專利名稱：：改進(jìn)的t/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：發(fā)明涉及一種改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法，屬于克服水聲信道多徑衰落引起的碼間干擾(Inter-SymbolInterference,ISI)的盲均衡算法的
技術(shù)領(lǐng)域：
。
背景技術(shù)：
：水聲通信中，不需要訓(xùn)練序列的盲均衡技術(shù)是消除碼間干擾(Inter-SymbolInterference,ISI)的主要手段(見文獻(xiàn)[1]DabeerO,MasryE.Convergenceanalysisoftheconstantmodulusalgorithm[J].IEEETransactionsonInformationTheory,2003,49(6):1447-1464)。其中，波特間隔盲均衡器(見文獻(xiàn)[2]邱天爽等.通信中的自適應(yīng)信號處理.電子工業(yè)出版社.2005)結(jié)構(gòu)簡單，但收斂速度慢、穩(wěn)態(tài)誤差大；而抽頭間隔為波特間隔分?jǐn)?shù)倍的分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器(Fractionally-SpacedEqualizer,FSE)(見文獻(xiàn)[3]張艷萍，趙俊渭.基于分?jǐn)?shù)間隔的水聲信道盲均衡算法研究[J]，聲學(xué)與電子工程,2005,78(2):21-23;[4]周雷，李建東,張光輝.基于分?jǐn)?shù)間隔均衡器和ML算法的新型DWPM調(diào)制系統(tǒng)[J].西安電子科技大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版),2006，33(4):509-513;[5]JohnsonCR，SchniterJrP，F(xiàn)ijalkowI,etal.ThecoreofFSE-CMAbehaviortheory[A].SimonHaykin.UnsupervisedAdapitiveFilteringVolumeII:BlindDeconvolution[C].NewYork:Wiley,2000.12-112)。對常模信號進(jìn)行均衡時，收斂速度快、穩(wěn)態(tài)誤差小，但對高階正交振幅調(diào)制信號(16QAM),其分布在幾個已知半徑的圓上，信號模值不為常數(shù)，用FSE-CMA對其進(jìn)行均衡時，會存在較大的誤判，產(chǎn)生較大的均方誤差，不能充分地消除碼間干擾。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明目的是針對分?jǐn)?shù)間隔盲均衡方法(T/2-FSE-CMA)在均衡高階QAM信號時，存在收斂速度慢和剩余誤差大的缺點，通過分析16QAM信號星座圖分布特點，發(fā)明了一種改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法(T/2-FSE-RCTCMA)。該方法將分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器輸入信號的實部和虛部分開進(jìn)行均衡，利用坐標(biāo)變換將輸出信號變換到同一圓上，得到坐標(biāo)變換后的常數(shù)模誤差函數(shù)，用該誤差函數(shù)調(diào)整T/2分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器每路子信道的權(quán)向量，有效地克服了T/2FSE-CMA方法對多模高階QAM信號均衡時存在的誤判。水聲信道仿真結(jié)果表明，與T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法(T/2-FSE-CTCMA)和T/2分?jǐn)?shù)間隔盲均衡方法(T/2-FSE-CMA)相比，本發(fā)明方法的收斂速度得到了顯著的提高，減小了剩余誤差。本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案本發(fā)明改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法，其特征在于包括如下步驟第一步將以符號長度r為周期的發(fā)射信號序列s("分別經(jīng)過7V2分?jǐn)?shù)間隔第/個子信道得到第/個子信道輸出信號為/)(A)=f.(A:-/)+"w(A)，其中iVc表示波特/=0間隔抽樣的信道沖激響應(yīng)長度，c^(it)為第,'個子信道的沖激響應(yīng)，"W(A:)是第/個子信道上加性噪聲，/=0,1，兩個子信道結(jié)構(gòu)相同，A:為時間序列；第二步第一步所述的子信道輸出信號/乂"包括第零路子信道輸出信號/>)W=_y/))("+^(°)(^和第一路子信道輸出信號/)(^=&(1)("+A/"W,將第零路子信道輸出信號的實部和虛部jV，"、乃w("分別經(jīng)過第零路實部、虛部盲均衡器后得到相應(yīng)的實部、虛部均衡器輸出信號^(())("、z/。、/t);同樣，將第一路子信道輸出信號的實部和虛部y/、A:)、力(1)("分別經(jīng)過第一路實部、虛部盲均衡器后得到相應(yīng)的實部、虛部盲均衡器輸出信號z/乂A;)、z/"(",則最終輸出信號為z(AO:^(AO+力,(A:),其中=z/)("+z/)(A:)為實部，=z/。)(A:)+z/"("為虛部，下標(biāo)R表示復(fù)數(shù)的實部，下標(biāo)I表示復(fù)數(shù)的虛部。所述的改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法，其特征在于第零路至第一路實部、虛部盲均衡器的權(quán)向量求取如下1)將第二步所述的最終輸出信號實部^(A:)和虛部z,(^)分別經(jīng)過坐標(biāo)變換得到坐標(biāo)變換后的實部28_(0、虛部、^(A:);2)將步驟1)所述的最終輸出信號經(jīng)過坐標(biāo)變換后的實部z^Jyt)按照常數(shù)誤差函數(shù)的定義方法得到實部誤差信號e^w(yt),將步驟l)所述的最終輸出信號經(jīng)過坐標(biāo)變換后的虛部z一("按照常數(shù)誤差函數(shù)的定義方法得到虛部誤差信號etoew(A:);3)將步驟2)所述的實部誤差信號^eJ"經(jīng)過實部盲均衡器得到第零路、第一路實部盲均衡器的權(quán)向量和/f(A)，其更新公式為/^/,K^(^v/)'的；將步驟2)所述的虛部誤差信號、，(W經(jīng)過虛部盲均衡器得到第零路、第一路虛部盲均衡器的權(quán)向量/"(A:)和，其更新公式為//'W+l^Z/^AO+^/'^K^A^/'^A:),其中，A為權(quán)向量迭代步長，z'=0,l。本發(fā)明提出了一種改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔的坐標(biāo)變換盲均衡方法(T/2-FSE-RCTCMA),其計算量減小近一倍，對16QAM信號的均衡時，體現(xiàn)出明顯優(yōu)勢。水聲信道仿真結(jié)果表明與T/2-FSE-CTCMA和T/2-FSE-CMA方法相比，本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA具有更快的收斂速度和小的剩余誤差，星座圖效果非常明顯。因而，本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA能夠更有效地消除碼間干擾，實時恢復(fù)信號。圖l:分?jǐn)?shù)間隔盲均衡算法；圖2:本發(fā)明方法結(jié)構(gòu)圖3:16QAM坐標(biāo)變換原理圖4:本發(fā)明實施例1仿真圖，(a)誤差曲線(b)均方根誤差曲線(c)均衡器的輸入信號(d)T/2-FSE-CMA星座圖(e)T/2-FSE-CTCMA星座圖(f)T/2-FSE-RCTCMA星座圖5:本發(fā)明實施例2仿真圖，(a)誤差曲線(b)T/2-FSE-CMA星座圖(c)T/2-FSE-CTCMA星座圖(d)T/2-FSE-RCTCMA星座圖。具體實施例方式下面結(jié)合附圖對發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明如圖1所示，分?jǐn)?shù)間隔盲均衡方法分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器是在波特間隔盲均衡器基礎(chǔ)之上，以大于波特率i/r的速率對信道的輸出信號進(jìn)行過采樣而得來的。研究表明，分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器可以等效為多信道系纟克才莫型(見文獻(xiàn)[7]TimofeevA.V"SheozhevA.M.,ShibzukhovZ.M.Multi-AgentDiophantineNeuralNetworksinProblemsofRecognitionandDiagnostics.—Neurocomputers:DevelopmentandApplication,2005，10~11,pp.69—74(InRussian))。如圖1所示，系統(tǒng)的輸入輸出具有相同的采樣速率。圖l中，s(A:)是以符號長度r為周期的發(fā)射信號序列；cW(A)(z、0，l…戶-l)為第/路子信道的沖激響應(yīng)；尸是分?jǐn)?shù)間隔采樣因子；第/路子信道的沖激響應(yīng)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>是第Z路子信道上加性噪聲；/')(A;)為第/路盲均衡器的輸入信號，且+(1)式中，乂為波特間隔的信道沖激響應(yīng)長度。/W(A:)為第/路盲均衡器的權(quán)向量，其表達(dá)式為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>式中，〃為步長，""=/2-|<"|2為誤差，信號模值及、E(W"l4)/E(l^:)卩)。整個系統(tǒng)的輸出為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>分?jǐn)?shù)間隔盲均衡方法(172-FSE-CMA)只適用于對常模信號進(jìn)行均衡，對多模QAM信號進(jìn)行均衡時，存在較大的誤判，容易產(chǎn)生很大的均方誤差。如圖2所示，改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法當(dāng)發(fā)射信號為高階QAM信號時，為了使分?jǐn)?shù)間隔盲均衡方法達(dá)到更好的均衡效果，對圖1所示的分?jǐn)?shù)間隔均衡器作兩點改進(jìn)，其一將均衡器輸入信號的實部、虛部分開進(jìn)行均衡，相當(dāng)于整個均衡器中對實信號進(jìn)行均衡，與復(fù)信號相比，運(yùn)算量減小很多。其二，對均衡器輸出信號的實部、虛部分別作坐標(biāo)變換，得到兩個坐標(biāo)變換后的誤差函數(shù)，用此誤差函數(shù)定義代價函數(shù)，由代價函數(shù)最小化方法得到了本發(fā)明方法的權(quán)向量更新公式。改進(jìn)后的方法原理，如圖2所示。本發(fā)明方法不僅對多模QAM信號的均衡性能得到了顯著提高，提高了收斂速度和減小了穩(wěn)態(tài)誤差；同時，彌補(bǔ)了分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器對多模QAM信號進(jìn)行均衡時，體現(xiàn)出的不足。T/2分?jǐn)?shù)間盲隔均衡器，過采樣因子尸=2，根據(jù)圖l的信道系統(tǒng)模型，信道被分成奇子信道cW("和偶子信道cW(A:)。圖2中，改進(jìn)方法將盲均衡器輸入信號/，A:)和/"(A:)的實部和虛部分開進(jìn)行均衡，則均衡器輸入信號的表達(dá)式為/0)W=^(°)W+A)(4)/)("〃/)W+A/"("(5)各路信號的權(quán)向量分別為/"("、//。)("、/盲均衡器的輸出信號分別為z/)(A:)、z/°)0t)、z/)("、z/"(A:);則最終輸出信號的實部表達(dá)式為，=Zfi(0)("(6)最終輸出信號的虛部表達(dá)式為z,=(7)最終輸出信號的表達(dá)式為^0=^W+^(A:)(8)在均衡過程中，引入坐標(biāo)變換思想，其原理如圖3所示。圖中，"x，，表示均衡后的理想16QAM信號點，分布在四個已知的圓上；A、B、C、D為對其進(jìn)行坐標(biāo)變換后的四點，分布在同一個單位圓上。常模誤差函數(shù)表示式為e("=i2-|z(A:)|2,由于f是一個特定的模值，故當(dāng)信號被完全均衡時其誤差值不為零，影響均衡效果。因此通過坐標(biāo)變換，可以使16QAM信號點全部變換到A、B、C、D四點上，這樣，當(dāng)信號完全均衡時，變換后的信號模值與均衡后信號的差值為零，即誤差為零，達(dá)到最佳均衡效果。圖2中，經(jīng)過坐標(biāo)變換后，實部、虛部的誤差函數(shù)分別為、ew("、ej^(A:),其表達(dá)式為^Rnew(A)=及Rnew—IZRnewI、瀏(&)=—||(9)式中zRnew("=z("—2sign[^(A:)〗、ztaew("=^-2sign[z,("]及2別[^W-2sign[ffi]]及2別[&(A:)-2sign[^(A:)]]屮—列K("—2sign[^W]]'—別^("-2sigi^(A:)]](10)(11)式中，sign(.)為取符號操作。權(quán)向量更新公式為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>//0(A:+1)=//')+//z/')d(W"(A)(/=0,1)均衡器輸出表達(dá)式為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>于16QAM信號來說，當(dāng)信道完全均衡時，式(9)值等于零。式(4)(14)構(gòu)成了一種(12)(13)(14)改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法(T/2-FSE-RCTCMA,ARefrainedT/2FractionallySpacedCoordinateTransformationBlindEqualizationAlgorithms)。本發(fā)明中,將沒有實、虛部分開均衡，只對輸出作坐標(biāo)變換的方法，稱為基于T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法(T/2-FSE-CTCMA)。由于本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA對盲均衡器的輸入信號實部、虛部分開進(jìn)行均衡，相當(dāng)于對實信號進(jìn)行運(yùn)算，比T/2-FSE-CTCMA方法運(yùn)算量小，且對均衡器輸出信號的實部、虛部分別作坐標(biāo)變換，因而，在收斂速度和穩(wěn)態(tài)誤差上優(yōu)于T/2-FSE-CTCMA和T/2-FSE-CMA。T/2分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器對輸入信號以7V2的速率進(jìn)行采樣，避免了因欠采樣引起的頻譜混疊，有效地補(bǔ)償了信道特性的畸變(見文獻(xiàn)[8]郭業(yè)才著.自適應(yīng)盲均衡技術(shù)[M].合肥工業(yè)大學(xué)出版社.2007)。本發(fā)明方法在此基礎(chǔ)之上，將盲均衡器輸入信號實部、虛部分開均衡，相當(dāng)于在均衡中處理的是實信號，減小了計算量。而且，對均衡器輸出信號的實部和虛部作坐標(biāo)變換，信號由多模信號變成常模信號，減小了穩(wěn)態(tài)誤差，提高了收斂速度。對于16QAM信號，將其實部、虛部分開后，相當(dāng)于兩路4PAM信號，再經(jīng)過坐標(biāo)變換后，變?yōu)?PAM,加快了權(quán)向量的更新，在信道完全均衡時誤差函數(shù)將趨于零，因此在均衡處理速度上會明顯加快，收斂速度和穩(wěn)態(tài)誤差都得到了改善。水聲信道仿真實驗中，驗證了本發(fā)明方法的優(yōu)越性。在T/2-FSE-CMA方法中，權(quán)向量每次迭代時，一路信號有(iV,/2)*4次乘法和(7V"2"3+[(A^/2)-l]次加法(A^是均衡器的長度)。而對于將實部和虛部分開的172FSE-CTCMA，一路信號的實部在每次迭代時，計算量為A^/2次乘法和(A^/2)-l次加法，則一路信號在每次迭代時總的計算量為次乘法和-2次加法。基于上述分析，本發(fā)明方法T/2-FSE-CTCMA的計算量比T/2-FSE-CMA減小了近一倍。同時，水聲信道仿真結(jié)果也表明，本發(fā)明方法T/2-FSE-CTCMA的均衡性能明顯優(yōu)于T/2-FSE-CMA。實施實例為了檢驗本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA的有效性，采用水聲信道進(jìn)行仿真實驗，與T/2-FSE-CTCMA方法和T/2-FSE-CMA方法進(jìn)行了比較。實施例一采用混合相位水聲信道c呵0.3D2-0.10400.89080.3134];發(fā)射信號為16QAM，均衡器權(quán)長均為32，信噪比25dB,每一路子信道均衡器的權(quán)長為16,權(quán)向量初始化為中心抽頭，三種方法的步長//1/2—FSE、/^/2—FSE_CTCMA、/^/2_FSE_RCTCMA分別為0.000006、0.00003、0.0009。5000次蒙特卡羅仿真結(jié)果，如圖4所示。圖4(a)仿真結(jié)果表明，在穩(wěn)態(tài)誤差上，本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA比T/2-FSE-CTCMA方法減小了2dB，比T/2-FSE-CMA方法，減小了5dB;在收斂速度上，本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA收斂最快，比T/2-FSE-CMA方法快了近2000步。圖4(b)表明，在不同信噪比下，本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA的均方根誤差最小的。圖4(d)、(e)、①的星座圖進(jìn)一步說明了本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA與T/2FSE-CMA方法相比，有很大的優(yōu)勢。本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA的星座圖清晰、緊湊，有很強(qiáng)的抗碼間干擾(ISI)能力。實施例二時變信道q的傳遞函數(shù)為c「,在發(fā)射機(jī)發(fā)射5000個信號點，信道突變?yōu)樾诺繼，其傳遞函數(shù)為c2=[-0.35001],發(fā)射10000個信號點，信道突變?yōu)樾诺?amp;，其傳遞函數(shù)為^=。隨著對發(fā)射信號不同時刻的釆樣，信道零極點分布發(fā)生改變，以此來模擬信道時變特性。發(fā)射信號為16QAM,均衡器權(quán)長均為32，信噪比25dB，每一路子信道均衡器的權(quán)長為16，權(quán)向量初始化為中心抽頭，在時變信道中，三種方法的步長參數(shù)如表l所示。500次蒙特卡羅仿真結(jié)果，如圖5所示。表l三種方法仿真參數(shù)<table>tableseeoriginaldocumentpage8</column></row><table>圖5仿真結(jié)果圖5(a)仿真結(jié)果表明，三種方法中在均衡變信道時，與T/2-FSE-CTCMA方法和T/2-FSE-CMA方法相比，本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA優(yōu)勢非常明顯，有較強(qiáng)的重啟動能力，能快速跟蹤信道的時變特性。而且，本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA輸出星座圖更加緊密集中，眼圖張開更加清楚。權(quán)利要求1、一種改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法，其特征在于包括如下步驟第一步將以符號長度T為周期的發(fā)射信號序列s(k)分別經(jīng)過T/2分?jǐn)?shù)間隔第i個子信道得到第i個子信道輸出信號為<mathsid="math0001"num="0001"><math><![CDATA[<mrow><msup><mi>y</mi><mrow><mo>(</mo><mi>i</mi><mo>)</mo></mrow></msup><mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><munderover><mi>Σ</mi><mrow><mi>l</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><msub><mi>N</mi><mi>c</mi></msub><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></munderover><mi>s</mi><mrow><mo>(</mo><mi>l</mi><mo>)</mo></mrow><mo>·</mo><msup><mi>c</mi><mrow><mo>(</mo><mi>i</mi><mo>)</mo></mrow></msup><mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>l</mi><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><msup><mi>n</mi><mrow><mo>(</mo><mi>i</mi><mo>)</mo></mrow></msup><mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo></mrow>]]></math>id="icf0001"file="A2009101833750002C1.tif"wi="61"he="10"top="40"left="90"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>其中Nc表示波特間隔抽樣的信道沖激響應(yīng)長度，c(i)(k)為第i個子信道的沖激響應(yīng)，n(i)(k)是第i個子信道上加性噪聲，i＝0，1，兩個子信道結(jié)構(gòu)相同，k為時間序列；第二步第一步所述的子信道輸出信號y(i)(k)包括第零路子信道輸出信號y(0)(k)＝y(tǒng)R(0)(k)+jyI(0)(k)和第一路子信道輸出信號y(1)(k)＝y(tǒng)R(1)(k)+jyI(1)(k)，將第零路子信道輸出信號的實部和虛部yR(0)(k)、yI(0)(k)分別經(jīng)過第零路實部、虛部盲均衡器后得到相應(yīng)的實部、虛部均衡器輸出信號zR(0)(k)、zI(0)(k)；同樣，將第一路子信道輸出信號的實部和虛部yR(1)(k)、yI(1)(k)分別經(jīng)過第一路實部、虛部盲均衡器后得到相應(yīng)的實部、虛部盲均衡器輸出信號zR(1)(k)、zI(1)(k)，則最終輸出信號為z(k)＝zR(k)+jzI(k)，其中zR(k)＝zR(0)(k)+zR(1)(k)為實部，zI(k)＝zI(0)(k)+zI(1)(k)為虛部，下標(biāo)R表示復(fù)數(shù)的實部，下標(biāo)I表示復(fù)數(shù)的虛部。2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法，其特征在于第零路至第一路實部、虛部盲均衡器的權(quán)向量求取如下1)將第二步所述的最終輸出信號實部&(A:)和虛部&(A:)分別經(jīng)過坐標(biāo)變換得到坐標(biāo)變換后的實部虛部^^(A:);2)將步驟1)所述的最終輸出信號經(jīng)過坐標(biāo)變換后的實部^訓(xùn)(A:)按照常數(shù)誤差函數(shù)的定義方法得到實部誤差信號e^wOt)，將步驟l)所述的最終輸出信號經(jīng)過坐標(biāo)變換后的虛部Zj^(A:)按照常數(shù)誤差函數(shù)的定義方法得到虛部誤差信號einew(";3)將步驟2)所述的實部誤差信號e^w(A:)經(jīng)過實部盲均衡器得到第零路、第一路實部盲均衡器的權(quán)向量/)和/i"(",其更新公式為//乂"1)y"z/^K^(^v,W;將步驟2)所述的虛部誤差信號e一W經(jīng)過虛部盲均衡器得到第零路、第一路虛部盲均衡器的權(quán)向量/"(A:)和,其更新公式為//(')(A+l)=//(')(A)+/^/')(*Kiew(^y/')*("，其中'/i為權(quán)向量迭代步長，/=0,1。全文摘要本發(fā)明公布了一種改進(jìn)的T/2分?jǐn)?shù)間隔坐標(biāo)變換盲均衡方法(T/2-FSE-RCTCMA)。本發(fā)明針對分?jǐn)?shù)間隔盲均衡方法(T/2-FSE-CMA)在均衡高階QAM信號時，存在收斂速度慢和剩余誤差大的缺點，通過分析16QAM信號星座圖分布特點，將分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器輸入信號的實部和虛部分開進(jìn)行均衡，利用坐標(biāo)變換將輸出信號變換到同一圓上，得到坐標(biāo)變換后的常數(shù)模誤差函數(shù)，由該誤差函數(shù)調(diào)整T/2分?jǐn)?shù)間隔盲均衡器每路盲均衡器的權(quán)向量，有效地克服了T/2FSE-CMA方法對多模高階QAM信號均衡時存在的誤判。本發(fā)明方法T/2-FSE-RCTCMA的收斂速度快、均方誤差小。文檔編號H04B13/02GK101651500SQ20091018337公開日2010年2月17日申請日期2009年9月18日優(yōu)先權(quán)日2009年9月18日發(fā)明者趙雪清,郭業(yè)才申請人:南京信息工程大學(xué)