Q信號的星座坐標與理想星座坐標之間的距離。
5. —種零中頻的載波自適應濾波系統，其特征在于，包括第一 FIR濾波器、第二 FIR 濾波器、解擴單元、EVM計算單元、系數調整單元；其中，所述第一 FIR濾波器用于根據濾波器系數，對I信號進行過濾； 所述第二 FIR濾波器用于根據濾波器系數，對Q信號進行過濾；所述解擴單元用于對經過所述第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器過濾的I信號和Q信 號進行解擴；所述EVM計算單元用于利用EVM方法計算所述解擴后的I信號和Q信號在星座圖上的 坐標與理想星座坐標之間的誤差；所述系數調整單元，用于根據所述誤差調整所述第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器的 系數；比較單元，用于比較調整前后第一 FIR濾波器和第二 FIR的濾波器的系數之差均小于 預定的值，如果是，則觸發系數調整單元停止濾波器系數的調整；如果否，則觸發系數調整 單元繼續調整濾波器系數。
6. 根據權利要求5所述的系統，其特征在于，所述系數調整單元包括 乘法運算子單元，用于計算所述EVM計算單元得到誤差、經過第一 FIR濾波器過濾后的當前I信號和逼近系數之間的乘積；還用于計算的所述EVM計算單元得到誤差、經過第二 FIR濾波器過濾后的當前Q信號和逼近系數之間的乘積；加法運算子單元，用于將計算所述誤差、經過第一FIR濾波器過濾后的當前I信號和逼 近系數之間的乘積與第一 FIR濾波器的當前濾波器系數的和，得到調整后的第一 FIR濾波 器的濾波器系數；還用于計算所述誤差、經過第二FIR濾波器過濾后的當前Q信號和逼近系 數之間的乘積與第二 FIR濾波器的當前濾波器系數的和，得到調整后的第二 FIR濾波器的 濾波器系數；系數調整觸發單元，用于觸發第一FIR濾波器將其濾波器系數調整為所述計算得到的 調整后的第一 FIR濾波器的濾波器系數；還用于觸發第二 FIR濾波器將其濾波器系數調整 為所述計算得到的調整后的第二 FIR濾波器的濾波器系數。
7. 根據權利要求6所述的系統，其特征在于，所述逼近系數的取值范圍為0到1的開區間。
8. 根據權利要求5至7中任意一項所述的系統，其特征在于，所述誤差為在星座圖中解 擴后的I信號和Q信號的星座坐標與理想星座坐標之間的差距。
9. 一種零中頻接收機，其特征在于，包括如權利要求5至8中任意一項所述的零中頻的 載波自適應濾波系統。
全文摘要
本發明實施例公開了一種零中頻的載波自適應濾波方法和系統以及相應的零中頻接收機，該方法包括對經過第一FIR濾波器濾波的I信號和經過第二FIR濾波器濾波的Q信號進行解擴，然后利用EVM方法計算解擴后的I信號和Q信號在星座圖的坐標與理想星座坐標之間的誤差，根據所述誤差調整所述第一FIR濾波器和第二FIR的濾波器的系數，直至調整前后第一FIR濾波器和第二FIR的濾波器的系數之差均小于預定的閾值。通過本發明，能夠有效抑制直流分量和I/Q失配，并且不需要對有效信號進行中斷，而且可以在WCDMA下行信號或者CDMA下行信號接收機系統中應用。
文檔編號H04B1/16GK101764625SQ20091024456
公開日2010年6月30日 申請日期2009年12月30日 優先權日2009年12月30日
發明者何梁 申請人:北京北方烽火科技有限公司